JP5016176B2 - 低電圧差動信号を生成するための回路 - Google Patents
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Description
【発明の分野】
この発明は一般に、高速低電圧差動信号を提供するための方法および回路に関する。
【0002】
【背景】
米国電気通信工業会(TIA)は、2値信号を交換するために使用可能な低電圧差動信号方式(LVDS)インターフェイス回路の電気的特性を規定する規格を発行した。LVDSは低電圧差動信号を採用して、高速で低電力のデータ通信を提供する。差動信号の使用により、コモンモードノイズのキャンセルができ、このため、格段の速度およびノイズ耐性でのデータ伝送が可能となる。このLVDS規格の詳細な説明については、「低電圧差動信号方式(LVDS)インターフェイス回路の電気的特性(Electrical Characteristics of Low Voltage Differential Signaling (LVDS) Interface Circuits)」、TIA/EIA―644(1996年3月)を参照されたい。
【0003】
図1(先行技術)は、伝送線115を介してLVDS受信機110に接続されたLVDS発生器100を示す。発生器100は、入力端子と同名のシングルエンドのデジタル入力信号D_INを、差動出力端子TX_AおよびTX_B上の1対の相補LVDS出力信号に変換する。100オームの終端負荷RLは端子TX_AとTX_Bとを分け、発生器100の出力インピーダンスを上述のLVDS規格で規定されたレベルに設定する。
【0004】
LVDS受信機110は、端子TX_AおよびTX_Bからの差動入力信号を受入れ、それらをシングルエンドの出力信号D_OUTに変換する。LVDS規格はLVDS受信機110の特性を規定している。この出願は差動信号発生器を指向しており、受信機110の包括的な説明はこの出願には含まれない。
【0005】
図2(先行技術)は、図1のLVDS発生器100を概略的に示す。発生器100は、ドライバ段205に接続されたプリアンプ200を含む。プリアンプ200はシングルエンドのデータ信号D_INを受取り、1対の相補データ信号DおよびD/(“/”で終わる信号名はアクティブロー信号である)を生成する。特にそれ以外の指示がない限り、各信号は図に示された対応するノードの名称によって言及される。このため、たとえば、発生器100への入力端子および入力信号は双方ともD_INと呼ばれる。各場合において、ノードの名称を信号として解釈するかまたは物理的要素として解釈するかは文脈から明らかである。
【0006】
ドライバ段205はPMOS負荷トランジスタ207とNMOS負荷トランジスタ209とを含み、それらの各々はそれぞれのバイアス電圧PBIASおよびNBIASに応答して比較的安定した駆動電流を生成する。ドライバ段205は4つの駆動トランジスタ211、213、215、217をさらに含む。
【0007】
信号D_INが論理「1」(たとえば3.3ボルト)である場合、プリアンプ200は端子D上に論理「1」を、端子D/上に論理「0」(たとえば0ボルト)を生成する。端子D上の論理「1」はトランジスタ211および217をオンにし、電流がトランジスタ207および211を通って流れ下り、終端負荷RLを通って上がり、トランジスタ217および209を通って接地へ流れ下りるようにする(一連の矢印219を参照)。終端負荷RLを通る電流は、出力端子TX_AとTX_Bとの間に負電圧を発生させる。
【0008】
逆に、信号D_INが論理「0」である場合、プリアンプ200は端子D上に論理「0」を、端子D/上に論理「1」を生成する。端子D/上の論理「1」はトランジスタ213および215をオンにし、電流がトランジスタ207、トランジスタ215、終端負荷RL、トランジスタ213、およびトランジスタ209を通って接地へ流れ下りるようにする(一連の矢印221を参照)。終端負荷RLを通る電流は、出力端子TX_AとTX_Bとの間に正電圧を発生させる。
【0009】
図3(先行技術)は、図1および2の終端負荷RLの両端に現れる電圧の信号的意味を示す波形図300である。LVDS発生器100は端子TX_AおよびTX_B上に1対の差動出力信号を生成する。LVDS規格は、端子TX_AとTX_B間の電圧が250mV〜450mVの範囲にあり続けること、および、2つの差動電圧の中間の電圧がおよそ1.2ボルトであり続けることを要求している。端子TX_Aは、2値の1を表わすには端子TX_Bに対して負であり、2値の0を表わすには端子Bに対して正である。
【0010】
プログラマブルロジックデバイス(PLD)は、特定された論理機能を行なうようにユーザ(たとえば回路設計者)によってプログラム可能な、周知の種類のICである。多くのPLDは、外部信号を受取るようにまたは信号をチップ外へ駆動するように構成可能な、ある種の入力/出力ブロック(IOB)を含有する。PLDの1種であるフィールドプログラマブルゲートアレイ(FPGA)は通常、互いにおよびプログラマブルIOBにプログラム可能に相互接続される構成可能論理ブロック(CLB)のアレイを含む。FPGA上の内部構成メモリセルへロードされた構成データは、CLB、相互接続、ブロックRAM、およびIOBがいかに構成されているかを判定することによって、FPGAの動作を定義する。
【0011】
出力回路として構成されたIOBは通常、シングルエンドの論理信号を外部デバイスへ提供する。他の種類の回路と同様、PLDは差動出力信号を用いて外部信号を駆動することにより提供される性能上の利点から恩恵を受けるであろう。したがって、差動出力信号を提供するように構成可能なIOBに対する要望が存在する。また、異なる負荷に対して性能を最適化するように適合可能なLVDS出力回路に対する要望も存在する。
【0012】
【概要】
この発明は、異なる負荷での使用に対して適合可能な差動信号出力回路に対する要望に応えるものである。一実施例によれば、1つまたはそれ以上のドライバ段が必要に応じて追加され、所与の負荷を駆動するのに適切な電力を提供することが可能である。ドライバ段は、メモリセル、ヒューズ、および反ヒューズ(antifuse)などのプログラマブル要素を1つまたはそれ以上プログラムすることによって追加される。
【0013】
別の実施例に従った差動ドライバは、数々の連続するドライバ段に接続された多段遅延要素を含む。この遅延要素は各入力信号の遷移に応答して2つまたはそれ以上の対の相補入力信号を生成し、次の各信号対は前の信号対に対して或る量遅延される。相補信号の対はそれぞれのドライバ段へ伝達され、そのため各ドライバ段は入力信号の遷移に逐次応答する。ドライバ段の出力端子は、互いにおよび差動ドライバの出力端子に接続されている。このため差動ドライバは各入力信号の遷移にますます強力な増幅で応答する。漸進的な増幅は出力抵抗の対応する漸進的な減少をもたらし、このことは、信号反射に通常関連するノイズを減少させる。
【0014】
この発明に従った拡張可能な多段差動増幅器は、PLDでの使用に適合可能である。一実施例では、IOBの隣接する対が、回路の半分がLVDS信号を生成するのに必要とされる状態で、各々提供される。したがってIOBの隣接する対は、個々に用いてシングルエンドの入力または出力信号を提供することができ、または組合せて差動出力信号を生成することが可能である。
【0015】
この概要はこの発明を限定するものではなく、この発明は代わりに特許請求の範囲によって定義される。
【0016】
[詳細な説明]
図4は、この発明の一実施例に従った拡張可能な差動増幅器400を示す。増幅器400は、1対のドライバ段410および415に接続されたプリドライバ405を含む。プリドライバ405とドライバ415との組合せは、図2および3に関連して上述されたように動作して、端子D_IN上のシングルエンドの入力をラインTX_AおよびTX_B上の差動出力信号に変換する。この発明によれば、ドライバ410は必要に応じて活性化され、さらなるドライブ能力を提供することが可能である。一実施例では、ドライバ410および415は1対の隣接するプログラマブルIOB(一括して417と称する)内にあり、ラインTX_AおよびTX_Bはその対のそれぞれの入力/出力(I/O)パッドに接続する。この発明のこの局面を以下に詳細に説明する。
【0017】
構成ビット420のプログラム状態は増幅器400がイネーブルかどうかを判断し、第2の構成ビット425のプログラム状態は増幅器400のドライバ段が拡張されてドライバ410を含んでいるかどうかを判断する。例示的な構成ビットは、図8Aに関連して以下に説明される。
【0018】
ビット420が「イネーブル差動シグナリング」ラインEN_DS上に論理「1」を提供するようプログラムされている場合、プリドライバ405とドライバ415とは、図2に関連して上述されたことと同様の態様で機能する。所望すれば、「拡張差動シグナリング」ラインX_DS上に論理「1」を提供するようビット425をプログラムすることによって、駆動回路はドライバ410を含むように拡張可能である。ラインX_DSおよびEN_DS上の信号は、ANDゲート430を用いて論理的に組合され、「イネーブル終端負荷」信号EN_Tをドライバ415へ生成する。この信号およびその目的は、図5Bに関連して以下に説明される。
【0019】
図5Aは、図4のプリドライバ405の一実施例の概略図である。プリドライバ405は1対の従来のトライステートドライバ500および502を含む。従来のインバータ504は信号EN_DSの補数を提供する。
【0020】
信号EN_DSおよびEN_DS/がそれぞれローおよびハイである場合、増幅器400は非活性である。これらの論理レベルにより、トライステートドライバ500および502は、入力端子D_INをそれぞれのトライステート出力端子T1およびT2から切断するようになる。信号EN_DSおよびその相補信号EN_DS/も、1対のトランジスタ506および508をオンにすることによって、端子T1およびT2をそれぞれの供給電圧VCCOおよび接地へ接続する。このため、差動シグナリングがディスエーブルの場合、入力端子D_IN上の変化に応答して端子T1およびT2が変化することはない。増幅器400がIOBを用いてプログラマブルロジックデバイスで実現されている場合、増幅器400は、IOBが何か他の入力または出力機能を実行できるようにするためにディスエーブルとなってもよい。
【0021】
信号EN_DSおよびEN_DS/がそれぞれハイおよびローである場合、増幅器400は活性である。これらの論理レベルにより、トライステートドライバ500および502は、入力端子D_INをそれぞれのトライステート出力端子T1およびT2へ接続するようになる。信号EN_DSおよびその相補信号EN_DS/も、トランジスタ506および508をオフにすることによって、端子T1およびT2をそれぞれの供給電圧VCCOおよび接地から切断する。このため、差動シグナリングがイネーブルの場合、信号D_INに応答して端子T1およびT2は変化する。
【0022】
トライステート出力端子T1およびT2は、反転プリドライバ510および非反転プリドライバ512のそれぞれの入力端子に接続する。プリドライバ510は1対の従来のインバータ514および516を含む。インバータ514は、ラインT1上の信号が反転され増幅されたバージョンである信号Dを生成する。インバータ516は同様の信号をテストピン518へ提供する。プリドライバ512は3つの従来のインバータ520、522、および524を含む。プリドライバ512は、信号Dの補数である信号D/を生成する。インバータ524は同様の信号をテストピン526へ提供する。
【0023】
プリドライバ510および512内の各インバータはCMOSインバータで、その中のPMOSおよびNMOSトランジスタの比率は規定どおりである。これらの特定の比率は、信号DおよびD/が同時に、またはほぼ同時に遷移するように選択された。増幅器400を生成するために用いられるプロセスに依存して、異なる比率が適切である場合がある。同期相補信号を生成するためにレイアウトおよびプロセスパラメータを調整することは、当業者の技術の範囲内である。
【0024】
図4に関連して上述されたように、増幅器400はさらなる駆動回路を含むように拡張可能で、このことはLVDS規格に準拠しながらいくらかの負荷を駆動するために必要とされる場合がある。図5Aに戻ると、1対のNORゲート528および530は、信号X_DS/が論理「0」の場合に、拡張ドライバがイネーブルであることを示す1対の相補拡張データ信号DXおよびDX/を生成することによって、この拡張を容易にする。拡張データ信号DXは信号Dと実質的に同じであり、拡張データ信号DX/は信号D/と実質的に同じである。信号DXおよびDX/は拡張ドライバ410へ伝達され、拡張ドライバ410の動作は図5Cに関連して以下に説明される。
【0025】
図5Bは、図4のドライバ415の概略図である。ドライバ415は図2のドライバ段205と同様であり、同じ符号の要素は同じである。しかし、ドライバ205とは異なり、ドライバ415はプログラマブル終端負荷540を含む。さらに、図2の負荷トランジスタ207および209はパラレルトランジスタの対と置き換えられており、そのためトランジスタ211および215は、単一のトランジスタ207を介してではなく、それぞれのPMOSトランジスタ532および533を介してVCCOに接続しており、トランジスタ213および217は、単一のトランジスタ209を介してではなく、それぞれのNMOSトランジスタ534および535を介して接地へ接続している。
【0026】
負荷トランジスタの対を採用することにより、ドライバ415は2つの同様の部分536および538に分離されるようになり、それらの部分の各々は端子TX_AおよびTX_Bのうちのそれぞれと関連する。このような構成は、たとえば、端子TX_AおよびTX_Bが隣接するI/Oピンに接続しているPLD上にドライバ415が実現されている場合に都合がよい。各部分536および538は、端子TX_AおよびTX_Bのうちのそれぞれに関連するIOB(図示せず)の一部として実現可能である。終端負荷540は、一方のIOBの一部であってもよく、どちらのIOBの一部でもない場合もあり、または2つの間で分割可能である。一実施例では、トランジスタ542は部分536を含むIOBに含まれ、トランジスタ543は部分538を含むIOBに含まれる。
【0027】
プログラマブル終端負荷540は1対のトランジスタ542および543を含み、それらのゲートは端子EN_Tに接続している。図4に示すように、信号EN_TはANDゲート430を介して構成ビット420および425によって制御される。終端負荷540は、差動シグナリングが非拡張モードにおいてイネーブルであるときのみ活性である(導通している)。この条件は、構成ビット420が論理「1」に設定され、構成ビット425が論理「0」に設定されている場合に規定される。
【0028】
ドライバ415は、適切なバイアス電圧を提供する数々の端子を含む。端子PBIASおよびNBIASは、それぞれのバイアスレベルを提供して利得ドライバ415を成立させ、共通端子PCOMおよびNCOMは従来より、出力端子TX_AおよびTX_B上にハイおよびロー電圧レベルを成立させる。ドライバ415はバイアスおよび共通端子を拡張ドライバ410と共有する(図5Cを参照)。
【0029】
バイアスレベルPBIASおよびNBIASは、LVDS信号品質を定める上で重要である。一実施例では、NMOSトランジスタ534および535は飽和して動作するようバイアスをかけられて比較的安定した電流を減らし、一方、PMOSトランジスタ532および533は線形領域で動作するようバイアスをかけられる。線形領域でトランジスタ532および533を動作させることは、これらのデバイスの出力抵抗を減少させ、抵抗の減少は端子TX_AおよびTX_Bに戻る信号反射を放散する傾向がある。反射の減少はノイズの減少につながり、ノイズの減少によって信号はより高いデータレートで伝達されるようになる。図5A〜7Bの回路にとって適切なバイアスレベルを発生させるための回路は、図8Aおよび8Bに関連して以下に説明される。
【0030】
図5Cは、図4の拡張ドライバ410の一実施例の概略図である。拡張ドライバ410は1対のドライバ段544および546とプログラマブル終端負荷548とを含む。ドライバ段544および546は、たとえば、PLD上のそれぞれの隣接するIOBに含まれ得る。終端負荷548は、一方のIOBの一部であってもよく、どちらのIOBの一部でもない場合もあり、または2つの間で分割可能である。図5Cのさまざまな端子は、図5Aおよび5Bの同名の端子に接続されている。
【0031】
ドライバ段544は、PMOS負荷トランジスタ550と、ゲートがそれぞれの拡張ドライバ入力信号DXおよびDX/に接続されている1対のNMOS差動ドライバトランジスタ552および554と、ダイオード接続PMOSトランジスタ556と、端子VCCOと端子PCOM間にキャパシタとして接続されているPMOSトランジスタ558とを含む。トランジスタ550、552、および554は組合されて、拡張ドライバ信号DXおよびDX/を増幅し、出力端子TX_A上に増幅された出力信号を生成する。一実施例では、トランジスタ556は端子PCOMと端子VCCO間にダイオード接続され、ドライバ410および415の双方に共通な、ラインPCOMにとって適切なレベルを成立させる。最後に、トランジスタ558は、ラインPCOM上のノイズを最小限に抑えるため、所望するとおりにサイズ変更または削除することが可能である。
【0032】
ドライバ段546は、ラインDXおよびDX/が逆の差動ドライバトランジスタに接続されている点を除けば、ドライバ段544と同一である。したがって、出力端子TX_AおよびTX_B上の信号は相補形である。ドライバ段544および546はこうして、ドライバ段415によって提供されたドライブ力を補足する。
【0033】
図4に示すように、CBIT425がプログラムされている場合、拡張差動シグナリング信号X_DSは論理「1」である。しかし、CBIT425をプログラムすることにより、ANDゲート430は論理「0」を出力するようになり、図5Bの終端負荷532をディスエーブルにする。このため、CBIT425をプログラムすることは、終端負荷532を終端負荷548に置き換え、それにより終端負荷抵抗を適切なレベルへ増加させる。一実施例では、終端負荷532の抵抗は、結果として生じる出力信号がLVDS規格に準拠するよう選択される。
【0034】
図6は、この発明の別の実施例に従った多段ドライバ600を示す。ドライバ600は、多段遅延回路605、差動増幅器の第1のシーケンス610、差動増幅器の第2のシーケンス615、および終端負荷620を含む。説明のため、シーケンス610および615の増幅器はそれぞれ「ハイ側」および「ロー側」の増幅器として言及される。異なる実施例では、各増幅器シーケンス610および615は、端子TX_AおよびTX_Bのうちのそれぞれと関連するIOB(図示せず)の一部として実現可能である。終端負荷620は、一方のIOBの一部であってもよく、どちらのIOBの一部でもない場合もあり、または2つの間で分割可能である。
【0035】
遅延回路605は1対の相補信号DおよびD/を、同名の1対の入力端子上に受取る。遅延要素のシーケンス−−図示された例における従来のバッファ625−−は、第1の対の遅延された相補信号D1およびD1/と、第2の対の遅延された相補信号D2およびD2/とを提供する。
【0036】
シーケンス610は3つの差動増幅器630、631、および632を含み、それらの出力端子は互いにおよび出力端子TX_Aに接続している。これらのハイ側の増幅器の各々の差動入力端子は、遅延回路605からのそれぞれの相補端子に接続している。つまり、差動増幅器630の非反転(+)および反転(−)端子はそれぞれの入力端子DおよびD/に接続しており、差動増幅器631の非反転および反転端子はそれぞれの入力端子D1およびD1/に接続しており、差動増幅器632の非反転および反転端子はそれぞれの入力端子D2およびD2/に接続している。端子D上の信号がローからハイへ遷移する場合、増幅器630、631、および632の各々は、端子DおよびD/上の信号端が遅延回路605を通って伝搬するにつれて、端子TX_A上の電圧レベルをハイへ引張ることに連続して参加する。逆に、端子D上の信号がハイからローへ遷移する場合、増幅器630、631、632の各々は、端子TX_Aの電圧レベルをローへ引張ることに連続して参加する。
【0037】
シーケンス615は3つの差動増幅器634、635、および636を含み、それらの出力端子は互いにおよび端子TX_Bに接続している。シーケンス615はシーケンス610と同様であるが、さまざまなロー側の差動増幅器の差動入力端子が遅延回路605からの相補信号の逆のものに接続されている点が異なる。このため、端子D上の信号がローからハイへ遷移する場合、増幅器634、635、および636の各々は、端子DおよびD/上の信号端が遅延回路605を通って伝搬するにつれて、端子TX_B上の電圧レベルをローに引張ることに連続して参加し、端子D上の信号がハイからローへ遷移する場合には、増幅器634、635、および636の各々は、端子TX_B上の電圧レベルをハイへ引張ることに連続して参加する。
【0038】
ドライバ段600は図4および5Aのドライバ段415と同様であるが、ドライバ段600は終端負荷620の両端に増幅された信号を提供するために用いられるドライブ力を漸進的に増加させ、したがってドライバ段600の出力抵抗を漸進的に減少させるという点が異なる。増幅器600の出力抵抗を漸進的に減少させることは、反射される信号の振幅を減少させる。この効果は次に、ノイズを減少させ、LVDS回路の使用可能なデータレートを高める。3つのドライバ段を有するように図示されているが、増幅器600の他の実施例はより多いまたはより少ない段を含む。
【0039】
図7Aは、図5Aで詳述されたプリドライバ405が図6の遅延回路605に接続されて、図6の3つの相補信号対(たとえばDとD/)を発生させているプリドライバ700を示す。プリドライバ405のさまざまな要素は図5Aに関連して上述されており、同じ符号の要素は同一である。一実施例では、各バッファ625は非反転遅延回路512の一例である。図7Bは、すべて図6に記載の差動増幅器シーケンス610および615と終端負荷620とを概略的に示す。シーケンス610および615の差動増幅器は実質的に同一であるが、DおよびD/入力端子が逆である点が異なる。簡潔さのため、以下の説明は単一の差動増幅器(630)に限定される。差動増幅器630は、PMOS負荷トランジスタ700と、NMOS負荷トランジスタ705と、それぞれのゲートがデータ入力DおよびD/に接続されている1対の活性トランジスタ710および715とを含む。図4の増幅器400の一実施例は、ドライバ415(図5Bに詳述)の代わりにドライバ段600を採用している。増幅器シーケンス610はPCOMとVCCOとの間にキャパシタ725を含んでいてもよく、増幅器シーケンス615はNCOMと接地との間に接続されたキャパシタ730を含んでいてもよい。これらのキャパシタはノイズを最小限に抑えるようサイズ変更可能である。図8Aおよび8Bは、この発明の一実施例に従ったプログラマブルバイアス電圧発生器800を概略的に示す。図8Aの右下角のキー(手掛り図)802は、図8Aおよび8Bの相対的な配置を示す。
【0040】
図8Aに示された発生器800の部分は、バイアスイネーブル回路804、NBIASプルアップ回路806、およびNBIASプルダウン回路808という3つの包括的な区域に分けられてもよい。それらのそれぞれの名前が示すように、バイアスイネーブル回路804はバイアス発生器800が活性かどうかを判断し、NBIASプルアップ回路806はNBIAS電圧レベルを上げるために使用可能であり、NBIASプルダウン回路808はNBIAS電圧レベルを下げるために使用可能である。NBIASプルアップおよびプルダウン回路は、ユーザがNBIAS電圧を所望どおりに変更できるようにプログラム可能である。
【0041】
バイアスイネーブル回路804は、構成ビット(CBIT)810、インバータ812、PMOSトランジスタ814、および図8BのPMOSトランジスタ815、1対のNMOSトランジスタ816および817を含む。CBIT810は従来のものであり、一実施例ではレベルシフタ820に接続されたSRAM構成メモリセル818を含む。レベルシフタ820を用いる理由は、バイアス発生器800がPLDの出力回路の一部であり、PLDのコア回路(たとえば1.5ボルト)よりも高い電圧(3.3ボルト)で動作するためである。レベルシフタ820はSRAMセル816の出力電圧を適切な電圧レベルへ増加させる。より低いコア電圧を採用しているいくつかの実施例は、I/O回路のトランジスタにおいてより厚いゲート絶縁体を用いている。異なる厚さのゲート絶縁体は、従来のデュアル酸化物プロセスを用いて形成可能である。図5A−8Bに示された回路がPLDの出力回路の一部である一実施例では、図示されたデバイスの各々は比較的厚いゲート絶縁体を採用している。
【0042】
発生器800は、論理「1」を含むようにSRAMセル818をプログラムすることによって活性化され、それによりバイアスイネーブル回路804がラインBIAS上に論理「1」を出力するようにする。この論理「1」はトランジスタ814を介して高い供給電圧ラインH_SUPを供給電圧VCCOへ接続し、ラインPBIASをVCCOから切断してラインPBIASが適切なバイアス電圧を搬送できるようにする。活性の場合論理「0」である、インバータ812からの反転された信号BIAS/は、ラインNBIASおよびNGATEを接地から切断し、それにより、これらのラインがそれぞれのバイアス電圧を搬送するようにする。SRAMセル818が論理「0」に設定されている場合、ラインPBIASおよびNBIAS上の論理レベルはそれぞれ1および0である。
【0043】
NBIASプルアップ回路806の入力端子VBGは従来のバンドギャップ基準または何か他の好適な電圧基準に接続されている。電圧レベルおよびラインVBGはPMOSトランジスタ822をオンにし、それは、ダイオード接続トランジスタ824および826との組合せで、ラインNGATEおよびNBIAS上にバイアス電圧レベルを生成する。端子VBGはまた、1対の伝送ゲート828および830にも接続し、それらの各々は平行に接続されたNMOSおよびPMOSトランジスタからなる。伝送ゲートはCBIT810と同様の構成ビットによって制御される。たとえば、伝送ゲート828は、論理「1」を含むようにCBIT_Aをプログラムすることによってオンとなり得る。論理「1」はラインA上に論理「1」を生成し、インバータ834を介してラインA/上に論理「0」を生成する。伝送ゲート828はラインVBG上の基準電圧をPMOSトランジスタ836のゲートへ通し、それによりVCCOとラインNBIAS間の抵抗を減少させる。したがって、ラインNBIAS上の電圧レベルは上がる。論理「0」を含むようCBIT_Aをプログラムすることによって、トランジスタ838はオンとなり、伝送ゲート828およびトランジスタ836の双方はオフとなり得る。伝送ゲート830は伝送ゲート828と同じ態様で動作するが、異なるCBIT(CBIT_B)および関連するインバータによって制御される。伝送ゲート828および830のうちの一方または両方をオンにしてラインNBIAS上の電圧レベルを上げることが可能である。
【0044】
NBIASプルダウン回路808は、端子NBIAS上のバイアス電圧を減少させるよう個々にまたは一括してプログラム可能な1対のプログラマブルプルダウン回路840および842を含む。プルダウン回路840および842は同じように機能するため、回路840のみを説明する。
【0045】
プルダウン回路840は、3つのトランジスタ844、846、および848を含む。トランジスタ844および846のゲートは、構成ビットCBIT_Cおよび関連するインバータ849からの端子CおよびC/にそれぞれ接続する。CBIT_Cが論理「0」を含むようプログラムされている場合、トランジスタ844および848はオフとなり、ラインNBIASを接地から切離す。CBIT_Cが論理「1」を含むようプログラムされている場合、トランジスタ844および848はオンとなり、トランジスタ846はオフとなる。トランジスタ848を通る減少された抵抗は、ラインNBIAS上の電圧を減少させる。
【0046】
ラインNBIAS上のバイアス電圧のいかなる変化も、トランジスタ850を介してラインNGATE上の電圧の変化をもたらす。ラインNBIASと接地との間に接続されたトランジスタ852は、所望するとおりにサイズ変更または削除することが可能な随意のキャパシタである。
【0047】
図8Aに示されたバイアス電圧発生器800の部分はNBIASのレベルを調整し、図8Bに示された部分はPBIASのレベルを調整する。図8Bを参照すると、図8Bの部分はPBIASプルアップ回路852とPBIASプルダウン回路854とを含む。PBIASプルアップ回路852は、図8AのNBIASプルアップ回路806と同じ態様で動作し、ラインPBIAS上のバイアス電圧のレベルを上げる。1対の構成ビットCBIT_EおよびCBIT_Fと関連するインバータとが回路852を制御する。キャパシタ856は必要に応じてサイズ変更または削除することが可能である。
【0048】
PBIASプルダウン回路854は、端子PBIAS上のバイアス電圧を減少させるよう個々にまたは一括してプログラム可能な1対のプログラマブルプルダウン回路858および860を含む。プルダウン回路858および860は同じように機能するため、回路858のみを説明する。
【0049】
プルダウン回路858は、伝送ゲート862と1対のトランジスタ864および866とを含む。CBIT_Gが論理「0」を含むようプログラムされている場合、伝送ゲート862はオフ、トランジスタ866はオン、トランジスタ864はオフである。CBIT_Gが論理「1」を含むようプログラムされている場合、トランジスタ866はオフで、伝送ゲート862はバイアス電圧NGATEをトランジスタ864のゲートへ通し、それによりトランジスタ864をオンにする。これはラインPBIAS上の電圧レベルを減少させる。
【0050】
この発明は、相補LVDS信号を2つ以上のLVDS受信機へ供給するよう適合可能である。そのような実現化例の詳細については、「バーテックス−E FPGAを有するマルチドロップLVDS(Multi-Drop LVDS with Virtex-E FPGAs)」、XAPP231(バージョン1.0) ジョン ブルネッティ(Jon Brunetti)およびブライアン フォン ヘルツェン(Brian Von Herzen)(9/23/99)を参照されたい。
【0051】
この発明を特定の実現化例に関連して説明してきたが、これらの実施例の変形は当業者には明らかである。たとえば、SRAMベースのFPGAの状況で説明してきたが、この発明は代替的なプログラミング技術を採用する他の種類のPLDにも適用可能であり、いくつかの実施例は非プログラマブル回路において使用可能である。さらに、この発明は、典型的な2値電圧論理信号を、低電圧擬似エミッタ結合論理(LVPECL)規格で規定されたものなどの他の種類の差動信号に変換するよう適合可能である。したがって、特許請求の範囲の精神および範囲は上述の記載に限定されるべきではない。
【図面の簡単な説明】
【図1】 (先行技術)伝送線115を介してLVDS受信機110に接続されたLVDS発生器100を示す図である。
【図2】 (先行技術)図1のLVDS発生器100を概略的に示す図である。
【図3】 (先行技術)図1および2の終端負荷RLの両端に現れる電圧の信号的意味を示す波形図300である。
【図4】 この発明の一実施例に従った拡張可能な差動増幅器400を示す図である。
【図5A】 図4のプリドライバ405の概略図である。
【図5B】 図4のドライバ415の概略図である。
【図5C】 図4の拡張ドライバ410の概略図である。
【図6】 この発明の別の実施例に従った多段ドライバ600を示す図である。
【図7A】 プリドライバが図6の遅延回路605に接続されて3つの相補信号対を発生させるプリドライバ700を概略的に示す図である。
【図7B】 すべて図6に記載の差動増幅器シーケンス610および615と終端負荷620とを概略的に示す図である。
【図8A】 この発明の一実施例に従ったプログラマブルバイアス電圧発生器800を概略的に示す図である。
【図8B】 この発明の一実施例に従ったプログラマブルバイアス電圧発生器800を概略的に示す図である。
Claims (6)
- 差動増幅器であって、
a.i.差動入力信号を受取るように設けられた第1および第2の差動入力端子と、
ii.第1および第2の差動出力端子と、
iii.第1および第2の差動出力端子間に接続された第1のプログラマブル終端負
荷と、
を有する第1の差動増幅器段と、
b.i.差動入力信号を受取るように設けられた第3および第4の差動入力端子と、
ii.第1および第2の差動出力端子に接続された第3および第4の差動出力端子と、
iii.増幅器イネーブル端子と、
iv.第1および第2の差動出力端子間に接続された第2のプログラマブル終端負荷と、
を有する第2の差動増幅器段と、
c.プログラムされた状態とプログラム解除された状態とを維持することが可能なプログラマブルメモリセルとを含み、プログラマブルメモリセルは増幅器イネーブル端子に接続されたメモリセル出力端子を有しており、
d.第2の差動増幅器段は、プログラマブルメモリセルがプログラムされた状態にある場合には入力信号を増幅し、プログラマブルメモリセルがプログラム解除された状態にある場合には入力信号を増幅せず、
e.第2のプログラマブル終端負荷は、第2の差動増幅器段がイネーブルされた場合にイネーブルされる、差動増幅器。 - a.入力データ信号を受取るようにされたデータ入力端子と、
b.第1および第2の差動入力端子のうちのそれぞれに接続された第1および第2の相補出力端子とを有するプリドライバをさらに含む、請求項1に記載の差動増幅器。 - プリドライバは、
a.データ入力端子に接続された第1のトライステート入力端子を有する第1のトライステートバッファと、
b.データ入力端子に接続された第2のトライステート入力端子を有する第2のトライステートバッファと、
c.データ入力端子に接続されたインバータ入力端子と第1の相補出力端子に接続されたインバータ出力端子とを有するインバータと、
d.データ入力端子に接続された遅延段入力端子と第2の相補出力端子に接続された遅延段出力端子とを有する非反転遅延段とをさらに含む、請求項2に記載の差動増幅器。 - プログラマブルロジックデバイスであって、
a.i.入力データ信号を受取るように設けられたデータ入力端子と、
ii.相補的な第1および第2のプリドライバ出力端子と、
を有するプリドライバと、
b.プログラマブルロジックデバイスからの信号を伝達するように設けられた第1および第2の入力/出力ピンと、
c.第1の差動増幅器を含む第1のプログラマブル出力ブロックとを含み、第1の差動増幅器は、第1のプリドライバ出力端子に接続された第1の差動増幅器入力端子と、第2のプリドライバ出力端子に接続された第2の差動増幅器入力端子と、第1の入力/出力ピンに接続された第1の差動増幅器出力端子と、第1および第2の入力/出力ピンに接続された第1のプログラマブル終端負荷とを有しており、前記プログラマブルロジックデバイスはさらに、
d.第2の差動増幅器を含む第2のプログラマブル出力ブロックを含み、第2の差動増幅器は、第1のプリドライバ出力端子におけるデータ信号と実質的に同じである拡張データ信号を受取るように接続された第3の差動増幅器入力端子と、第2のプリドライバ出力端子における反転されたデータ信号と実質的に同じである反転された拡張データ信号を受取るように接続された第4の差動増幅器入力端子と、第2の入力/出力ピンに接続された第2の差動増幅器出力端子と、第1および第2の入力/出力ピンに接続された第2のプログラマブル終端負荷とを有し、
e.第2のプログラマブル終端負荷は、第2のプログラマブル出力ブロックがイネーブルされた場合にイネーブルされる
プログラマブルロジックデバイス。 - 第1の入力/出力ピンは第2の入力/出力ピンに隣接する、請求項4に記載のプログラマブルロジックデバイス。
- a.プリドライバと第1および第2のプログラマブル出力ブロックとのうちの少なくとも1つに接続されたイネーブル端子と、
b.イネーブル端子に接続されたプログラマブルメモリセルとをさらに含む、請求項4に記載のプログラマブルロジックデバイス。
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