JP5028807B2 - マトリクスコンバータ装置 - Google Patents

Description

本発明は、本発明は、多相交流電源から多相交流へ直接ＡＣ／ＡＣ変換するマトリクスコンバータ（ＰＷＭサイクロコンバータともいう）装置に関する。

従来のマトリクスコンバータ装置を図に基づいて説明する。図４は入力が三相交流の場合のマトリクスコンバータ装置の全体構成を示す構成図である。図において１は三相の交流電源、２は各相に設けられたインダクタンスの等しいリアクトル、３はコンデンサ、４は直接ＡＣ／ＡＣ変換するマトリクスコンバータ、５はマトリクスコンバータ４の負荷となる交流電動機、Ｎは各相第一コンデンサの一端をスター結線（Ｙ結線）してできる中性点ＳＷ１〜ＳＷ９は自己消弧能力を持つ双方向スイッチング素子である。Ｕ相のリアクトル２の一端が交流電源１に接続され、他端はマトリクスコンバータ４のＵ相の一端と第一コンデンサ３の一端に接続している。Ｖ、Ｗ相もＵ相と同様に接続している。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の第一コンデンサ３の他端はスター結線する。このリアクトル２と第一コンデンサ３でＬＣフィルタを構成する。マトリクスコンバータ４のＵ相の他端は負荷となる交流電動機のＵ相に接続される。マトリクスコンバータ４のＶ相、Ｗ相の他端もＵ相の他端と同様に負荷となる交流電動機のＶ相、Ｗ相に接続される。
マトリクスコンバータ４は入力電流の基本波成分を正弦波にできるが、ＰＷＭ制御を行うために、その入力電流にキャリア周波数の定数倍の高調波を含んでいる。その高調波電流を除去にするためには、第一コンデンサ３とリアクトル２で構成されたＬＣフィルタが必要になる（例えば、特許文献１参照）。
特開２００５−１４３２３０号公報

ところが、従来例のように単純なリアクトルとコンデンサで構成されたＬＣフィルタを用いると、電源電圧歪みやマトリクスコンバータの高調波を多く含んだ入力電流の急峻な電流変動をトリガとして、電源電流はリアクトルとコンデンサの共振周波数成分を含んだ電流となり電源電圧歪みの原因になったり、電源の定格電力容量を大きくしなければならないなどの問題を引き起こす。

そこで本発明は上記問題点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、入力電流の共振成分を除去するマトリクスコンバータ装置を提供することにある。

上記問題を解決するために本発明は、一端が交流電源（１）に接続され、他端は直接ＡＣ／ＡＣ変換するマトリクスコンバータ（４）の一端と第一コンデンサ（３）の一端に接続される各相毎のリアクトル（２）と、各相毎の他端がスター結線又はデルタ結線された前記第一コンデンサ（３）と、他端が負荷に接続された前記マトリクスコンバータ（４）と、からなるマトリクスコンバータ装置において、抵抗（７）と第二コンデンサ（８）のみを直列接続した直列接続体を各相毎に前記リアクトル（２）と並列接続したダンピングリアクトル（６）を備え、前記直列接続体を備えず構成した場合に対し、前記リアクトル（２）のインダクタンス値は変化させずに前記第一コンデンサ（３）の静電容量を小さくしたことを特徴とするものである。
また、請求項１記載のマトリクスコンバータ装置において、前記第一コンデンサ（３）と前記第二コンデンサ（８）の静電容量の双方を前記直列接続体を備えない場合の前記第一コンデンサ（３）の静電容量の略１/２とし、前記リアクトル（２）のインダクタンス値は前記直列接続体を備え無い場合から変化させないことを特徴とするものである。

請求項に記載の発明によると、入力電流の共振成分を除去できるため、電源電圧歪みによる他の電気機器の破壊や、電源の定格電力容量を小さくできる。

以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。

図１は、本発明の三相入力し三相出力するマトリクスコンバータ装置の構成図である。
本発明が従来のマトリクスコンバータ装置（図４）の入力フィルタと異なる部分は、リアクトル２をダンピングリアクトル６にした部分であり、その他は図４と同一である。本発明の実施例ではダンピングリアクトル６はリアクトル２、第二コンデンサ８、抵抗７で構成されている。
各相のダンピングリアクトル６は、抵抗７と第二コンデンサ８とを直列接続した直列接続体を各相のリアクトル２と並列接続して構成する。各相のダンピングリアクトル６の一端は交流電源１に接続され、他端はマトリクスコンバータ４の一端と第一コンデンサ３の一端に接続する。
本方式における１相分の等価回路を図２に示す。図２において(a)は従来例のリアクトル２と第一コンデンサ３のみで入力フィルタを構成した場合の等価回路で、(b)は本発明の等価回路である。図２に示した等価回路において式(1)aは従来例による電圧の伝達関数、式(1)bは本実施例による電圧の伝達関数である。ここで、ｓはラプラス演算子、Ｒは抵抗、Ｌはリアクトル、Ｃ１第二コンデンサ、Ｃ２第一コンデンサ、Ｇはゲインである。

図３は図２に示した従来例と本発明の両方について横軸を周波数、縦軸をゲインとする周波数特性を示したゲイン−周波数特性図である。
ここで各回路定数は下記のとおりである。
式(1)a：Ｌ＝０．０６３ｍＨ、Ｃ＝４５μＦ
式(1)b：Ｃ１＝Ｃ２＝４５μＦ、Ｒ＝１Ω
各々の伝達関数に対してゲイン−周波数特性を示したものが図３である。図で明らかなように、従来例においては共振周波数のゲインが６０（ｄＢ）を超えるほど大きくなり、共振電流を誘発しやすいのに対して、本発明は共振周波数のゲインが約２０（ｄＢ）まで低くなっており共振電流が発生しにくくなっていることがわかる。
ダンピングリアクトル６において、第二コンデンサ（８）を除去しリアクトル２に並列にダンピング抵抗のみを接続した場合も想定できる。この想定と本実施例を比較すると、本実施例は抵抗７の容量をこの想定よりも更に小さくすることができる特徴がある。この想定のようにダンピング抵抗だけを入れるとどうしても通常の電源周波数成分の電流値はある程度の値となり抵抗の容量、抵抗発熱の処置により抵抗部分のコストが増加する。
これに対して実施例では電源周波数成分の電流値を低く抑えられるため抵抗の容量を小さくできる。また第二コンデンサ８の追加を伴うが、従来のＬＣだけのフィルタを基本に考えると、基本となる第一コンデンサの静電容量Ｃを1/2とした静電容量を従来のＣの代替及び抵抗７に直列の第二コンデンサ８として使用しても、従来と同等以上の性能があり共振ゲインの小さいフィルタが構築できる。従って総合的に静電容量Ｃの追加によるサイズ・コストの増加分も抑えることができる。通常マトリクスコンバータは定格電力が相当大きな用途に使われるため、この弱電用ではない強電用フィルタを小形軽量化することができる。
図５は、本発明の変形例である。図５が本発明の図１と相違する部分は第一コンデンサ３の結線をデルタ（Δ）結線に変えた部分だけである。

共振現象を抑制することによってマトリクスコンバータの大容量化を容易化することができるので、クレーン駆動のような大容量回生用途にも適用できる。

本発明の実施例の構成図 本発明の等価回路 本発明のゲイン−周波数特性 従来例の構成図 本発明の実施例の変形例

符号の説明

１ 交流電源
２ リアクトル
３ 第一コンデンサ
４ マトリクスコンバータ
５ 交流電動機
６ ダンピングリアクトル
７ 抵抗
８ 第二コンデンサ
Ｎ 中性点
ＳＷ１〜ＳＷ９ 双方向スイッチング素子

Claims (2)

1. 一端が交流電源（１）に接続され、他端は直接ＡＣ／ＡＣ変換するマトリクスコンバータ（４）の一端と第一コンデンサ（３）の一端に接続される各相毎のリアクトル（２）と、
   各相毎の他端がスター結線またはデルタ結線された前記第一コンデンサ（３）と、
   他端が負荷に接続された前記マトリクスコンバータ（４）と、からなるマトリクスコンバータ装置において、
   抵抗（７）と第二コンデンサ（８）のみを直列接続した直列接続体を各相毎に前記リアクトル（２）と並列接続したダンピングリアクトル（６）を備え、
   前記直列接続体を備えず構成した場合に対し、前記リアクトル（２）のインダクタンス値は変化させずに前記第一コンデンサ（３）の静電容量を小さくしたことを特徴とするマトリクスコンバータ装置。
2. 前記第一コンデンサ（３）と前記第二コンデンサ（８）の静電容量の双方を前記直列接続体を備えない場合の前記第一コンデンサ（３）の静電容量の略１/２とし、前記リアクトル（２）のインダクタンス値は前記直列接続体を備え無い場合から変化させないものである請求項１記載のマトリクスコンバータ装置。