JP5001488B2 - 半導体装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
[技術分野]
本発明は、半導体装置に関し、特に、各種のセンサと組み合わせて使用される温度補償機能付きの集積回路（以下、ＩＣという）、およびセンサとその温度補償機能付きのＩＣとを組み合わせたセンサＩＣに関するものである。
【０００２】
[背景技術]
従来、センサと信号処理用のＩＣとを組み合わせたセンサＩＣは、様々な分野で利用されている。
特に、センサの出力信号に応じてオン・オフする機能を有するセンサＩＣとしては、磁気検知用のものが知られている。例えば、パーソナルコンピュータのＣＰＵの冷却用ファンの回転検知などに磁気センサＩＣが利用されている。
【０００３】
ところで、センサからの出力信号（電気信号）を増幅演算し、規定の感度で出力をオン・オフするような機能を持つようなＩＣの場合、通常、センサからの出力が温度によって変化するため、温度によらずに常に規定の感度でＩＣの出力をオン・オフさせる何らかの温度補償回路が必要になる。この温度補償として、従来、センサからの出力信号の温度特性に応じて、その出力信号の増幅度、またはセンサに与える電圧や電流の量を変化する手法が知られている。
【０００４】
例えば、特開昭５７−１９７８８３号公報に記載の発明は、温度に対して単調に増加する電圧をセンサに与え、この電圧によりセンサを駆動することにより温度補償を行うようにしたものである。しかし、センサによっては、駆動に必要な電圧を非常に高くする必要があり、消費電力の増大を招いたり、または発熱が大きくなったりして高温になればなるほどその動作に不安があった。
【０００５】
また、特公平３−５１１１８号公報に記載の発明が知られている。この発明は、ホール電圧を発生するホール素子（センサ）、そのホール素子を通して流れる電流に関連する基準電圧を発生する基準電圧発生手段、そのホール電圧と基準電圧との相対的な大きさに依存した出力信号を発生する比較手段などを備え、感度が流れる電流の関数である各種のセンサの温度補償ができるものである。
【０００６】
このように特公平３−５１１１８号公報に記載の発明は、感度が流れる電流の関数であるセンサに用いた場合には適用できるが、感度と流れる電流が相関を持たないようなセンサでは使用できない。また、温度補償回路に汎用性がないので、他のセンサと組み合わせて使用する等の応用性が低い。
さらに、センサを同じようにして作った場合でも、同じ感度のときに同じ電流が流れるとは限らない。逆にいえば、同じ電流が流れているからといって同じ感度を示すとは限らない。従って、センサの特性のばらつきが大きい場合には、電流をモニタすることが逆効果になることがあり得る。
【０００７】
ところで、広く使用されているバルクシリコン上に形成された温度補償回路は、１２５°Ｃ以上の高温下では、ＰＮ接合面でのリーク電流が急激に増加し、温度補償に問題があった。特に、１５０°Ｃ以上の高温下では、温度補償が実現不可能であった。
一方、高温用ＩＣの技術として、増幅演算回路をＳＯＩ（シリコン・オン・インシュレータ）基板などの絶縁性下地の上の半導体層に形成する手法が知られている。この手法によれば、ＰＮ接合面積が低減でき、高温域でのリーク電流の低減やラッチアップの防止が可能であり、より高温での動作が可能なことが一般に知られている。このため、従来方式による温度補償回路を、ＳＯＩ基板上の半導体層に形成すれば、高温下において動作の多少の改善は期待できる。
【０００８】
しかし、従来方式の温度補償回路をＳＯＩ基板上の半導体層に形成した場合には、高温下における温度補償の高精度と信頼性を実現することが難しい上に、高温下では消費電力に基づく発熱による耐久性の低下が問題となる。
これを解決するためには、センサからの微小信号を正確に増幅できる上に、高温下でも駆動電圧が低く消費電力の小さい高精度の温度補償ができることが求められるが、これらの条件を満たすセンサＩＣを実現するのは容易ではない。
【０００９】
従って、センサと温度補償機能付きＩＣとを組み合わせたセンサＩＣにおいて、２００°Ｃ以上の高温下で高精度かつ安定に動作するものは実現されていない上に、そのための温度補償機能付きＩＣも実現されておらず、その実現が望まれていた。
また、従来、歯車の回転を検知するものとして、シリコンモノリシックでＣＭＯＳ回路を使用したセンサＩＣが知られている。しかし、そのセンサＩＣでは、実用上の上限温度が１５０℃であり、その上限温度が２００℃以上のものが望まれていた。
【００１０】
そこで、本発明は、上記のような背景の下になされたものであり、その第１の目的は、各種のセンサと組み合わせて使用でき、そのセンサからの出力信号に対して、高温下でも高精度かつ信頼性の高い温度補償を行うことができる温度補償機能付きＩＣとしての半導体装置（以下、センサＩＣ用ＩＣという）を提供することにある。
本発明の第２の目的は、高温下において高精度かつ安定に動作する信頼性の高いセンサＩＣとしての半導体装置（以下、センサＩＣという）を提供することにある。
【００１１】
[発明の開示]
本発明は、センサからのセンサ出力信号を入力し、このセンサ出力信号を温度依存性のない所要の増幅率で増幅するとともにオフセットを打ち消すようにした増幅手段と、前記センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数で変化する基準信号を発生する基準信号発生手段と、前記増幅手段からの増幅出力信号の大きさを前記基準信号発生手段からの基準信号の大きさと比較し、この比較結果に応じて所要の信号を出力する比較手段と、前記センサに対して供給すべき温度依存性のない定電圧を生成する定電圧生成手段とを備え、前記増幅手段は、前記センサ出力信号が入力される第１、第２、および第３のオペアンプと、前記第１、第２、および第３のオペアンプの各オフセット電圧を打ち消すオフセット補償信号を所定の周期毎に前記第１のオペアンプから生成させ、当該オフセット補償信号を前記第１、第２、および第３のオペアンプの各オフセット補償用端子に供給して保持させ前記オフセット電圧を打ち消すオフセット補償手段と、前記第２のオペアンプの出力端子と反転入力端子との間に接続される第１の抵抗、および前記第１の抵抗と同じ温度係数を有し、前記第３のオペアンプの出力端子と前記第２のオペアンプの反転入力端子と間に接続される第２の抵抗とを含み、前記基準信号発生手段は、温度依存性のない定電圧を発生する定電圧源と、絶対温度に比例するとともに基準抵抗の大きさに反比例する定電流を発生する定電流源とを少なくとも備え、前記定電圧源の発生する定電圧と、前記定電流源の発生する定電流に基づいて、絶対温度に対して１次関数的に変化する２つの基準電圧を発生し、かつ、前記増幅手段、前記基準信号発生手段、前記比較手段、および前記定電圧生成手段は絶縁性基板上に設けられた半導体層を用いて形成させたことを特徴とする半導体装置（センサＩＣ用ＩＣ）を提供する。
【００１２】
ここで、上記の「同じ温度係数」とは、同一の温度係数の場合のみならず、ほぼ同一の温度係数の場合も含む概念であり、その誤差範囲の許容値は半導体装置（センサＩＣ）の精度に依存する。
本発明のセンサＩＣ用ＩＣの実施態様として、前記半導体層は、シリコン薄膜であることを特徴とするセンサＩＣ用ＩＣが挙げられる。
【００１３】
また、本発明のセンサＩＣ用ＩＣの実施態様として、前記シリコン薄膜の厚さが、３０ｎｍ以上１０００ｎｍ以下であることを特徴とするセンサＩＣ用ＩＣが挙げられる。
このように本発明のセンサＩＣ用ＩＣによれば、増幅手段は、センサのセンサ出力信号を入力し、このセンサ出力信号を温度依存性のない所要の増幅率で増幅するとともにオフセットを打ち消すように動作し、センサの出力信号を正確に増幅できるようにした。
【００１４】
また、基準信号発生手段は、センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数で変化する基準信号を発生し、この信号が、比較手段が増幅手段の増幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用し、センサの出力信号が温度の影響により変化しても、その影響を打ち消すことができるようにした。
さらに、増幅手段、基準信号発生手段、比較手段、および定電圧生成手段は、絶縁性基板上に設けられた半導体層を用いて形成され、その半導体層は好ましくはシリコン薄膜とし、高温域においてリーク電流が低減できる上にラッチアップの防止が図れる構造とした。
【００１５】
このため、本発明のセンサＩＣ用ＩＣでは、各種のセンサのうちその出力の大きさが基準信号発生手段の発生する基準信号の温度係数と同じ温度係数で変化するものであるときには、そのセンサと組み合わせて使用することができ、この場合には、センサの出力について低温から高温（例えば−４０℃から２００℃以上）にかけての広い温度範囲に亘って高精度の温度補償が実現でき、もって高温下でも高精度かつ高信頼性の動作が実現できる。
【００１６】
また、本発明のセンサＩＣ用ＩＣは、センサと組み合わせたセンサＩＣを構成する場合に、センサの温度特性に合わせて基準信号発生手段の構成要素を変更するだけで実現できるので、各種のセンサと組み合わせることができ、もって応用範囲が広い。
本発明のセンサＩＣ用ＩＣの実施態様として、前記基準信号発生手段は、前記センサのセンサ出力信号の温度係数を予め測定しておき、それと同じ温度係数を持つ基準信号を発生するようになっていることを特徴とするセンサＩＣ用ＩＣが挙げられる。
【００１７】
この実施態様によれば、基準信号発生手段は、センサのセンサ出力信号の温度係数を予め測定しておき、それと同じ温度係数を持つ基準信号を発生し、この信号が、比較手段が増幅手段の増幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用されるようになっているので、センサと組み合わせてセンサＩＣを構成する場合にその比較の精度が向上する。
【００１８】
また、センサは製造組み立てにおいて、特性別に厳密に選別でき、基準信号発生手段は選別したセンサの特性に合わせた基準信号を発生できるので、センサと組み合わせて希望の仕様のセンサＩＣを容易に実現できる。
本発明のセンサＩＣ用ＩＣの実施態様として、前記基準信号発生手段は、前記センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数を持ち、かつ、絶対温度に対して１次関数的に変化する基準信号を発生することを特徴とするセンサＩＣ用ＩＣが挙げられる。
【００１９】
この実施態様によれば、基準信号発生手段が、センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数を持ち、かつ、絶対温度に対して１次関数的に変化する基準信号を発生し、この信号が、比較手段が増幅手段の増幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用される。
このため、この実施態様では、各種のセンサのうちその出力の大きさが絶対温度に対してその大きさが１次関数的に変化するときには、そのセンサに応じた絶対温度の１次関数で与えられる基準信号を発生することによって、そのセンサと組み合わせて使用することができ、この場合には、センサの出力について低温から高温にかけての広い温度範囲に亘って高精度の温度補償が実現でき、もって高温下でも高精度かつ高信頼性の動作が実現できる。また、たとえ広い温度領域で１次関数的でなくとも、近似的にその出力が１次関数と見なせる温度域では、その温度領域で高精度の動作が実現できる。
【００２０】
本発明のセンサＩＣ用ＩＣの実施態様として、前記増幅手段は、複数のオペアンプからなり、前記センサ出力信号を温度依存性のない増幅率で増幅する信号増幅手段と、前記複数のオペアンプの各オフセットの補償を所定の周期毎に行うオフセット補償手段と、からなること特徴とするセンサＩＣ用センサが挙げられる。
本発明のセンサＩＣ用ＩＣの実施態様として、前記オペアンプは、前記センサ出力信号を差動増幅する差動増幅部と、この差動増幅部のオフセット電圧を打ち消すオフセット補償部とからなり、前記オフセット補償部は、前記差動増幅部のオフセット電圧に応じたオフセット補償信号を所定の周期毎に受け取り、このオフセット補償信号に基づいて前記差動増幅部のオフセット電圧を打ち消すようにしたことを特徴とするセンサＩＣ用ＩＣが挙げられる。
【００２１】
本発明のセンサＩＣ用ＩＣの実施態様として、前記オフセット補償部は、さらに前記差動増幅部のオフセット電圧を打ち消す電圧を保持するコンデンサを備え、このコンデンサに前記差動増幅部のオフセット電圧に応じた電圧を周期的に保持させ、前記オフセット補償部は、前記保持電圧に基づいて前記差動増幅部のオフセット電圧を打ち消すようにしたことを特徴とするセンサＩＣ用ＩＣが挙げられる。
【００２２】
本発明のセンサＩＣ用ＩＣの実施態様として、前記比較手段は、前記増幅手段からの増幅出力信号の大きさを２つの基準電圧の大きさと比較し、この比較結果に応じて出力がオン・オフすることを特徴とするセンサＩＣ用ＩＣが挙げられる。
本発明のセンサＩＣ用ＩＣの実施態様として、前記比較手段は、前記増幅手段からの増幅出力信号の大きさの基準電圧に対する割合を演算し、その割合に応じたデジタル信号を出力するようになっていることを特徴とするセンサＩＣ用ＩＣが挙げられる。
【００２３】
本発明のセンサＩＣ用ＩＣの実施態様として、前記基準信号発生手段は、温度依存性のない定電圧を発生する定電圧源と、絶対温度に比例するとともに基準抵抗の大きさに反比例する定電流を発生する定電流源とを少なくとも備え、前記定電圧源の発生する定電圧と、前記定電流源の発生する定電流に基づいて、絶対温度に対して１次関数的に変化する２つの基準電圧を発生することを特徴とするセンサＩＣ用ＩＣが挙げられる。
【００２４】
本発明のセンサＩＣ用ＩＣの実施態様として、前記基準信号発生手段は、絶対温度に比例するとともに基準抵抗の大きさに反比例する定電流を発生する第１定電流源と、この第１定電流源と直列に接続され、電圧・電流変換用抵抗に温度依存性のない定電圧を印加させて定電流を発生する第２定電流源と、前記第２定電流源の電流と前記第１定電流源の電流との差の定数倍の電流からなる定電流を発生させる第３定電流源と、この第３定電流源に直列に接続され、前記第３定電流源からの定電流を流す上限基準電圧発生用抵抗および下限基準電圧発生用抵抗とからなり、前記上限基準電圧発生用抵抗および下限基準電圧発生用抵抗に発生する２つの電位のうちの１つの電位または２つの電位を基準電位として取り出すようにしたことを特徴とするセンサＩＣ用ＩＣが挙げられる。
【００２５】
本発明のセンサＩＣ用ＩＣの実施態様として、前記基準抵抗、前記電圧・電流変換用抵抗、前記上限基準電圧発生用抵抗、および前記下限基準電圧発生用抵抗は、同一の温度係数を持つことを特徴とするセンサＩＣ用ＩＣが挙げられる。
一方、本発明は、測定物理量を電気信号に変換して出力し、その出力信号が固有の温度係数を持つセンサと、このセンサのセンサ出力信号を入力し、このセンサ出力信号を温度依存性のない所要の増幅率で増幅するとともにオフセットを打ち消すようにした増幅手段と、前記センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数で変化する基準信号を発生する基準信号発生手段と、前記増幅手段からの増幅出力信号の大きさを前記基準信号発生手段からの基準信号の大きさと比較し、この比較結果に応じて所要の信号を出力する比較手段と、前記センサに対して供給する温度依存性のない定電圧を生成する定電圧生成手段とを備え、前記増幅手段は、前記センサ出力信号が入力される第１、第２、および第３のオペアンプと、前記第１、第２、および第３のオペアンプの各オフセット電圧を打ち消すオフセット補償信号を所定の周期毎に前記第１のオペアンプから生成させ、当該オフセット補償信号を前記第１、第２、および第３のオペアンプの各オフセット補償用端子に供給して保持させ前記オフセット電圧を打ち消すオフセット補償手段と、前記第２のオペアンプの出力端子と反転入力端子との間に接続される第１の抵抗、および前記第１の抵抗と同じ温度係数を有し、前記第３のオペアンプの出力端子と前記第２のオペアンプの反転入力端子と間に接続される第２の抵抗とを含み、前記基準信号発生手段は、温度依存性のない定電圧を発生する定電圧源と、絶対温度に比例するとともに基準抵抗の大きさに反比例する定電流を発生する定電流源とを少なくとも備え、前記定電圧源の発生する定電圧と、前記定電流源の発生する定電流に基づいて、絶対温度に対して１次関数的に変化する２つの基準電圧を発生し、かつ、前記増幅手段、前記基準信号発生手段、前記比較手段、および前記定電圧生成手段は、絶縁性基板上に設けられた半導体層を用いて形成させたことを特徴とする半導体装置（センサＩＣ）を提供する。
【００２６】
本発明のセンサＩＣの実施態様として、前記半導体層は、シリコン薄膜であることを特徴とするセンサＩＣが挙げられる。
また、本発明のセンサＩＣの実施態様として、前記シリコン薄膜の厚さが、３０ｎｍ以上１０００ｎｍ以下であることを特徴とするセンサＩＣが挙げられる。
このように本発明のセンサＩＣによれば、増幅手段は、センサのセンサ出力信号を入力し、このセンサ出力信号を温度依存性のない所要の増幅率で増幅するとともにオフセットを打ち消すように動作し、センサの出力信号を正確に増幅できるようにした。
【００２７】
また、基準信号発生手段は、センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数で変化する基準信号を発生し、この信号が、比較手段が増幅手段の増幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用し、センサの出力信号が温度の影響により変化しても、その影響を打ち消すことができるようにした。
さらに、増幅手段、基準信号発生手段、比較手段、および定電圧生成手段は、絶縁性基板上に設けられた半導体層を用いて形成され、その半導体層は好ましくはシリコン薄膜とし、高温域において基板へのリーク電流が低減できる上にラッチアップの防止が図れる構造とした。
このため、本発明のセンサＩＣでは、センサの出力について低温から高温（例えば−４０℃から２００℃以上）にかけての広い温度範囲に亘って高精度の温度補償が実現でき、もって高温下でも高精度かつ高信頼性の動作が実現できる。
【００２８】
このように本発明のセンサＩＣでは、基準信号発生手段が、センサのセンサ出力信号の大きさの温度係数と同じ温度係数で変化する基準信号を発生し、この信号は、比較手段が増幅手段の増幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用される。さらに、増幅手段は、センサからのセンサ出力信号を温度依存性のない所要の増幅率で増幅するとともにオフセットを打ち消すように動作する。このため、この発明のセンサＩＣでは、センサの出力について低温から高温にかけての広い温度範囲に亘って高精度の温度補償が実現でき、もって高温下でも高精度かつ高信頼性の動作が実現できる。 本発明のセンサＩＣの実施態様として、前記センサは、センサ出力信号が固有の温度係数を持ち、そのセンサ出力信号が絶対温度の１次関数で与えられることを特徴とするセンサＩＣが挙げられる。
【００２９】
本発明のセンサＩＣの実施態様として、前記センサは、磁気センサであることを特徴とするセンサＩＣが挙げられる。
本発明のセンサＩＣの実施態様として、前記磁気センサが、ホール素子であることを特徴とするセンサＩＣが挙げられる。
本発明のセンサＩＣの実施態様として、前記ホール素子は、その感磁部がＧａＡｓにより構成されていることを特徴とするセンサＩＣが挙げられる。
【００３０】
この実施態様にかかる発明は、発明者らがＧａＡｓの抵抗値が温度に対して増加するという特性に着目し、その特性を積極的かつ効果的に利用するために鋭意研究を重ねて発明を完成するに至ったものである。
従って、この発明は、ホール素子の感磁部に温度に対してその抵抗値が増加するＧａＡｓを採用したので、温度の増加に伴って感磁部の電流を減少させて電源電流を減少させることができる。このため、センサＩＣは、高温になるに従って消費電力が減少する上にその電流の消費による温度の上昇が抑制され、高温でも安定に動作することができる。
【００３１】
本発明のセンサＩＣの実施態様として、前記基準信号発生手段は、前記センサのセンサ出力信号の温度係数を予め測定しておき、それと同じ温度係数を持つ基準信号を発生するようになっていることを特徴とするセンサＩＣが挙げられる。
この実施態様によれば、基準信号発生手段は、センサのセンサ出力信号の温度係数を予め測定しておき、それと同じ温度係数を持つ基準信号を発生し、この信号が、比較手段が増幅手段の増幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用されるようになっているので、その比較の精度が向上する。
【００３２】
また、センサは製造組み立てにおいて、特性別に厳密に選別でき、基準信号発生手段は選別したセンサの特性に合わせた基準信号を発生できるので、センサと組み合わせて希望の仕様のセンサＩＣを容易に実現できる。
本発明のセンサＩＣの実施態様として、前記基準信号発生手段は、前記センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数を持ち、かつ、絶対温度に対して１次関数的に変化する基準信号を発生することを特徴とするセンサＩＣが挙げられる。
【００３３】
この実施態様によれば、基準信号発生手段が、センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数を持ち、かつ、絶対温度に対して１次関数的に変化する基準信号を発生し、この信号が、比較手段が増幅手段の増幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用するようにし、センサの出力信号が温度の影響により変化しても、その影響を打ち消すことができるようにした。
【００３４】
このため、センサの出力について低温から高温にかけての広い温度範囲に亘って高精度の温度補償が実現でき、もって高温下でも高精度かつ高信頼性の動作が実現できる。また、たとえ広い温度領域で１次関数的でなくとも、近似的にその出力が１次関数と見なせる温度域では、その温度領域で高精度の動作が実現できる。
【００３５】
本発明のセンサＩＣの実施態様として、前記増幅手段は、複数のオペアンプからなり、前記センサ出力信号を温度依存性のない増幅率で増幅する信号増幅手段と、前記複数のオペアンプの各オフセットの補償を所定の周期毎に行うオフセット補償手段と、からなることを特徴とするセンサＩＣが挙げられる。
本発明のセンサＩＣの実施態様として、前記オペアンプは、前記センサ出力信号を差動増幅する差動増幅部と、この差動増幅部のオフセット電圧を打ち消すオフセット補償部とからなり、前記オフセット補償部は、前記差動増幅部のオフセット電圧に応じたオフセット補償信号を所定の周期毎に受け取り、このオフセット補償信号に基づいて前記差動増幅部のオフセット電圧を打ち消すようにしたことを特徴とするセンサＩＣが挙げられる。
【００３６】
本発明のセンサＩＣの実施態様として、前記オフセット補償部は、さらに前記差動増幅部のオフセット電圧を打ち消す電圧を保持するコンデンサを備え、このコンデンサに前記差動増幅部のオフセット電圧に応じた電圧を周期的に保持させ、前記オフセット補償部は、前記保持電圧に基づいて前記差動増幅部のオフセット電圧を打ち消すようにしたことを特徴とするセンサＩＣが挙げられる。
【００３７】
本発明のセンサＩＣの実施態様として、前記比較手段は、前記増幅手段からの増幅出力信号の大きさを２つの基準電圧の大きさと比較し、この比較結果に応じて出力がオン・オフすることを特徴とするセンサＩＣが挙げられる。
本発明のセンサＩＣの実施態様として、前記比較手段は、前記増幅手段からの増幅出力信号の大きさの基準電圧に対する割合を演算し、その割合に応じたデジタル信号を出力するようになっていることを特徴とするセンサＩＣが挙げられる。
【００３８】
本発明のセンサＩＣの実施態様として、前記基準信号発生手段は、温度依存性のない定電圧を発生する定電圧源と、絶対温度に比例するとともに基準抵抗の大きさに反比例する定電流を発生する定電流源とを少なくとも備え、前記定電圧源の発生する定電圧と、前記定電流源の発生する定電流に基づいて、絶対温度に対して１次関数的に変化する２つの基準電圧を発生することを特徴とするセンサＩＣが挙げられる。
【００３９】
本発明のセンサＩＣの実施態様として、前記基準信号発生手段は、絶対温度に比例するとともに基準抵抗の大きさに反比例する定電流を発生する第１定電流源と、この第１定電流源と直列に接続され、電圧・電流変換用抵抗に温度依存性のない定電圧を印加させて定電流を発生する第２定電流源と、前記第２定電流源の電流と前記第１定電流源の電流との差の定数倍の電流からなる定電流を発生させる第３定電流源と、この第３定電流源に直列に接続され、前記第３定電流源からの定電流を流す上限基準電圧発生用抵抗および下限基準電圧発生用抵抗とからなり、前記上限基準電圧発生用抵抗および下限基準電圧発生用抵抗に発生する２つの電位のうちの１つの電位または２つの電位を基準電位として取り出すようにしたことを特徴とするセンサＩＣが挙げられる。
本発明のセンサＩＣの実施態様として、前記基準抵抗、前記電圧・電流変換用抵抗、前記上限基準電圧発生用抵抗、および前記下限基準電圧発生用抵抗は、同一の温度係数を持つことを特徴とするセンサＩＣが挙げられる。
【００４０】
[発明を実施するための最良の形態]
以下、本発明の好適な実施形態について、図面を参照しつつ説明する。図１は、本発明の半導体装置にかかるセンサＩＣの内部の信号処理回路の構成をセンサとともに示したブロック図である。
このセンサＩＣは、図１に示すように、物理量を電気信号に変換して出力するセンサ１と、このセンサ１の出力信号を処理する集積化された信号処理回路２とから構成され、以下の説明では、センサ１と信号処理回路２とがハイブリットで組み合わされた場合とする。なお、このセンサＩＣは、モノリシックＩＣにより実現するようにしても良い。
【００４１】
センサ１は、図１に示すように、接地端子３、バイアス端子４、および出力端子５、６を備えている。センサ１の種類としては、磁気センサ、圧力センサ、光センサ、温度センサ、湿度センサ、位置センサ、速度センサ、回転数センサなど特に制限はないが、温度に依存しない一定の電圧を加えた時に、その出力が理想的または近似的に温度の１次関数として表すことができるセンサが好ましい。例えば、磁気センサの１つであるホール素子（ホールセンサ）であって、その感磁部がＧａＡｓ（ガリウムヒ素）からなるものが特に好ましい。
【００４２】
センサには、使用する温度範囲内でその出力が単調に増加または減少し、かつ温度変化が近似的または理想的に温度の１次関数として表現できるものが多い。特に使用温度範囲を選べば、多くのセンサの出力が温度の１次関数として近似できるので、多くのセンサをセンサ１として使う事ができる。
ここで、上述のセンサ１の出力が絶対温度に対して１次関数的に変化するとは、絶対温度に対して出力が直線的に増加または減少するのみならず、出力が変化せずに一定の場合も含まれるものとする。
【００４３】
次に、信号処理回路２の構成について、図１を参照して説明する。
この信号処理回路２は、図１に示すように、保護回路７と、バンドギャップ・レファレンス電圧生成回路８と、内部電源生成回路９と、センサ１用の定電圧生成手段を構成するセンサバイアス電圧生成回路１０と、クロック生成回路１１と、増幅手段を構成するセンサ信号増幅回路１２と、基準信号発生手段を構成する基準電圧発生回路１３と、比較手段を構成するシュミット・トリガ回路１４と、ＮＭＯＳＦＥＴ１５とを少なくとも備えている。
【００４４】
保護回路７は、電源接続端子１６と接地端子１７との間に電源が接続され、この接続により両端子に電源電圧が印加されるようになっており、その接続の際に電源が逆に接続された場合には、その出力側に接続されるバンドギャップ・レファレンス電圧生成回路８、内部電源生成回路９、およびセンサバイアス電圧生成回路１０をその逆電圧から保護するようになっている。
【００４５】
バンドギャップ・レファレンス電圧生成回路８は、内部電源生成回路９、センサバイアス電圧生成回路１０、基準電圧発生回路１３に供給する基準電圧を生成するとともに、基準電圧発生回路１３に供給する定電流を生成するようになっている。
内部電源生成回路９は、信号処理回路２内の各部を駆動する電圧Ｖｄｄを生成し、その生成された電圧Ｖｄｄは、図では省略されているがセンサ信号増幅回路１２や基準電圧発生回路１３などに供給されるようになっている。
【００４６】
センサバイアス電圧生成回路１０は、センサ１に供給する温度に依存しない定電圧をバイアス電圧として生成するものであり、この生成されたバイアス電圧Ｖｂｉａｓはセンサ１の接地端子３とバイアス端子４との間に印加され、これによりセンサ１が動作するようになっている。
クロック生成回路１１は、センサ信号増幅回路１２を構成するオペアンプＯＰ１〜ＯＰ３のオフセットを打ち消すために図２に示すように設けたスイッチＳＷ１−１〜ＳＷ１−２、スイッチＳＷ２−１〜ＳＷ２−３、スイッチＳＷ３−１〜ＳＷ３−３の開閉動作を行うためのクロックを生成するようになっている。
【００４７】
センサ信号増幅回路１２は、センサ１からの出力信号をセンサ信号入力端子１９、２０を介して２つの入力端子に取り込み、温度に依存しない増幅率（利得）で増幅するとともに、オフセットを打ち消す機能を備えている。また、センサ信号増幅回路１２の出力Ｖｏｕｔｐはシュミット・トリガ回路１４に供給され、その出力Ｖｏｕｔｎは基準電圧発生回路１３のオペアンプＯＰ５の入力端子に供給されるようになっている。
【００４８】
基準電圧発生回路１３は、センサ信号増幅回路１２の出力電圧をシュミット・トリガ回路１４が比較する際の２つの異なる上限基準電圧Ｖｈｉｇｈと下限基準電圧Ｖｌｏｗを発生し、この上限基準電圧Ｖｈｉｇｈおよび下限基準電圧Ｖｌｏｗをシュミット・トリガ回路１４にそれぞれ供給するようになっている。さらに、基準電圧発生回路１３は、その出力がセンサ１の出力の温度係数と同じ温度係数で変化し、かつその大きさが絶対温度に対して１次関数的に変化する２つの基準電圧ＶｈｉｇｈおよびＶｌｏｗを発生するようになっている。なお、温度係数の意味については、後述する。
【００４９】
ここで、基準電圧が絶対温度に対して１次関数的に変化するとは、絶対温度に対して直線的に増加または減少するのみならず、変化せずに一定の場合も含まれるものとする。
シュミット・トリガ回路１４は、その出力側にＮＭＯＳＦＥＴ１５が接続され、ＮＭＯＳＦＥＴ１５のドレインが出力端子２１に接続されている。また、このシュミット・トリガ回路１４は、センサ信号増幅回路１２の出力電圧を、基準電圧発生回路１３からの上限基準電圧Ｖｈｉｇｈと下限基準電圧Ｖｌｏｗに基づいて比較し、その出力電圧が上限基準電圧Ｖｈｉｇｈを上回る場合には、出力Ｖｏｕｔが「Ｌ」レベルとなり、その出力電圧が下限基準電圧Ｖｌｏｗを下回る場合にはその出力Ｖｏｕｔが「Ｈ」レベルとなる。さらに、このシュミット・トリガ回路１４は、ヒステリシスを持つコンパレータとして機能するので、上限基準電圧Ｖｈｉｇｈと下限基準電圧Ｖｌｏｗとの間が不感帯となり、この不感帯では出力Ｖｏｕｔが反転することはない。
【００５０】
次に、このような構成からなる信号処理回路２は、ＩＣ（集積回路）で作成されるので、この点について説明する。
信号処理回路２を集積化する際のプロセスとしては、Ｃ−ＭＯＳプロセス、バイポーラプロセスなど、特に制限はない。また、ＩＣを形成する半導体基板については、絶縁性下地の上の半導体層、すなわち絶縁性基板上に設けられた半導体層を用いるが、この場合には、高温でもリーク電流が少なく、ラッチアップが起こりにくくなり、コンデンサなどの素子精度を向上させることができ、センサ信号増幅回路１２のオフセット電圧の低減のための回路機能が、高温域でもあっても室温付近と変わることがなく高精度で得る事ができる。
【００５１】
特に、ＳＯＩ（シリコン・オン・インシュレータ）基板は実績のある材料であり、ＳＯＩ基板上（絶縁性基板の上に形成したシリコン薄膜）に回路を形成するのがより好ましい。このＳＯＩ構造で用いる絶縁性下地（絶縁性基板）としては、サファイヤ、γ−Ａｌ2Ｏ3、フッ化物、シリコン酸化物が利用できるが、これらと同等の絶縁性をもつものであれば良い。
【００５２】
また、その作製方法にも特に制限はない。例えば、絶縁性下地がシリコン酸化物の場合には、ＳＩＭＯＸ（セパレーション・バイ・イオン・インプランテッド・オキサイド）基板、貼り合わせＳＯＩ基板、固相エピタキシャル成長ＳＯＩ基板のいずれも使用可能である。
ここで、上記の絶縁性基板上に設けられて信号処理回路２が形成される半導体層であるシリコン薄膜（シリコン層）の厚さは、３０ｎｍ〜１０００ｎｍとする事が好ましい。厚さが３０ｎｍより小さいとシリコン層と絶縁層との界面近傍の欠陥の影響によってデバイスの動作に問題が出てくる。一方、厚さが１０００ｎｍより大きいとＰＮ接合面の面積が増え、リーク電流がバルクシリコン基板を使った場合と同等のレベルになり、１５０℃以上の高温でのデバイスの動作が厳しくなる。従って、そのシリコン薄膜の厚さは、より好ましくは５０ｎｍ〜２００ｎｍであり、後述の本発明の実施例では、１２０ｎｍの厚さのシリコン薄膜を使用している。
【００５３】
次に、センサ信号増幅回路１２の構成の詳細について、図２を参照して説明する。
このセンサ信号増幅回路１２は、図２に示すように３つのオペアンプＯＰ１〜ＯＰ３から構成され、この各オペアンプＯＰ１〜ＯＰ３は、センサ信号増幅用の非反転入力端子２３と反転入力端子２４の他に、オフセット補償用の非反転入力端子２５と反転入力端子２６を備えている。
【００５４】
このセンサ信号増幅回路１２は、センサ１からの出力信号を入力する２つの入力端子１９、２０を備え、一方の入力端子１９は、スイッチＳＷ２−２を介してオペアンプＯＰ１の非反転入力端子２３に接続されるとともに、オペアンプＯＰ２の非反転入力端子２３に直接接続されている。また、他方の入力端子２０は、スイッチＳＷ３−１を介してオペアンプＯＰ１の非反転入力端子２３に接続され、かつオペアンプＯＰ３の非反転入力端子２３に直接接続されている。
【００５５】
オペアンプＯＰ１の非反転入力端子２３と反転入力端子２４との間には、スイッチＳＷ１−１が接続されている。また、オペアンプＯＰ１の反転入力端子２４は、スイッチＳＷ２−１を介してオペアンプＯＰ２の反転入力端子２４に接続されるとともに、スイッチＳＷ３−２を介してオペアンプＯＰ３の反転入力端子２４に接続されている。オペアンプＯＰ１の出力端子と反転入力端子２６との間にはスイッチＳＷ１−２が接続され、その反転入力端子２６はコンデンサＣ１を介して接地されている。
【００５６】
オペアンプＯＰ１の出力端子は、スイッチＳＷ２−３を介してオペアンプＯＰ２の非反転入力端子２５に接続され、その非反転入力端子２５はコンデンサＣ２を介して接地されている。また、オペアンプＯＰ１の出力端子は、スイッチＳＷ３−３を介してオペアンプＯＰ３の非反転入力端子２５に接続され、その非反転入力端子２５はコンデンサＣ３を介して接地されている。
【００５７】
オペアンプＯＰ２の反転入力端子２４とその出力端子との間に抵抗Ｒ１が接続されている。オペアンプＯＰ２の出力は出力端子２７から取り出せるようになっている。また、オペアンプＯＰ２の反転入力端子２４とオペアンプＯＰ３の反転入力端子２４との間には、抵抗Ｒ２が接続されている。さらに、オペアンプＯＰ３の出力は反転入力端子２４に帰還されるとともに、その出力が出力端子２８から取り出せるようになっている。また、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子２５とオペアンプＯＰ２、ＯＰ３の反転入力端子２６には、同一の基準電位Ｖｏを与えるようにしている。
【００５８】
また、上述のスイッチＳＷ１−１及びＳＷ１−２、スイッチＳＷ２−１〜ＳＷ２−３、およびスイッチＳＷ３−１〜ＳＷ３−３は、図１に示すクロック生成回路１１からのクロックに基づき、所定周期でその開閉動作を行われるようになっている。
このような構成からなるセンサ信号増幅回路１２の各オペアンプＯＰ１〜ＯＰ３は、図３に示すような構成からなるので、このオペアンプの構成について説明する。
【００５９】
このオペアンプは、図３に示すように、オフセット補償部３１、増幅部３２、および２次増幅部３３から構成されている。
オフセット補償部３１は、図３に示すように、カレントミラー回路を構成するＰＭＯＳＦＥＴ（以下、ＰＭＯＳトランジスタという）Ｑ１及びＱ６と、カレントミラー回路を構成するＰＭＯＳトランジスタＱ２及びＱ５と、ＰＭＯＳトランジスタＱ５及びＱ６のドレイン間に接続されるオフセット補償用の抵抗Ｒ０と、オフセット補償用の信号を入力してＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ５、Ｑ６のソース・ドレイン電流を制御するためのＮＭＯＳＦＥＴ（以下、ＮＭＯＳトランジスタという）Ｑ３及びＱ４と、電流源Ｉａとから構成されている。
【００６０】
これを詳述すると、ＰＭＯＳトランジスタＱ１のソースが正側電源ライン３４に接続されるとともに、そのゲートとドレインが接続され、この共通接続部がＮＭＯＳトランジスタＱ３のドレインおよびＰＭＯＳトランジスタＱ６のゲートに接続されている。また、ＰＭＯＳトランジスタＱ２のソースが正側電源ライン３４に接続されるとともに、そのゲートとドレインが接続され、この共通接続部がＮＭＯＳトランジスタＱ４のドレインおよびＰＭＯＳトランジスタＱ５のゲートに接続されている。
【００６１】
ＰＭＯＳトランジスタＱ５及びＱ６の各ソースは正側電源ライン３４に接続されるとともに、そのドレイン間に温度補償用の抵抗Ｒ０が接続されている。ＮＭＯＳトランジスタＱ３のゲートは入力端子２６に接続され、ＮＭＯＳトランジスタＱ４のゲートは入力端子２５に接続されている。また、ＮＭＯＳトランジスタＱ３及びＱ４の各ソースは共通に接続され、この共通接続部が定電流源Ｉａを介して負側電源ライン３５に接続されている。
【００６２】
増幅部３２は、図３に示すように、信号を入力するためのＰＭＯＳトランジスタＱ７及びＱ８と、カレントミラー回路を構成するＮＭＯＳトランジスタＱ９及びＱ１０とから構成されている。
これを詳述すると、ＰＭＯＳトランジスタＱ５のドレインがＰＭＯＳトランジスタＱ７のソースに接続されている。ＰＭＯＳトランジスタＱ７のゲートは入力端子２４に接続され、そのドレインはＮＭＯＳトランジスタＱ９のドレインに接続されている。また、ＮＭＯＳトランジスタＱ９のゲートとドレインが接続され、そのソースは負側電源ライン３５に接続されている。
【００６３】
また、ＰＭＯＳトランジスタＱ６のドレインがＰＭＯＳトランジスタＱ８のソースに接続されている。また、ＰＭＯＳトランジスタＱ８のゲートは入力端子２３に接続され、そのドレインはＮＭＯＳトランジスタＱ１０のドレインと２次増幅部３３の入力側に接続されている。さらに、ＮＭＯＳトランジスタＱ１０のゲートがＮＭＯＳトランジスタ９のゲートに接続され、そのソースは負側電源ライン３５に接続されている。
【００６４】
次に、このように構成されるセンサ信号増幅回路１２の動作について、図２および図３を参照して説明する。
まず、オペアンプＯＰ１〜ＯＰ３における各オフセットの補償動作（打ち消し動作）について説明する。
いま、図１に示すクロック生成回路１１からのクロックφ１がオンの期間には、図２に示すスイッチＳＷ１−１およびＳＷ１−２のみが同時に閉じた状態になり、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子２３と反転入力端子２４が接続されて入力端子が短絡状態になる。このため、オペアンプＯＰ１から出力されるオフセット電圧がコンデンサＣ１に保持され、この保持された電圧が図３に示すオフセット補償部３１の反転入力端子２６に供給される。
【００６５】
ところで、図３の増幅部３２において、増幅すべき入力電圧は、ＰＭＯＳトランジスタＱ７とＱ８の差動対のゲートから与えられるが、ＰＭＯＳトランジスタＱ７とＱ８の動作するしきい値電圧が、ＰＭＯＳトランジスタＱ７とＱ８との間のミスマッチに起因してばらつき、入力のオフセット電圧が生じてしまう。
【００６６】
ここで、ＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８、Ｑ９、Ｑ１０のドレイン−ソース間に流れる各電流をＩ1、Ｉ2、Ｉ5、Ｉ6、Ｉ7、Ｉ8、Ｉ9、Ｉ10とし、ＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４のゲートと負側電源ライン３５との間の入力電圧をＵn1、Ｕp1とし、ＭＯＳトランジスタＱ７、Ｑ８のゲートと負側電源ライン３５との間の入力電圧をＵp2、Ｕu2とし、ＭＯＳトランジスタＱ８のドレインから２次増幅部３３に向けて流れる電流をＩoutとすると、ＭＯＳトランジスタＱ１とＱ６、およびＭＯＳトランジスタＱ２とＱ５とはそれぞれカレントミラー回路を構成するので、このカレントミラーの関係から、次の（１）（２）式が成立する。
【００６７】
Ｉ5＝ｈ×Ｉ2 （１）
Ｉ6＝ｈ×Ｉ1 （２）
但し、ｈは定数であり、また双方ともミラー比は同じである。
また、定電流源Ｉａに流れる電流Ｉａは定電流のため、次の（３）式が成立する。
Ｉａ＝Ｉ1＋Ｉ2 （３）
【００６８】
さらに、ＭＯＳトランジスタＱ９とＱ１０はカレントミラー回路を構成するので、次の（４）式が成立する。
Ｉ9＝Ｉ10 （４）
ここで、ＭＯＳトランジスタＱ７とＱ８の入力を０にしたときのオフセット電圧が、上記のようにコンデンサＣＩに保持され、この保持された電圧がオフセット補償部３１のＭＯＳトランジスタＱ４のゲートに印加される。
【００６９】
このため、オフセット補償部３１のＭＯＳトランジスタＱ３及びＱ４に流れる電流、すなわち電流Ｉ1と電流Ｉ2との割合が変化し、これにより電流Ｉ5、Ｉ6も変化する。
ここで、ｇ１をトランジスタＱ３、Ｑ４のトランスコンダクタンスとすると、次に（５）式が成立する。
Ｉ2−Ｉ1＝ｇ１×（Ｕp1−Ｕn1） （５）
【００７０】
また、電流Ｉoutと電流Ｉ8とは、Ｉout≪Ｉ8の関係があるので、次の（６）式が成立する。
Ｉ9＝Ｉ10＝Ｉ7≒Ｉ8（６）
このとき、抵抗Ｒ０を流れる電流ＩRについて次の（７）式が成立する。 ＩR＝Ｉ5−Ｉ7＝Ｉ8−Ｉ6 （７）
【００７１】
また、式（６）と（７）により次式（８）が成立する。
ＩR＝（Ｉ5−Ｉ6）／２ （８）
さらに、（１）、（２）、（５）から次の（９）が成立する。
ＩR＝ｈ×（Ｉ2−Ｉ1）／２＝ｇ１×ｈ×（Ｕp1−Ｕn1）／２ （９）
また、ｇをトランジスタＱ７、Ｑ８のトランスコンダクタンスとし、さらに、ｇ／〔１＋（ｇ×Ｒ０／２）〕をｇ２と定義すると、出力Ｖoutはｋを定数として次の（１０）式で表すことができる。
Ｖout＝ｋ×Ｉout＝ｋ×（Ｉ8−Ｉ7）
＝ｋ×ｇ２×（Ｕp2−Ｕn2−ＩR×Ｒ０）
＝ｋ×ｇ２×〔Ｕp2−Ｕn2−Ｒ０×ｇ１×ｈ×（Ｕp1−Ｕn1）／２〕…（１０）
【００７２】
式（１０）において、トランジスタＱ７とＱ８のミスマッチに起因するオフセット電圧は、電圧Ｕp2と電圧Ｕn2の差として現れるので、トランジスタＱ３とＱ４の入力、すなわち電圧（Ｕp1−Ｕn1）を適切な値として入力することによって、オフセット電圧を打ち消すことができる。
次に、クロック生成回路１１からのクロックφ２がオンの期間には、スイッチＳＷ３−１〜ＳＷ３−３のみが同時に閉じた状態になる。これにより、オペアンプＯＰ３に係るオフセット電圧がオペアンプＯＰ１から出力されてコンデンサＣ３に保持され、この保持電圧が図３に示すオフセット補償部３１の非反転入力端子２５に供給される。この結果、オペアンプＯＰ３のオフセット電圧が上記と同様の原理により打ち消される。
【００７３】
次いで、クロック生成回路１１からのクロックφ３がオンの期間には、スイッチＳＷ２−１〜ＳＷ２−３のみが同時に閉じた状態になる。これにより、オペアンプＯＰ２に係るオフセット電圧がオペアンプＯＰ１から出力されてコンデンサＣ２に保持され、この保持電圧が図３に示すオフセット補償部３１の非反転入力端子２５に供給される。この結果、オペアンプＯＰ２のオフセット電圧が上記と同様の原理により打ち消される。
【００７４】
一方、このようなオペアンプＯＰ１〜ＯＰ３の各オフセットの補償動作に並行して、センサ１からのセンサ信号入力端子１９、２０に印加されるセンサ信号電圧Ｖｈａｌｌは、オペアンプＯＰ１及びＯＰ２により増幅され、その増幅された電圧が出力端子２７、２８から出力される。 そして、上記の動作によりオペアンプＯＰ１〜ＯＰ３のオフセット電圧を完全に打ち消すことができる場合には、センサ信号増幅回路１２の出力端子２７、２８に出力される出力電圧Ｖｏｕｔは、センサ１からのセンサ信号入力端子１９、２０に印加されるセンサ信号電圧をＶｈａｌｌとすると、次の（１１）式に示すようになる。
Ｖｏｕｔ＝〔（Ｒ１／Ｒ２）＋１〕・Ｖｈａｌｌ …（１１）
【００７５】
ここで、Ｒ１はオペアンプＯＰ２の反転入力端子２４とその出力端子との間に接続される抵抗の抵抗値であり、抵抗Ｒ２はオペアンプＯＰ２の反転入力端子２４とオペアンプＯＰ３の反転入力端子２４との間に接続される抵抗の抵抗値である（図２参照）。
このセンサ信号増幅回路１２は、（１１）式からわかるように、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とに同じ温度係数を持たせることにより、温度に依存しない所要の増幅度でセンサ信号を増幅することができる。
次に、図１に示した基準電圧発生回路１３の構成の詳細について、図４を参照して説明する。
【００７６】
この基準電圧発生回路１３は、図４に示すように、ＰＭＯＳトランジスタＱ１１及びＱ１２からなり定電流源として機能するカレントミラー回路４１と、電圧・電流変換用抵抗Ｒ３に温度依存性のない電圧Ｖｂｇを印加させることにより定電流を流す定電流回路４２と、ＰＭＯＳトランジスタＱ１４、Ｑ１５、およびＱ１６からなり定電流源として機能するカレントミラー回路４３と、上限基準電圧発生用抵抗Ｒｈｉｇｈ及び下限基準電圧発生用抵抗Ｒｌｏｗなどからなる基準電圧発生部４４と、ＮＭＯＳトランジスタＱ１７及びＱ１８からなるカレントミラー回路４５とを備え、出力端子４６、４７から上限基準電圧Ｖｈｉｇｈと下限基準電圧Ｖｌｏｗが出力されて図１に示すシュミット・トリガ回路１４に供給されるようになっている。
【００７７】
カレントミラー回路４１は、図４に示すように、ＰＭＯＳトランジスタＱ１１とＱ１２とからなり、これらの各ゲートが接続され、この共通接続部がＰＭＯＳトランジスタＱ１１のドレインに接続されている。また、ＰＭＯＳトランジスタＱ１１とＱ１２の各ソースは、正側電源ライン５１に接続されている。さらに、ＰＭＯＳトランジスタＱ１２のドレインは、ＮＭＯＳトランジスタＱ１３のドレインに接続されている。
【００７８】
このような構成からなるカレントミラー回路４１のＰＭＯＳトランジスタＱ１１にはバンドギャップ・レファレンス電圧生成回路８で生成された電流Ｉｐｔａｔが供給され、この電流ＩｐｔａｔがＭＯＳトランジスタＱ１２に定電流として流れるようになっている。この電流Ｉｐｔａｔは、絶対温度Ｔに比例するとともに、バンドギャップ・レファレンス回路８内に設けられた抵抗Ｒ４（図示せず）の大きさに反比例し、Ｋを定数とすると、次の（１２）式により表される。
Ｉｐｔａｔ＝Ｋ・（Ｔ／Ｒ４）…（１２）
【００７９】
定電流回路４２は、図４に示すように、ＮＭＯＳトランジスタＱ１３と、電圧・電流変換用抵抗Ｒ３と、オペアンプＯＰ４とから構成されている。すなわち、ＮＭＯＳトランジスタＱ１３のドレインがＭＯＳトランジスタＱ１２のドレインに接続されるとともに、そのソースが電圧・電流変換用抵抗Ｒ３の一端に接続され、その他端が負側電源ライン５２に接続されている。また、オペアンプＯＰ４は、その非反転入力端子に入力端子４８を介してバンドギャップレファレンス回路８から温度依存性のない定電圧Ｖｂｇが印加されるとともに、その出力端子がＮＭＯＳトランジスタＱ１３のゲートに接続され、その反転入力端子がＮＭＯＳトランジスタＱ１３のソースと電圧・電流変換用抵抗Ｒ３との共通接続部に接続されている。
【００８０】
カレントミラー回路４３は、図４に示すように、ＭＯＳトランジスタＱ１４、Ｑ１５、およびＱ１６から構成されている。すなわち、ＭＯＳトランジスタＱ１４、Ｑ１５、およびＱ１６の各ゲートが接続され、その共通接続部がＭＯＳトランジスタＱ１４のドレインと、ＭＯＳトランジスタＱ１２とＭＯＳトランジスタＱ１３のドレイン同士を接続した共通接続部とに接続されている。また、ＭＯＳトランジスタＱ１４、Ｑ１５、およびＱ１６の各ソースは、正側電源ライン５１に接続されている。さらに、ＭＯＳトランジスタＱ１５のドレインが上限基準電圧発生用抵抗Ｒｈｉｇｈの一端に接続され、ＭＯＳトランジスタＱ１６のドレインがＭＯＳトランジスタＱ１８のドレインに接続されている。
【００８１】
基準電圧発生部４４は、図４に示すように、オペアンプＯＰ５、上限基準電圧発生用抵抗Ｒｈｉｇｈ、および下限基準電圧発生用抵抗Ｒｌｏｗから構成されている。すなわち、オペアンプＯＰ５は、その非反転入力端子にセンサ信号増幅回路１２からの出力Ｖｏｕｔｎが供給されるようになっており、その出力端子が反転入力端子に直接接続されている。また、上限基準電圧発生用抵抗Ｒｈｉｇｈと下限基準電圧発生用抵抗Ｒｌｏｗとが直列に接続され、その共通接続部にオペアンプＯＰ５の出力端子が接続されている。さらに、上限基準電圧発生用抵抗Ｒｈｉｇｈの一端がＭＯＳトランジスタＱ１５のドレインと出力端子４６に接続され、下限基準電圧発生用抵抗Ｒｌｏｗの一端がＭＯＳトランジスタＱ１７のドレインと出力端子４７に接続されている。
【００８２】
カレントミラー回路４５は、図４に示すように、ＮＭＯＳトランジスタＱ１７とＱ１８とからなり、ＭＯＳトランジスタＱ１７とＱ１８の各ゲートが接続され、この共通接続部がＭＯＳトランジスタＱ１８のドレインおよびＭＯＳトランジスタＱ１６のドレインに接続されている。また、ＭＯＳトランジスタＱ１７のドレインは、下限基準電圧発生用抵抗Ｒｌｏｗの一端に接続されている。さらに、ＭＯＳトランジスタＱ１７とＱ１８の各ソースは、負側電源ライン５２に接続されている。
【００８３】
次に、このように構成される基準電圧発生回路１３の動作について、図４を参照して説明する。
ＭＯＳトランジスタＱ１１とＱ１２はカレントミラー回路を構成するので、ＭＯＳトランジスタＱ１２のソースとドレイン間には、ＭＯＳトランジスタＱ１１に流れる電流Ｉｐｔａｔがカレントミラーされて同一の電流が流れる。
【００８４】
一方、バンドギャップ・レファレンス電圧発生回路８からオペアンプＯＰ４に供給される電圧Ｖｂｇは、温度に依存しない一定電圧であり、この電圧がオペアンプＯＰ４を介してＭＯＳトランジスタＱ１３に供給されるので、ＭＯＳトランジスタＱ１３のソースとドレイン間には、（Ｖｂｇ／Ｒ３）の電流が流れる。なお、Ｒ３は抵抗Ｒ３の抵抗値である。
【００８５】
従って、ＭＯＳトランジスタＱ１４のソースとドレイン間に流れる電流Ｉ14は、ＭＯＳトランジスタＱ１３に流れる電流とＭＯＳトランジスタＱ１２に流れる電流との差となり、（１２）式から次の（１３）式のように表される。
Ｉ14＝（Ｖｂｇ／Ｒ３）−Ｋ・（Ｔ／Ｒ４）…（１３）
また、ＰＭＯＳトランジスタＱ１４とＱ１５およびＱ１６はカレントミラーの関係にあるので、そのミラー比をｍとしたとき、上記の電流Ｉ14のｍ倍の電流がＭＯＳトランジスタＱ１５、Ｑ１６、Ｑ１８に流れ、トランジスタＱ１７もトランジスタＱ１８とミラー関係にあるので、トランジスタＱ１７にも同じ電流Ｉ14×ｍが流れ、この電流Ｉ14×ｍが、上限基準電圧発生用抵抗Ｒｈｉｇｈと下限基準電圧発生用抵抗Ｒｌｏｗに流れることになる。この結果、上限基準電圧発生用抵抗Ｒｈｉｇｈと下限基準電圧発生用抵抗Ｒｌｏｗに発生する上限基準電位Ｖｈｉｇｈと下限基準電位Ｖｌｏｗは、次の（１４）及び（１５）式のように表される。
【００８６】
Ｖｈｉｇｈ＝ｍ・〔［（Ｖｂｇ／Ｒ３）−Ｋ・（Ｔ／Ｒ４）〕・Ｒｈｉｇｈ十Ｖｏｕｔｎ ＝−ｍ・Ｋ・Ｔ・（Ｒｈｉｇｈ／Ｒ４）＋ｍ・Ｖｂｇ・（Ｒｈｉｇｈ／Ｒ３）＋Ｖｏｕｔｎ…（１４）
Ｖｌｏｗ ＝−ｍ・〔（Ｖｂｇ／Ｒ３）−Ｋ・（Ｔ／Ｒ４）〕・Ｒｌｏｗ＋Ｖｏｕｔｎ ＝ｍ・Ｋ・Ｔ・（Ｒｌｏｗ／Ｒ４）−ｍ・Ｖｂｇ・（Ｒｌｏｗ／Ｒ３）＋Ｖｏｕｔｎ…（１５）
【００８７】
ここで（１４）（１５）式において、Ｖｏｕｔｎはセンサ信号増幅回路１２で増幅した信号値の零の電位である。また、抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒｈｉｇｈ、およびＲｌｏｗは、同じ温度係数を持つものを使用しているので、上限基準電位Ｖｈｉｇｈと下限基準電位Ｖｌｏｗとは、いずれも抵抗の温度変化による影響はなく、常に絶対温度Ｔの１次関数とすることができる。また、抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒｈｉｇｈ、およびＲｌｏｗの各値とミラー比ｍを変更するだけで、任意の絶対温度の一次関数として上限基準電位Ｖｈｉｇｈと下限基準電位Ｖｌｏｗとを生成することができる。
【００８８】
つまり、各種のセンサのうち、定電圧駆動した場合に、その出力が絶対温度の一次関数で理想的または近似的に表現できるセンサについては、信号処理回路２内の抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒｈｉｇｈ、およびＲｌｏｗの値とミラー比ｍの大きさのみの変更により、常に一定感度でオン・オフするセンサＩＣを構成することができる。
【００８９】
また、特に抵抗ＲｈｉｇｈおよびＲｌｏｗを同一特性の同一抵抗値とした場合には、上限基準電位Ｖｈｉｇｈと下限基準電位Ｖｌｏｗとは、センサ信号増幅回路１２で増幅した信号の零レベル（Ｖｏｕｔｎ）に対して、完全に対称な値とすることができる。ここで、基準信号としての上限基準電位Ｖｈｉｇｈと下限基準電位Ｖｌｏｗの温度係数について検討する。まず、基準信号Ｖの温度係数を次のように定義するものとする。すなわち、絶対温度Ｔ（Ｋ）の時の基準信号をＶ（Ｔ）と表わすものとし、室温がＴ＝３００Ｋを基準に考えると、温度Ｔ（Ｋ）のときの基準信号Ｖ（Ｔ）の温度係数αは、次の（１６）式のように定義する。
α＝（１／Ｖ（３００））・ΔＶ／ΔＴ…（１６）
【００９０】
ここで、（１６）式中のΔＶは基準信号の変化量、ΔＴは絶対温度Ｔの変化量を表す。
この（１６）式により、（１４）、（１５）式の基づいて上限基準電位Ｖｈｉｇｈと下限基準電位Ｖｌｏｗの温度係数を求めると、次の（１７）式のように温度によらずに一定となる。
Ｖｈｉｇｈの温度係数＝Ｖｌｏｗの温度係数
＝Ｋ／（３００・Ｋ−Ｖｂｇ・Ｒ４／Ｒ３）…（１７）
【００９１】
従って、センサ１からの出力信号が、絶対温度の１次関数であるとき、抵抗Ｒ３、Ｒ４の抵抗値を適当に与えることで、その温度係数と式（１７）の温度係数を等しくすることができる。逆に、温度係数が等しい場合、センサ１からの出力信号の増幅率、ミラー比ｍ、抵抗ＲｈｉｇｈおよびＲｌｏｗを適当に与えることで、規定感度でのセンサからの信号の増幅信号の温度特性を式（１４）、（１５）と同じにすることができる。つまり、常に一定の感度でオン・オフするセンサＩＣを構成できる。
【００９２】
以上説明したように、この実施形態にかかるセンサＩＣは、センサ１と、絶縁基板上に設けられた半導体層に形成させた信号処理回路２とで構成した。そして、センサ１はその出力が絶対温度に対して１次関数的に変化するものとし、これに対応して、センサ信号処理回路２側の基準電圧発生回路１３は、その出力が、センサ１の出力の温度係数と同じ温度係数で変化し、かつ絶対温度に対して１次関数的に変化する基準電圧Ｖｈｉｇｈ、Ｖｌｏｗを発生し、この電圧を、シュミット・トリガ回路１４がセンサ信号増幅回路１２の出力電圧の大きさを比較してオン・オフ出力するための基準電圧として使用するようにした。さらに、センサ信号増幅回路１２は、センサ１からの出力信号を温度に依存しない増幅率で増幅するとともにオフセット電圧を打ち消す機能を備えるようにした。
【００９３】
従って、この実施形態にかかるセンサＩＣでは、センサ１の出力について低温から高温にかけての広い温度範囲に亘って高精度の温度補償が実現でき、もって、従来実現できなかった２００°Ｃ以上の高温下でも高精度かつ高信頼性の動作が実現できる。
また、この実施形態にかかるセンサＩＣにおいて、センサ１がホール素子であり、その感磁部がＧａＡｓにより構成される場合には、ＧａＡｓの抵抗が温度の増加に対して増加する性質があるので、感磁部に流れる電流が減少して電源電流が減少する。このため、センサＩＣは、高温になるに従って消費電力が減少する上にその電流の消費による発熱が抑制され、高温でも安定に動作することができる。
【００９４】
さらに、本発明のセンサＩＣ用ＩＣの実施形態である信号処理回路２は、基準電圧発生回路１３が、その大きさが、入力端子１９、２０間により与えられるセンサ１からの出力信号の温度係数と同じ温度係数で変化し、かつ絶対温度に対して１次関数的に変化する基準電圧Ｖｈｉｇｈ、Ｖｌｏｗを発生し、この電圧をシュミット・トリガ回路１４がセンサ信号増幅回路１２の出力電圧の大きさを比較してオン・オフ出力するための基準電圧として使用するようにした。また、信号処理回路２は、絶縁基板上に設けられた半導体層に形成するようにした。
【００９５】
従って、この実施形態にかかる信号処理回路２は、各種のセンサのうちその出力が絶対温度に対して１次関数的に変化するものであるときには、そのセンサに応じた温度の１次関数で与えられる基準信号を生成することによって、そのセンサと組み合わせて使用することができる。この場合には、この実施形態に係るセンサＩＣ用ＩＣは、センサの出力について低温から高温にかけての広い温度範囲に亘って高精度の温度補償ができ、もって、従来実現できなかった２００°Ｃ以上の高温下でも高精度かつ高信頼性の動作が実現できる。
【００９６】
また、この実施形態の信号処理回路は、自動車の用途などの高温度下や温度格差の大きな部位で使用される磁気センサと組み合わせて磁気センサＩＣを提供できるのみならず、圧力センサや温度センサなどの各種のセンサと組み合わせることにより高温下で使用できる各種のセンサＩＣを実現できる。
さらに、この実施形態にかかるセンサＩＣでは、センサバイアス電圧生成回路１０が発生する定電圧によりセンサ１を定電圧駆動するとともに、センサ１の温度補償を基準電圧発生回路１３により行うようにした。このため、高温下においてセンサ１の消費電力を低減させることができるので、高温での発熱を抑制でき、その結果、２００℃以上の高温下でも安定動作が実現できる。
【００９７】
なお、上記の実施形態では、比較手段としてヒステリシスを持つシュミット・トリガ回路１４を使用するようにしたが、これに代えてヒステリシスを持たないコンパレータを使用するようにしても良い。
また、シュミット・トリガ回路１４に代えてＡ／Ｄ変換器（アナログ・デジタル変換器）に置き換えることが可能である。この場合には、センサ１の増幅信号をＡ／Ｄ変換器のアナログ入力信号とする。また、基準電圧発生回路１３は、その出力がセンサ１の出力の温度係数と同じ温度係数で変化し、かつその大きさが絶対温度に対して１次関数的に変化する基準電圧を発生する。そして、Ａ／Ｄ変換器にはその基準電圧がレファレンス電圧として供給され、これを用いてＡ／Ｄ変換器は入力電圧をデジタル信号に変換する。
【００９８】
また、上記の実施形態では、センサとしてその出力が絶対温度に対して１次関数的に変化し、これに対応して基準電圧発生回路１３の発生電圧が絶対温度に対して１次関数的に変化するものとした。しかし、本発明は、センサの出力の温度係数が必ずしも一定である必要はなく、この場合には、基準電圧発生回路１３は、そのセンサの出力の温度係数と同じ温度係数で変化する基準電圧を発生するように構成される。例えば、温度係数が一定でなく、センサの出力が絶対温度に対して曲線的に与えられる場合には、その曲線部分を複数の区間に分け、各区間を直線として近似するようにする。そして、具体的には、直線で近似する各区間ごとに、その区間に応じた基準電圧発生回路１３に相当する複数の回路を設けるとともに、各基準電圧Ｖｈｉｇｈ、Ｖｌｏｗとシュミット・トリガ回路１４の間にアナログスイッチを設け、温度に応じてアナログスイッチを切換えて基準電圧を選択するようにする。これにより、常に、センサの出力に応じた基準電圧を発生させ、任意の温度係数を持つセンサにも対応することができる。
【００９９】
なお、上記の実施形態として、センサをホール素子とし、そのホール素子の感磁部をＧａＡｓとする場合が好ましいとしたが、センサのセンシング部の構成物質としてＧａＡｓのような抵抗値が温度の増加に対して増加するような物質を使用する場合には、ＧａＡｓを使用した場合と同様な効果が得られる。
また、上記の実施形態の場合、動作磁束密度のばらつきの許容範囲から、センサの出力の温度係数が０．２０％／℃近傍では、温度係数の誤差として３０％以下であることが好ましいが、温度係数がより大きい場合には許容誤差範囲は狭くなり、また、温度係数が小さい場合には温度係数の許容範囲はかなり広くなる。
【０１００】
【実施例１】
次に、本発明にかかるセンサＩＣの実施例１として、以下のようなホールＩＣを作製したので、これについて説明する。
この実施例１にかかるホールＩＣは、図１〜図４に示す信号処理回路を含んだＩＣを、シリコン酸化物を絶縁性下地とするＳＩＭＯＸ基板上にＣＭＯＳプロセスを用いて形成した。また、絶縁性下地の上の結晶シリコン層の厚さを１２０ｎｍとした。さらに、図２および図３に示すセンサ信号増幅回路１２のオフセット補償機能の切替え周期を１／５００〔秒〕とした。
【０１０１】
次に、そのセンサ信号増幅回路１２を含んだＩＣを、センサ１として感磁部がＧａＡｓからなるホール素子（以下、ＧａＡｓホール素子という）とハイブリッドで組み合わせ、これによりホールＩＣを作成した。
そして、ＧａＡｓホール素子に、温度に依存しない定電圧３〔Ｖ〕を印加し、±４０〔Ｇａｕｓｓ〕の磁場環境下での出力特性を測定し、図５に示すような測定結果を得た。
【０１０２】
図５からわかるように、＋４０〔Ｇａｕｓｓ〕のとき、−４０°Ｃ〜２００°Ｃの温度範囲において、出力の温度係数は、およそ−０．１８〜−０．２０％／℃で負の温度係数となっており、その出力は、絶対温度の１次関数として表現することができる。また、−４０〔Ｇａｕｓｓ〕のときの出力は、＋４０〔Ｇａｕｓｓ〕のときの出力と比較すると、温度軸に対してほぼ対称になっている。
【０１０３】
次に、図１のセンサバイアス電圧生成部１０からのバイアス電圧を３〔Ｖ〕とし、この電圧をＧａＡｓホール素子に印加し、センサ信号増幅回路１２の（８）式から求められる増幅率を５０倍とし、ＧａＡｓホール素子の出力の温度特性に合うように、基準電圧発生回路１３の抵抗Ｒ３、Ｒｈｉｇｈ、Ｒｌｏｗの各抵抗値をそれぞれ２３．８１〔ｋΩ〕、５．００９〔ｋΩ〕、５．００９〔ｋΩ〕とした。また、図４に示す一定の電圧Ｖｂｇを１．１５〔Ｖ〕とし、式（１２）に示す定数Ｋを２．６９×１０−４〔Ａ・Ω／Ｋ〕、抵抗Ｒ４の抵抗値を４．４９２〔ｋΩ〕とした。また、式（１４）、（１５）のミラー比ｍ＝１とした。この結果、式（１４）、（１５）は式（１８）、（１９）のようになる。
Ｖｈｉｇｈ〔ｍＶ〕＝２４１．９−０．３０・Ｔ （１８）
Ｖｌｏｗ〔ｍＶ〕＝−２４１．９＋０．３０・Ｔ （１９）
【０１０４】
これは、図５に示したバイアス電圧として３Ｖを加え、４０〔Ｇａｕｓｓ〕の磁場環境下においたＧａＡｓの出力電圧を５０倍したものにほぼ等しくなる。また、このとき基準電圧Ｖｈｉｇｈ、Ｖｌｏｗの温度係数は、約−０．２０％／℃となり、ＧａＡｓの温度係数と等しくなる。
図６は、上記のような条件で動作させた場合における信号処理回路２の動作入力電圧の温度特性を示したものである。図６からわかるように、抵抗Ｒｈｉｇｈと抵抗Ｒｌｏｗとを同じ抵抗値にしたことによって、温度軸に対して完全に対称な動作特性が得られている。また、この温度特性は、図５に示すＧａＡｓホール素子の温度特性と同様の特性を示していることがわかる。さらに、−４０°Ｃ〜２００°Ｃ以上の温度範囲において、オフセット電圧も少なく、温度軸に対して対称の所要の特性を実現できる。
【０１０５】
この結果、この実施例１にかかるホールＩＣは、図７に示すように、−４０°Ｃ〜２００°Ｃの温度域において、常に一定の磁界±４０〔Ｇａｕｓｓ〕の強さでオン・オフし、動作点の対称性にも優れていることがわかる。
図８は、この実施例１にかかるホールＩＣの電源電圧が５〔Ｖ〕のときの電源電流の温度特性を示す図である。図８からわかるように、電源電流が温度の上昇とともに減少し、消費電力が少なくなる優れた特性を実現できる。このように電源電流が減少するのは、ＧａＡｓホール素子の感磁部がＧａＡｓにより構成され、そのＧａＡｓの抵抗値が温度の増加に対して増加する性質があるので、感磁部に流れる電流が減少し、その結果、電源電流が減少するからである。
【０１０６】
【実施例２】
次に、本発明にかかるセンサＩＣの実施例２として、高温環境下で使用できる高温用回転センサＩＣについて、図９から図１４を参照して説明する。
この高温用回転センサＩＣは、図９に示すように、磁気センサ７１と、この磁気センサ７１の出力信号を処理する信号処理回路７２とから構成する。磁気センサ７１は図１のセンサ１に相当し、信号処理回路７２は同図の信号処理回路２と基本的な構成がほぼ同様であり後述の点が異なる。
【０１０７】
磁気センサ７１は、図９に示すように４つの磁気抵抗素子ＭＲ１〜ＭＲ４を用いたブリッジ回路を形成し、その４つの磁気抵抗素子ＭＲ１〜ＭＲ４は、後述のように歯車の回転検知センサとして使用できるように配置する。ブリッジ回路は、そのバイアス電圧供給端子間に信号処理回路７２から例えば１〔Ｖ〕のバイアス電圧が供給され、その出力端子から出力される出力信号は信号処理回路７２の信号入力端子に入力するようになっている。
【０１０８】
磁気センサ７１と集積回路化された信号処理回路７２とを、例えば図１０に示すようにパッケージ７５内に配置（収納）する。磁気センサ７１を構成する磁気抵抗素子ＭＲ１〜ＭＲ４は、図１０に示すように磁気抵抗素子ＭＲ１、ＭＲ４とが上下に配置されてＡブロック７３を形成し、磁気抵抗素子ＭＲ２、ＭＲ３とが上下に配置されてＢブロック７４を形成している。Ａブロック７３とＢブロック７４の配置間隔は、後述する歯車８２の凸部と凹部の間隔に対応するようになっている。さらに、磁気センサ７１と信号処理回路７２とはワイヤ線７６で電気的に接続しかつ、信号処理回路７２とは外部と接続するピン７７とワイヤ線７８で接続している。
【０１０９】
信号処理回路７２の基本的な構成は、図１の信号処理回路２の構成とほぼ同様であるが、上記のＧａＡｓホール素子を用いたセンサＩＣの場合に比べて、センサ信号増幅回路１２の増幅率を後述のように変更するとともに、基準電圧発生回路１３を図１１に示すような基準電圧発生回路７９に置き換えるようにした点が異なる。
【０１１０】
このようにしたのは、後述のように、ブリッジ回路からの出力信号の温度係数を０として扱うためである。そこで、その温度係数に合わせるために、基準電圧発生回路１３を基準電圧発生回路７９に置き換え、これにより、発生する基準電圧の温度係数が０となるようにする。
従って、基準電圧発生回路７９は、図４に示す基準電圧発生回路１３とその基本的な構成は同様であるが、図４の基準電圧発生回路１３からＰＭＯＳトランジスタＱ１１、Ｑ１２を省略する。なお、基準電圧発生回路７９の他の部分の構成は、図４に示す基準電圧発生回路１３と同様であるので、同一構成要素には同一符号を付してその構成の説明は省略する。
【０１１１】
次に、このように構成した高温用回転センサＩＣ８１は、図１２に示すように、例えば歯車の回転検出に使用され、回転検知システムに利用できるので、これについて説明する。
この回転検知システムでは、図１２に示すように、高温用回転センサＩＣ８１が、強磁性体からなり回転自在に設置された歯車８２の外周に、センサ７１のブロック７３、７４がその外周面に対向するように配置される。高温用回転センサＩＣ８１の背面側には、歯車８２の磁性を強めて磁気検出を容易にするためのサマリウムコバルト磁石８３が配置される。また、センサ７１のブリッジ回路を駆動するために、信号処理回路７２から１〔Ｖ〕の定電圧を供給するようにする。さらに、センサ７１のＡブロック７３で感知する磁束密度と、センサ７１のＢブロック７４で感知する磁束密度とを電圧信号として取り出し、この電圧信号を信号処理回路７２に入力するようにする。
【０１１２】
次に、このような構成の回転検知システムの回転検知の原理について、図１２を参照して説明する。
Ａブロック７３の感磁部（磁気抵抗素子ＭＲ１、ＭＲ４）と、Ｂブロック７４の感磁部（磁気抵抗素子ＭＲ２、ＭＲ３）の各磁束密度は、歯車８２に凹部と凸部があるので、歯車８２の回転に合わせて変化し、双方の磁束密度の差もその回転に同期して変化する。この双方の磁束密度差の大きさがある一定の基準値よりも大きくなったときに、信号処理回路２の出力信号をオンにし、その基準値よりも小さくなったときにその出力信号をオフにするようにする。
【０１１３】
ここで、信号処理回路７２からみると、歯車８２、サマリウムコバルト磁石８３、およびセンサ７１を含めた系全体が温度補償の対象であるといえる。
センサ７１のブリッジ回路に信号処理回路７２から定電圧の１〔Ｖ〕を与えるようにし、歯車８２を回転させたときに得られるブリッジ回路からの出力振幅を図１３に示す。このセンサ系では、歯車８２が回転したときに得られるセンサ７１のブリッジ回路からの出力信号の振幅は、歯車８２や磁石８３、またはブリッジ回路の温度変化のために、その大きさの温度係数は、およそ−０．０１％／℃であった。従って、−４０℃〜２００℃の温度範囲を考えた場合に、この温度範囲での温度係数を０に近似しても実用上差し支えないので、温度補償にかかる基準電圧発生回路を図１１に示すように構成し、発生する比較基準電圧の温度係数を０とすることができる。
【０１１４】
また、センサ７１のＡブロック７３とＢブロック７４の感磁部に作用する磁束密度が、＋１５Ｇａｕｓｓで信号処理回路７２の出力がオンとなり、−１５Ｇａｕｓｓでその出力がオフになるように、信号処理回路７２のパラメータを決め、基準電圧発生回路７９の抵抗Ｒ３、上限基準電圧発生用抵抗Ｒｈｉｇｈ、および下限基準電圧発生用抵抗Ｒｌｏｗの各値を、Ｒ３≒２０ＫΩ、Ｒｈｉｇｈ＝７８０Ω、Ｒｌｏｗ＝７８０Ωと設定する。
【０１１５】
また（１４）（１５）式におけるその他のパラメータは、上記のＧａＡｓホールＩＣと同じである。
このときには、基準電圧発生回路７９の基準電圧Ｖｈｉｇｈ、Ｖｌｏｗは、（１４）、（１５）から、Ｖｈｉｇｈ＝＋４５ｍＶ、Ｖｌｏｗ＝−４５ｍＶとなる。この基準電圧は、図１４に示すブリッジ回路からの出力信号をセンサ信号増幅回路で１５０倍に増幅した増幅信号と比較し、その結果に応じて信号処理回路７２の出力をオンまたはオフさせるので、１５Ｇａｕｓｓ以上の磁束密度になった段階で出力の切り替えが起こる。 このようにして構成した実施例２の高温用回転センサＩＣは、高温の２００℃でも問題なく歯車の回転を検知できる。
【０１１６】
なお、この実施例２のように、歯車の回転を検知するものとして、従来からシリコンモノリシックでＣＭＯＳ回路を使用したセンサＩＣが知られているが、１５０℃が実用の上限温度であった。しかし、この実施例２では、上記のようにその実用の上限温度を２００℃以上にすることができる。
【０１１７】
【実施例３】
次に、本発明にかかるセンサＩＣの実施例３として高温環境下で使用できる高温用圧力センサＩＣについて、図１５〜図１９を参照して説明する。
従来、ＳＯＩ（Ｓｉｌｉｃｏｎ ｏｎ Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ）構造を用いた高温用圧力センサが、２００℃以上の高温で使用可能なことが知られている。そこで、この実施例３にかかる高温用圧力センサＩＣは、図１５に示すように、ＳＯＩ構造の圧力センサ８７と、信号処理回路８８とを組み合わせ、これらを同一のパッケージ内の収納させて、２００℃以上の高温下で用いることができる。
【０１１８】
信号処理回路８８の基本的な構成は、図１の信号処理回路２の構成とほぼ同様であるが、センサ信号増幅回路１２の増幅率を後述のように変更するとともに、基準電圧発生回路１３を図１７に示すような基準電圧発生回路１０１に置き換えるようにする点が異なる。この点については後述する。
従って、基準電圧発生回路１０１の構成は、基準電圧発生回路１３の構成と基本的に同様であるが、図４の基準電圧発生回路１３からＰＭＯＳトランジスタＱ１１、Ｑ１２を省略するとともに、オペアンプＯＰ５の出力端子を上限基準電圧発生用抵抗Ｒｈｉｇｈと下限基準電圧発生用抵抗Ｒｌｏｗの共通接続点からＭＯＳトランジスＱ１７のドレインに接続を変更し、かつ、その共通接続点から下限基準電位Ｖｌｏｗを取り出すようにした点が異なる。なお、基準電圧発生回路１０１の他の部分の構成は、図４に示す基準電圧発生回路１３と同様であるので、同一構成要素には同一符号を付してその構成の説明は省略する。
【０１１９】
ところで、シリコン拡散抵抗を用いたピエゾ抵抗型圧力センサは、高温では、ＰＮ接合によるリーク電流のため、１５０℃以上での使用は難しい。そこで、この実施例３では、図１６のようなＳＯＩ構造の圧力センサ８７を使用することにより、２００℃以上の高温域で動作できるようにする。
この圧力センサ８７は、図１６に示すように、基台９１上に、酸化アルミニウム（Ａｌ2Ｏ3）膜９２、シリコンの膜９３、酸化アルミニウム（Ａｌ2Ｏ3）膜９４が順次形成され、その酸化アルミニウム膜９４上の中心にピエゾ抵抗素子９５が形成され、酸化アルミニウム膜９４とピエゾ抵抗素子９５の表面が酸化膜（ＳｉＯ2）９６で被覆されるともに、ピエゾ抵抗素子９５と４つの端子９７とはメタル９８により接続されるようになっている（図１５参照）。また、その４つの端子９７は、信号処理回路８８と電気的に接続する。
【０１２０】
圧力センサ８７を３Ｖの定電圧で駆動し、０．０５Ｍｐａ〔メガパスカル〕の荷重を与えたときに得られる温度に対する出力電圧は、図１８のようになる。図１８によれば、実際の出力電圧の温度係数は−０．０１％／℃程度であるが、近似的に、温度係数を０としても実用上差し支えないので、温度補償にかかる基準電圧発生回路を図１７に示すように構成し、発生する比較基準電圧の温度係数を０とすることができる。
【０１２１】
また、この実施例３では、動作圧力が０．０５Ｍｐａで信号処理回路８８の出力がオンとなり、その圧力が０．０４Ｍｐａでその出力がオフとなるように、信号処理回路８８のパラメータを決め、センサ信号回路の増幅率を５倍とし、基準電圧発生回路１０１の抵抗Ｒ３、上限基準電圧発生用抵抗Ｒｈｉｇｈ、および下限基準電圧発生用抵抗Ｒｌｏｗの各値を、Ｒ３＝２０ＫΩ、Ｒｈｉｇｈ＝３１０Ω、Ｒｌｏｗ＝１２５０Ωと設定する（その他のパラメータは、前記のＧａＡｓホールＩＣと同じである）。
【０１２２】
このようにして構成する高温用圧力センサＩＣは、図１９に示すように、室温から２００℃までの温度範囲で、動作圧力が０．０５Ｍｐａで出力がオンとなり、その圧力が０．０４Ｍｐａでその出力がオフとなる。図１９において、Ｐｏｎは出力がオンになる動作圧力であり、Ｐｏｆｆは出力がオフになる動作圧力である。
このようにして構成した実施例３の高温用圧力センサＩＣは、高温の２００℃でも問題なく圧力を検知できる。
【０１２３】
【実施例４】
本発明の実施例としては、上記のように磁気センサＩＣおよび圧力センサＩＣについて説明した。しかし、本発明の実施例４として、（１）多孔質層付き電気化学ポンプ式酸素センサを用いた高温用酸素センサスイッチ、（２）ＰＴＣサーミスタ、例えばＢａＴｉＯ3系材料を使ったもの、と組み合わせることによって１００℃〜２００℃の温度範囲でスイッチングする温度スイッチが実現できると期待できる。
以上説明したように、本発明にかかるセンサＩＣ用ＩＣは、各種のセンサ素子と組み合わせることができ、この組み合わせにより各種のセンサＩＣを実現することができる。
【０１２４】
一般に、センサに応じてセンサＩＣを設計・製造する必要があるが、本発明にかかるセンサＩＣは、調整すべきパラメータが、増幅率と温度係数とバイアス電圧の３点であるので、設計変更が容易である。加えて、増幅率および温度係数の異なる温度補償機能付きＩＣをあらかじめ複数設計・製造しておけば、一般のセンサ素子でも組合せによっては広い温度域あるいは一部の温度域で、良く温度補償されたセンサＩＣとして組み立てられる可能性が高い。つまり、本発明にかかるセンサＩＣ用ＩＣは、汎用的に高温用センサＩＣとして使用できる。
また、センサと信号処理回路とを同一のパッケージ内に収納することで、小型化できる上に、高精度で動作するＩＣセンサが実現できる。
【０１２５】
[産業上の利用可能性]
このように本発明のセンサＩＣ用ＩＣによれば、増幅手段は、センサのセンサ出力信号を入力し、このセンサ出力信号を温度依存性のない所要の増幅率で増幅するとともにオフセットを打ち消すように動作し、センサの出力信号を正確に増幅できるようにした。
また、基準信号発生手段は、センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数で変化する基準信号を発生し、この信号が、比較手段が増幅手段の増幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用し、センサの出力信号が温度の影響により変化しても、その影響を打ち消すことができるようにした。
【０１２６】
さらに、増幅手段、基準信号発生手段、比較手段、および定電圧生成手段は、絶縁性基板上に設けられた半導体層を用いて形成され、その半導体層は好ましくはシリコン薄膜とし、高温域においてリーク電流が低減できる上にラッチアップの防止が図れる構造とした。
このため、本発明のセンサＩＣ用ＩＣでは、各種のセンサのうちその出力の大きさが基準信号発生手段の発生する基準信号の温度係数と同じ温度係数で変化するものであるときには、そのセンサと組み合わせて使用することができ、この場合には、センサの出力について低温から高温（例えば−４０℃から２００℃以上）にかけての広い温度範囲に亘って高精度の温度補償が実現でき、もって高温下でも高精度かつ高信頼性の動作が実現できる。
【０１２７】
また、本発明のセンサＩＣ用ＩＣは、センサと組み合わせたセンサＩＣを構成する場合に、センサの温度特性に合わせて基準信号発生手段の構成要素を変更するだけで実現できるので、各種のセンサと組み合わせることができ、もって応用範囲が広い。
さらに、本発明のセンサＩＣ用ＩＣによれば、基準信号発生手段は、センサのセンサ出力信号の温度係数を予め測定しておき、それと同じ温度係数を持つ基準信号を発生し、この信号が、比較手段が増幅手段の増幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用されるようになっているので、センサと組み合わせてセンサＩＣを構成する場合にその比較の精度が向上する。
【０１２８】
また、センサは製造組み立てにおいて、その特性のばらつきを厳格に選別でき、基準信号発生手段は、製造したセンサの固有の特性に合わせた基準信号を発生できるので、センサと組み合わせて希望の仕様のセンサＩＣを容易に実現できる。
また、本発明のセンサＩＣ用ＩＣによれば、基準信号発生手段が、センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数を持ち、かつ、絶対温度に対して１次関数的に変化する基準信号を発生し、この信号が、比較手段が増幅手段の増幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用される。
【０１２９】
このため、この発明のセンサＩＣ用ＩＣでは、各種のセンサのうちその出力の大きさが絶対温度に対してその大きさが１次関数的に変化するときには、そのセンサに応じた絶対温度の１次関数で与えられる基準信号を発生することによって、そのセンサと組み合わせて使用することができ、この場合には、センサの出力について低温から高温にかけての広い温度範囲に亘って高精度の温度補償が実現でき、もって高温下でも高精度かつ高信頼性の動作が実現できる。また、たとえ広い温度領域で１次関数的でなくとも、近似的にその出力が１次関数と見なせる温度域では、その温度領域で高精度の動作が実現できる。
【０１３０】
一方、本発明のセンサＩＣによれば、増幅手段は、センサのセンサ出力信号を入力し、この入力信号を温度依存性のない所要の増幅率で増幅するとともにオフセットを打ち消すように動作し、センサの出力信号を正確に増幅できるようにした。
また、基準信号発生手段は、センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数で変化する基準信号を発生し、この信号が、比較手段が増幅手段の増幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用し、センサの出力信号が温度の影響により変化しても、その影響を打ち消すことができるようにした。
【０１３１】
さらに、増幅手段、基準信号発生手段、比較手段、および定電圧生成手段は、絶縁性基板上に設けられた半導体層を用いて形成され、その半導体層は好ましくはシリコン薄膜とし、高温域においてリーク電流が低減できる上にラッチアップの防止が図れる構造とした。
このため、本発明のセンサＩＣでは、センサの出力について低温から高温（例えば−４０℃から２００℃以上）にかけての広い温度範囲に亘って高精度の温度補償が実現でき、高温下でも高精度かつ高信頼性の動作が実現できる。
【０１３２】
また、本発明のセンサＩＣは、発明者らがＧａＡｓの抵抗値が温度に対して増加するという特性に着目し、その特性を積極的かつ効果的に利用するために鋭意研究を重ねて発明を完成するに至ったものである。
従って、この発明は、ホール素子の感磁部に温度に対してその抵抗値が増加するＧａＡｓを採用したので、温度の増加に伴って感磁部の電流を減少させて電源電流を減少させることができる。このため、センサＩＣは、高温になるに従って消費電力が減少する上にその電流の消費による温度の上昇が抑制され、高温でも安定に動作することができる。
【０１３３】
さらに、本発明のセンサＩＣは、基準信号発生手段は、センサのセンサ出力信号の温度係数を予め測定しておき、それと同じ温度係数を持つ基準信号を発生し、この信号が、比較手段が増幅手段の増幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用されるようになっているので、温度補償の精度が向上する。
また、センサは製造組み立てにおいて、特性別に厳密に選別でき、基準信号発生手段は選別したセンサの特性に合わせた基準信号を発生できるので、センサと組み合わせて希望の仕様のセンサＩＣを容易に実現できる。
【０１３４】
さらに、本発明のセンサＩＣでは、基準信号発生手段が、センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数を持ち、かつ、絶対温度に対して１次関数的に変化する基準信号を発生し、この信号を、比較手段が増幅手段の増幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用するようにし、センサの出力信号が温度の影響により変化しても、その影響を打ち消すことができるようにした。
【０１３５】
このため、センサの出力について低温から高温にかけての広い温度範囲に亘って高精度の温度補償が実現でき、もって高温下でも高精度かつ高信頼性の動作が実現できる。また、たとえ広い温度領域で１次関数的でなくとも、近似的にその出力が１次関数と見なせる温度域では、その温度領域で高精度の動作が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明にかかる半導体装置（センサＩＣ用ＩＣ）の内部の信号処理回路の構成をセンサとともに示したブロック図である。
【図２】 センサ信号増幅回路の構成の一例を示す回路図である。
【図３】 図２のセンサ信号増幅回路を構成するオペアンプの構成の一例を示す回路図である。
【図４】 基準電圧発生回路の構成の一例を示す回路図である。
【図５】 本発明の実施例１にかかるＧａＡｓホール素子において、バイアス電圧が３〔Ｖ〕で磁束密度が±４０〔Ｇａｕｓｓ〕の時のホール電圧の温度特性を示す図である。
【図６】 本発明の実施例１にかかる信号処理回路の動作入力電圧の温度特性を示す図である。
【図７】 本発明の実施例１にかかるＧａＡｓホール素子を用いたホールＩＣの動作磁束密度の温度特性を示す図である。
【図８】 本発明の実施例１にかかるＧａＡｓホール素子を用いたホールＩＣの電源電圧が５〔Ｖ〕のときの電源電流の温度特性を示す図である。
【図９】 本発明の実施例２にかかる高温用回転センサＩＣの構成を示す図である。
【図１０】 本発明の実施例２にかかる高温用回転センサＩＣのパッケージ内における各部の配置例を示す図である。
【図１１】 本発明の実施例２にかかる高温用回転センサＩＣにおける基準電圧発生回路の回路図である。
【図１２】 本発明の実施例２にかかる高温用回転センサＩＣを用いて歯車の回転検知システムを構成した場合の図である。
【図１３】 本発明の実施例２にかかる高温用回転センサＩＣの出力の振幅の温度変化を示す図である。
【図１４】 本発明の実施例２にかかる高温用回転センサＩＣにおけるＡブロックとＢブロック間の磁束密度の差と、ブリッジ回路の出力の増幅信号との関係を示す図である。
【図１５】 本発明の実施例３にかかる高温用圧力センサＩＣの構成を示す図である。
【図１６】 本発明の実施例３にかかる高温用圧力センサＩＣの高温用圧力センサの構成を示す断面図である。
【図１７】 本発明の実施例３にかかる高温用圧力センサＩＣにおける基準電圧発生回路の回路図である。
【図１８】 本発明の第３実施例にかかる高温用圧力センサの出力の温度特性を示す図である。
【図１９】 本発明の実施例３にかかる高温用圧力センサＩＣの温度と動作圧力の関係を示す図である。
[技術分野]
本発明は、半導体装置に関し、特に、各種のセンサと組み合わせて使用される温度補償機能付きの集積回路（以下、ＩＣという）、およびセンサとその温度補償機能付きのＩＣとを組み合わせたセンサＩＣに関するものである。
【０００２】
[背景技術]
従来、センサと信号処理用のＩＣとを組み合わせたセンサＩＣは、様々な分野で利用されている。
特に、センサの出力信号に応じてオン・オフする機能を有するセンサＩＣとしては、磁気検知用のものが知られている。例えば、パーソナルコンピュータのＣＰＵの冷却用ファンの回転検知などに磁気センサＩＣが利用されている。
【０００３】
ところで、センサからの出力信号（電気信号）を増幅演算し、規定の感度で出力をオン・オフするような機能を持つようなＩＣの場合、通常、センサからの出力が温度によって変化するため、温度によらずに常に規定の感度でＩＣの出力をオン・オフさせる何らかの温度補償回路が必要になる。この温度補償として、従来、センサからの出力信号の温度特性に応じて、その出力信号の増幅度、またはセンサに与える電圧や電流の量を変化する手法が知られている。
【０００４】
例えば、特開昭５７−１９７８８３号公報に記載の発明は、温度に対して単調に増加する電圧をセンサに与え、この電圧によりセンサを駆動することにより温度補償を行うようにしたものである。しかし、センサによっては、駆動に必要な電圧を非常に高くする必要があり、消費電力の増大を招いたり、または発熱が大きくなったりして高温になればなるほどその動作に不安があった。
【０００５】
また、特公平３−５１１１８号公報に記載の発明が知られている。この発明は、ホール電圧を発生するホール素子（センサ）、そのホール素子を通して流れる電流に関連する基準電圧を発生する基準電圧発生手段、そのホール電圧と基準電圧との相対的な大きさに依存した出力信号を発生する比較手段などを備え、感度が流れる電流の関数である各種のセンサの温度補償ができるものである。
【０００６】
このように特公平３−５１１１８号公報に記載の発明は、感度が流れる電流の関数であるセンサに用いた場合には適用できるが、感度と流れる電流が相関を持たないようなセンサでは使用できない。また、温度補償回路に汎用性がないので、他のセンサと組み合わせて使用する等の応用性が低い。
さらに、センサを同じようにして作った場合でも、同じ感度のときに同じ電流が流れるとは限らない。逆にいえば、同じ電流が流れているからといって同じ感度を示すとは限らない。従って、センサの特性のばらつきが大きい場合には、電流をモニタすることが逆効果になることがあり得る。
【０００７】
ところで、広く使用されているバルクシリコン上に形成された温度補償回路は、１２５°Ｃ以上の高温下では、ＰＮ接合面でのリーク電流が急激に増加し、温度補償に問題があった。特に、１５０°Ｃ以上の高温下では、温度補償が実現不可能であった。
一方、高温用ＩＣの技術として、増幅演算回路をＳＯＩ（シリコン・オン・インシュレータ）基板などの絶縁性下地の上の半導体層に形成する手法が知られている。この手法によれば、ＰＮ接合面積が低減でき、高温域でのリーク電流の低減やラッチアップの防止が可能であり、より高温での動作が可能なことが一般に知られている。このため、従来方式による温度補償回路を、ＳＯＩ基板上の半導体層に形成すれば、高温下において動作の多少の改善は期待できる。
【０００８】
しかし、従来方式の温度補償回路をＳＯＩ基板上の半導体層に形成した場合には、高温下における温度補償の高精度と信頼性を実現することが難しい上に、高温下では消費電力に基づく発熱による耐久性の低下が問題となる。
これを解決するためには、センサからの微小信号を正確に増幅できる上に、高温下でも駆動電圧が低く消費電力の小さい高精度の温度補償ができることが求められるが、これらの条件を満たすセンサＩＣを実現するのは容易ではない。
【０００９】
従って、センサと温度補償機能付きＩＣとを組み合わせたセンサＩＣにおいて、２００°Ｃ以上の高温下で高精度かつ安定に動作するものは実現されていない上に、そのための温度補償機能付きＩＣも実現されておらず、その実現が望まれていた。
また、従来、歯車の回転を検知するものとして、シリコンモノリシックでＣＭＯＳ回路を使用したセンサＩＣが知られている。しかし、そのセンサＩＣでは、実用上の上限温度が１５０℃であり、その上限温度が２００℃以上のものが望まれていた。
【００１０】
そこで、本発明は、上記のような背景の下になされたものであり、その第１の目的は、各種のセンサと組み合わせて使用でき、そのセンサからの出力信号に対して、高温下でも高精度かつ信頼性の高い温度補償を行うことができる温度補償機能付きＩＣとしての半導体装置（以下、センサＩＣ用ＩＣという）を提供することにある。
本発明の第２の目的は、高温下において高精度かつ安定に動作する信頼性の高いセンサＩＣとしての半導体装置（以下、センサＩＣという）を提供することにある。
【００１１】
[発明の開示]
本発明は、センサからのセンサ出力信号を入力し、このセンサ出力信号を温度依存性のない所要の増幅率で増幅するとともにオフセットを打ち消すようにした増幅手段と、前記センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数で変化する基準信号を発生する基準信号発生手段と、前記増幅手段からの増幅出力信号の大きさを前記基準信号発生手段からの基準信号の大きさと比較し、この比較結果に応じて所要の信号を出力する比較手段と、前記センサに対して供給すべき温度依存性のない定電圧を生成する定電圧生成手段とを備え、前記増幅手段は、前記センサ出力信号が入力される第１、第２、および第３のオペアンプと、前記第１、第２、および第３のオペアンプの各オフセット電圧を打ち消すオフセット補償信号を所定の周期毎に前記第１のオペアンプから生成させ、当該オフセット補償信号を前記第１、第２、および第３のオペアンプの各オフセット補償用端子に供給して保持させ前記オフセット電圧を打ち消すオフセット補償手段と、前記第２のオペアンプの出力端子と反転入力端子との間に接続される第１の抵抗、および前記第１の抵抗と同じ温度係数を有し、前記第３のオペアンプの出力端子と前記第２のオペアンプの反転入力端子と間に接続される第２の抵抗とを含み、前記基準信号発生手段は、温度依存性のない定電圧を発生する定電圧源と、絶対温度に比例するとともに基準抵抗の大きさに反比例する定電流を発生する定電流源とを少なくとも備え、前記定電圧源の発生する定電圧と、前記定電流源の発生する定電流に基づいて、絶対温度に対して１次関数的に変化する２つの基準電圧を発生し、かつ、前記増幅手段、前記基準信号発生手段、前記比較手段、および前記定電圧生成手段は絶縁性基板上に設けられた半導体層を用いて形成させたことを特徴とする半導体装置（センサＩＣ用ＩＣ）を提供する。
【００１２】
ここで、上記の「同じ温度係数」とは、同一の温度係数の場合のみならず、ほぼ同一の温度係数の場合も含む概念であり、その誤差範囲の許容値は半導体装置（センサＩＣ）の精度に依存する。
本発明のセンサＩＣ用ＩＣの実施態様として、前記半導体層は、シリコン薄膜であることを特徴とするセンサＩＣ用ＩＣが挙げられる。
【００１３】
また、本発明のセンサＩＣ用ＩＣの実施態様として、前記シリコン薄膜の厚さが、３０ｎｍ以上１０００ｎｍ以下であることを特徴とするセンサＩＣ用ＩＣが挙げられる。
このように本発明のセンサＩＣ用ＩＣによれば、増幅手段は、センサのセンサ出力信号を入力し、このセンサ出力信号を温度依存性のない所要の増幅率で増幅するとともにオフセットを打ち消すように動作し、センサの出力信号を正確に増幅できるようにした。
【００１４】
また、基準信号発生手段は、センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数で変化する基準信号を発生し、この信号が、比較手段が増幅手段の増幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用し、センサの出力信号が温度の影響により変化しても、その影響を打ち消すことができるようにした。
さらに、増幅手段、基準信号発生手段、比較手段、および定電圧生成手段は、絶縁性基板上に設けられた半導体層を用いて形成され、その半導体層は好ましくはシリコン薄膜とし、高温域においてリーク電流が低減できる上にラッチアップの防止が図れる構造とした。
【００１５】
このため、本発明のセンサＩＣ用ＩＣでは、各種のセンサのうちその出力の大きさが基準信号発生手段の発生する基準信号の温度係数と同じ温度係数で変化するものであるときには、そのセンサと組み合わせて使用することができ、この場合には、センサの出力について低温から高温（例えば−４０℃から２００℃以上）にかけての広い温度範囲に亘って高精度の温度補償が実現でき、もって高温下でも高精度かつ高信頼性の動作が実現できる。
【００１６】
また、本発明のセンサＩＣ用ＩＣは、センサと組み合わせたセンサＩＣを構成する場合に、センサの温度特性に合わせて基準信号発生手段の構成要素を変更するだけで実現できるので、各種のセンサと組み合わせることができ、もって応用範囲が広い。
本発明のセンサＩＣ用ＩＣの実施態様として、前記基準信号発生手段は、前記センサのセンサ出力信号の温度係数を予め測定しておき、それと同じ温度係数を持つ基準信号を発生するようになっていることを特徴とするセンサＩＣ用ＩＣが挙げられる。
【００１７】
この実施態様によれば、基準信号発生手段は、センサのセンサ出力信号の温度係数を予め測定しておき、それと同じ温度係数を持つ基準信号を発生し、この信号が、比較手段が増幅手段の増幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用されるようになっているので、センサと組み合わせてセンサＩＣを構成する場合にその比較の精度が向上する。
【００１８】
また、センサは製造組み立てにおいて、特性別に厳密に選別でき、基準信号発生手段は選別したセンサの特性に合わせた基準信号を発生できるので、センサと組み合わせて希望の仕様のセンサＩＣを容易に実現できる。
本発明のセンサＩＣ用ＩＣの実施態様として、前記基準信号発生手段は、前記センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数を持ち、かつ、絶対温度に対して１次関数的に変化する基準信号を発生することを特徴とするセンサＩＣ用ＩＣが挙げられる。
【００１９】
この実施態様によれば、基準信号発生手段が、センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数を持ち、かつ、絶対温度に対して１次関数的に変化する基準信号を発生し、この信号が、比較手段が増幅手段の増幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用される。
このため、この実施態様では、各種のセンサのうちその出力の大きさが絶対温度に対してその大きさが１次関数的に変化するときには、そのセンサに応じた絶対温度の１次関数で与えられる基準信号を発生することによって、そのセンサと組み合わせて使用することができ、この場合には、センサの出力について低温から高温にかけての広い温度範囲に亘って高精度の温度補償が実現でき、もって高温下でも高精度かつ高信頼性の動作が実現できる。また、たとえ広い温度領域で１次関数的でなくとも、近似的にその出力が１次関数と見なせる温度域では、その温度領域で高精度の動作が実現できる。
【００２０】
本発明のセンサＩＣ用ＩＣの実施態様として、前記増幅手段は、複数のオペアンプからなり、前記センサ出力信号を温度依存性のない増幅率で増幅する信号増幅手段と、前記複数のオペアンプの各オフセットの補償を所定の周期毎に行うオフセット補償手段と、からなること特徴とするセンサＩＣ用センサが挙げられる。
本発明のセンサＩＣ用ＩＣの実施態様として、前記オペアンプは、前記センサ出力信号を差動増幅する差動増幅部と、この差動増幅部のオフセット電圧を打ち消すオフセット補償部とからなり、前記オフセット補償部は、前記差動増幅部のオフセット電圧に応じたオフセット補償信号を所定の周期毎に受け取り、このオフセット補償信号に基づいて前記差動増幅部のオフセット電圧を打ち消すようにしたことを特徴とするセンサＩＣ用ＩＣが挙げられる。
【００２１】
本発明のセンサＩＣ用ＩＣの実施態様として、前記オフセット補償部は、さらに前記差動増幅部のオフセット電圧を打ち消す電圧を保持するコンデンサを備え、このコンデンサに前記差動増幅部のオフセット電圧に応じた電圧を周期的に保持させ、前記オフセット補償部は、前記保持電圧に基づいて前記差動増幅部のオフセット電圧を打ち消すようにしたことを特徴とするセンサＩＣ用ＩＣが挙げられる。
【００２２】
本発明のセンサＩＣ用ＩＣの実施態様として、前記比較手段は、前記増幅手段からの増幅出力信号の大きさを２つの基準電圧の大きさと比較し、この比較結果に応じて出力がオン・オフすることを特徴とするセンサＩＣ用ＩＣが挙げられる。
本発明のセンサＩＣ用ＩＣの実施態様として、前記比較手段は、前記増幅手段からの増幅出力信号の大きさの基準電圧に対する割合を演算し、その割合に応じたデジタル信号を出力するようになっていることを特徴とするセンサＩＣ用ＩＣが挙げられる。
【００２３】
本発明のセンサＩＣ用ＩＣの実施態様として、前記基準信号発生手段は、温度依存性のない定電圧を発生する定電圧源と、絶対温度に比例するとともに基準抵抗の大きさに反比例する定電流を発生する定電流源とを少なくとも備え、前記定電圧源の発生する定電圧と、前記定電流源の発生する定電流に基づいて、絶対温度に対して１次関数的に変化する２つの基準電圧を発生することを特徴とするセンサＩＣ用ＩＣが挙げられる。
【００２４】
本発明のセンサＩＣ用ＩＣの実施態様として、前記基準信号発生手段は、絶対温度に比例するとともに基準抵抗の大きさに反比例する定電流を発生する第１定電流源と、この第１定電流源と直列に接続され、電圧・電流変換用抵抗に温度依存性のない定電圧を印加させて定電流を発生する第２定電流源と、前記第２定電流源の電流と前記第１定電流源の電流との差の定数倍の電流からなる定電流を発生させる第３定電流源と、この第３定電流源に直列に接続され、前記第３定電流源からの定電流を流す上限基準電圧発生用抵抗および下限基準電圧発生用抵抗とからなり、前記上限基準電圧発生用抵抗および下限基準電圧発生用抵抗に発生する２つの電位のうちの１つの電位または２つの電位を基準電位として取り出すようにしたことを特徴とするセンサＩＣ用ＩＣが挙げられる。
【００２５】
本発明のセンサＩＣ用ＩＣの実施態様として、前記基準抵抗、前記電圧・電流変換用抵抗、前記上限基準電圧発生用抵抗、および前記下限基準電圧発生用抵抗は、同一の温度係数を持つことを特徴とするセンサＩＣ用ＩＣが挙げられる。
一方、本発明は、測定物理量を電気信号に変換して出力し、その出力信号が固有の温度係数を持つセンサと、このセンサのセンサ出力信号を入力し、このセンサ出力信号を温度依存性のない所要の増幅率で増幅するとともにオフセットを打ち消すようにした増幅手段と、前記センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数で変化する基準信号を発生する基準信号発生手段と、前記増幅手段からの増幅出力信号の大きさを前記基準信号発生手段からの基準信号の大きさと比較し、この比較結果に応じて所要の信号を出力する比較手段と、前記センサに対して供給する温度依存性のない定電圧を生成する定電圧生成手段とを備え、前記増幅手段は、前記センサ出力信号が入力される第１、第２、および第３のオペアンプと、前記第１、第２、および第３のオペアンプの各オフセット電圧を打ち消すオフセット補償信号を所定の周期毎に前記第１のオペアンプから生成させ、当該オフセット補償信号を前記第１、第２、および第３のオペアンプの各オフセット補償用端子に供給して保持させ前記オフセット電圧を打ち消すオフセット補償手段と、前記第２のオペアンプの出力端子と反転入力端子との間に接続される第１の抵抗、および前記第１の抵抗と同じ温度係数を有し、前記第３のオペアンプの出力端子と前記第２のオペアンプの反転入力端子と間に接続される第２の抵抗とを含み、前記基準信号発生手段は、温度依存性のない定電圧を発生する定電圧源と、絶対温度に比例するとともに基準抵抗の大きさに反比例する定電流を発生する定電流源とを少なくとも備え、前記定電圧源の発生する定電圧と、前記定電流源の発生する定電流に基づいて、絶対温度に対して１次関数的に変化する２つの基準電圧を発生し、かつ、前記増幅手段、前記基準信号発生手段、前記比較手段、および前記定電圧生成手段は、絶縁性基板上に設けられた半導体層を用いて形成させたことを特徴とする半導体装置（センサＩＣ）を提供する。
【００２６】
本発明のセンサＩＣの実施態様として、前記半導体層は、シリコン薄膜であることを特徴とするセンサＩＣが挙げられる。
また、本発明のセンサＩＣの実施態様として、前記シリコン薄膜の厚さが、３０ｎｍ以上１０００ｎｍ以下であることを特徴とするセンサＩＣが挙げられる。
このように本発明のセンサＩＣによれば、増幅手段は、センサのセンサ出力信号を入力し、このセンサ出力信号を温度依存性のない所要の増幅率で増幅するとともにオフセットを打ち消すように動作し、センサの出力信号を正確に増幅できるようにした。
【００２７】
また、基準信号発生手段は、センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数で変化する基準信号を発生し、この信号が、比較手段が増幅手段の増幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用し、センサの出力信号が温度の影響により変化しても、その影響を打ち消すことができるようにした。
さらに、増幅手段、基準信号発生手段、比較手段、および定電圧生成手段は、絶縁性基板上に設けられた半導体層を用いて形成され、その半導体層は好ましくはシリコン薄膜とし、高温域において基板へのリーク電流が低減できる上にラッチアップの防止が図れる構造とした。
このため、本発明のセンサＩＣでは、センサの出力について低温から高温（例えば−４０℃から２００℃以上）にかけての広い温度範囲に亘って高精度の温度補償が実現でき、もって高温下でも高精度かつ高信頼性の動作が実現できる。
【００２８】
このように本発明のセンサＩＣでは、基準信号発生手段が、センサのセンサ出力信号の大きさの温度係数と同じ温度係数で変化する基準信号を発生し、この信号は、比較手段が増幅手段の増幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用される。さらに、増幅手段は、センサからのセンサ出力信号を温度依存性のない所要の増幅率で増幅するとともにオフセットを打ち消すように動作する。このため、この発明のセンサＩＣでは、センサの出力について低温から高温にかけての広い温度範囲に亘って高精度の温度補償が実現でき、もって高温下でも高精度かつ高信頼性の動作が実現できる。 本発明のセンサＩＣの実施態様として、前記センサは、センサ出力信号が固有の温度係数を持ち、そのセンサ出力信号が絶対温度の１次関数で与えられることを特徴とするセンサＩＣが挙げられる。
【００２９】
本発明のセンサＩＣの実施態様として、前記センサは、磁気センサであることを特徴とするセンサＩＣが挙げられる。
本発明のセンサＩＣの実施態様として、前記磁気センサが、ホール素子であることを特徴とするセンサＩＣが挙げられる。
本発明のセンサＩＣの実施態様として、前記ホール素子は、その感磁部がＧａＡｓにより構成されていることを特徴とするセンサＩＣが挙げられる。
【００３０】
この実施態様にかかる発明は、発明者らがＧａＡｓの抵抗値が温度に対して増加するという特性に着目し、その特性を積極的かつ効果的に利用するために鋭意研究を重ねて発明を完成するに至ったものである。
従って、この発明は、ホール素子の感磁部に温度に対してその抵抗値が増加するＧａＡｓを採用したので、温度の増加に伴って感磁部の電流を減少させて電源電流を減少させることができる。このため、センサＩＣは、高温になるに従って消費電力が減少する上にその電流の消費による温度の上昇が抑制され、高温でも安定に動作することができる。
【００３１】
本発明のセンサＩＣの実施態様として、前記基準信号発生手段は、前記センサのセンサ出力信号の温度係数を予め測定しておき、それと同じ温度係数を持つ基準信号を発生するようになっていることを特徴とするセンサＩＣが挙げられる。
この実施態様によれば、基準信号発生手段は、センサのセンサ出力信号の温度係数を予め測定しておき、それと同じ温度係数を持つ基準信号を発生し、この信号が、比較手段が増幅手段の増幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用されるようになっているので、その比較の精度が向上する。
【００３２】
また、センサは製造組み立てにおいて、特性別に厳密に選別でき、基準信号発生手段は選別したセンサの特性に合わせた基準信号を発生できるので、センサと組み合わせて希望の仕様のセンサＩＣを容易に実現できる。
本発明のセンサＩＣの実施態様として、前記基準信号発生手段は、前記センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数を持ち、かつ、絶対温度に対して１次関数的に変化する基準信号を発生することを特徴とするセンサＩＣが挙げられる。
【００３３】
この実施態様によれば、基準信号発生手段が、センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数を持ち、かつ、絶対温度に対して１次関数的に変化する基準信号を発生し、この信号が、比較手段が増幅手段の増幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用するようにし、センサの出力信号が温度の影響により変化しても、その影響を打ち消すことができるようにした。
【００３４】
このため、センサの出力について低温から高温にかけての広い温度範囲に亘って高精度の温度補償が実現でき、もって高温下でも高精度かつ高信頼性の動作が実現できる。また、たとえ広い温度領域で１次関数的でなくとも、近似的にその出力が１次関数と見なせる温度域では、その温度領域で高精度の動作が実現できる。
【００３５】
本発明のセンサＩＣの実施態様として、前記増幅手段は、複数のオペアンプからなり、前記センサ出力信号を温度依存性のない増幅率で増幅する信号増幅手段と、前記複数のオペアンプの各オフセットの補償を所定の周期毎に行うオフセット補償手段と、からなることを特徴とするセンサＩＣが挙げられる。
本発明のセンサＩＣの実施態様として、前記オペアンプは、前記センサ出力信号を差動増幅する差動増幅部と、この差動増幅部のオフセット電圧を打ち消すオフセット補償部とからなり、前記オフセット補償部は、前記差動増幅部のオフセット電圧に応じたオフセット補償信号を所定の周期毎に受け取り、このオフセット補償信号に基づいて前記差動増幅部のオフセット電圧を打ち消すようにしたことを特徴とするセンサＩＣが挙げられる。
【００３６】
本発明のセンサＩＣの実施態様として、前記オフセット補償部は、さらに前記差動増幅部のオフセット電圧を打ち消す電圧を保持するコンデンサを備え、このコンデンサに前記差動増幅部のオフセット電圧に応じた電圧を周期的に保持させ、前記オフセット補償部は、前記保持電圧に基づいて前記差動増幅部のオフセット電圧を打ち消すようにしたことを特徴とするセンサＩＣが挙げられる。
【００３７】
本発明のセンサＩＣの実施態様として、前記比較手段は、前記増幅手段からの増幅出力信号の大きさを２つの基準電圧の大きさと比較し、この比較結果に応じて出力がオン・オフすることを特徴とするセンサＩＣが挙げられる。
本発明のセンサＩＣの実施態様として、前記比較手段は、前記増幅手段からの増幅出力信号の大きさの基準電圧に対する割合を演算し、その割合に応じたデジタル信号を出力するようになっていることを特徴とするセンサＩＣが挙げられる。
【００３８】
本発明のセンサＩＣの実施態様として、前記基準信号発生手段は、温度依存性のない定電圧を発生する定電圧源と、絶対温度に比例するとともに基準抵抗の大きさに反比例する定電流を発生する定電流源とを少なくとも備え、前記定電圧源の発生する定電圧と、前記定電流源の発生する定電流に基づいて、絶対温度に対して１次関数的に変化する２つの基準電圧を発生することを特徴とするセンサＩＣが挙げられる。
【００３９】
本発明のセンサＩＣの実施態様として、前記基準信号発生手段は、絶対温度に比例するとともに基準抵抗の大きさに反比例する定電流を発生する第１定電流源と、この第１定電流源と直列に接続され、電圧・電流変換用抵抗に温度依存性のない定電圧を印加させて定電流を発生する第２定電流源と、前記第２定電流源の電流と前記第１定電流源の電流との差の定数倍の電流からなる定電流を発生させる第３定電流源と、この第３定電流源に直列に接続され、前記第３定電流源からの定電流を流す上限基準電圧発生用抵抗および下限基準電圧発生用抵抗とからなり、前記上限基準電圧発生用抵抗および下限基準電圧発生用抵抗に発生する２つの電位のうちの１つの電位または２つの電位を基準電位として取り出すようにしたことを特徴とするセンサＩＣが挙げられる。
本発明のセンサＩＣの実施態様として、前記基準抵抗、前記電圧・電流変換用抵抗、前記上限基準電圧発生用抵抗、および前記下限基準電圧発生用抵抗は、同一の温度係数を持つことを特徴とするセンサＩＣが挙げられる。
【００４０】
[発明を実施するための最良の形態]
以下、本発明の好適な実施形態について、図面を参照しつつ説明する。図１は、本発明の半導体装置にかかるセンサＩＣの内部の信号処理回路の構成をセンサとともに示したブロック図である。
このセンサＩＣは、図１に示すように、物理量を電気信号に変換して出力するセンサ１と、このセンサ１の出力信号を処理する集積化された信号処理回路２とから構成され、以下の説明では、センサ１と信号処理回路２とがハイブリットで組み合わされた場合とする。なお、このセンサＩＣは、モノリシックＩＣにより実現するようにしても良い。
【００４１】
センサ１は、図１に示すように、接地端子３、バイアス端子４、および出力端子５、６を備えている。センサ１の種類としては、磁気センサ、圧力センサ、光センサ、温度センサ、湿度センサ、位置センサ、速度センサ、回転数センサなど特に制限はないが、温度に依存しない一定の電圧を加えた時に、その出力が理想的または近似的に温度の１次関数として表すことができるセンサが好ましい。例えば、磁気センサの１つであるホール素子（ホールセンサ）であって、その感磁部がＧａＡｓ（ガリウムヒ素）からなるものが特に好ましい。
【００４２】
センサには、使用する温度範囲内でその出力が単調に増加または減少し、かつ温度変化が近似的または理想的に温度の１次関数として表現できるものが多い。特に使用温度範囲を選べば、多くのセンサの出力が温度の１次関数として近似できるので、多くのセンサをセンサ１として使う事ができる。
ここで、上述のセンサ１の出力が絶対温度に対して１次関数的に変化するとは、絶対温度に対して出力が直線的に増加または減少するのみならず、出力が変化せずに一定の場合も含まれるものとする。
【００４３】
次に、信号処理回路２の構成について、図１を参照して説明する。
この信号処理回路２は、図１に示すように、保護回路７と、バンドギャップ・レファレンス電圧生成回路８と、内部電源生成回路９と、センサ１用の定電圧生成手段を構成するセンサバイアス電圧生成回路１０と、クロック生成回路１１と、増幅手段を構成するセンサ信号増幅回路１２と、基準信号発生手段を構成する基準電圧発生回路１３と、比較手段を構成するシュミット・トリガ回路１４と、ＮＭＯＳＦＥＴ１５とを少なくとも備えている。
【００４４】
保護回路７は、電源接続端子１６と接地端子１７との間に電源が接続され、この接続により両端子に電源電圧が印加されるようになっており、その接続の際に電源が逆に接続された場合には、その出力側に接続されるバンドギャップ・レファレンス電圧生成回路８、内部電源生成回路９、およびセンサバイアス電圧生成回路１０をその逆電圧から保護するようになっている。
【００４５】
バンドギャップ・レファレンス電圧生成回路８は、内部電源生成回路９、センサバイアス電圧生成回路１０、基準電圧発生回路１３に供給する基準電圧を生成するとともに、基準電圧発生回路１３に供給する定電流を生成するようになっている。
内部電源生成回路９は、信号処理回路２内の各部を駆動する電圧Ｖｄｄを生成し、その生成された電圧Ｖｄｄは、図では省略されているがセンサ信号増幅回路１２や基準電圧発生回路１３などに供給されるようになっている。
【００４６】
センサバイアス電圧生成回路１０は、センサ１に供給する温度に依存しない定電圧をバイアス電圧として生成するものであり、この生成されたバイアス電圧Ｖｂｉａｓはセンサ１の接地端子３とバイアス端子４との間に印加され、これによりセンサ１が動作するようになっている。
クロック生成回路１１は、センサ信号増幅回路１２を構成するオペアンプＯＰ１〜ＯＰ３のオフセットを打ち消すために図２に示すように設けたスイッチＳＷ１−１〜ＳＷ１−２、スイッチＳＷ２−１〜ＳＷ２−３、スイッチＳＷ３−１〜ＳＷ３−３の開閉動作を行うためのクロックを生成するようになっている。
【００４７】
センサ信号増幅回路１２は、センサ１からの出力信号をセンサ信号入力端子１９、２０を介して２つの入力端子に取り込み、温度に依存しない増幅率（利得）で増幅するとともに、オフセットを打ち消す機能を備えている。また、センサ信号増幅回路１２の出力Ｖｏｕｔｐはシュミット・トリガ回路１４に供給され、その出力Ｖｏｕｔｎは基準電圧発生回路１３のオペアンプＯＰ５の入力端子に供給されるようになっている。
【００４８】
基準電圧発生回路１３は、センサ信号増幅回路１２の出力電圧をシュミット・トリガ回路１４が比較する際の２つの異なる上限基準電圧Ｖｈｉｇｈと下限基準電圧Ｖｌｏｗを発生し、この上限基準電圧Ｖｈｉｇｈおよび下限基準電圧Ｖｌｏｗをシュミット・トリガ回路１４にそれぞれ供給するようになっている。さらに、基準電圧発生回路１３は、その出力がセンサ１の出力の温度係数と同じ温度係数で変化し、かつその大きさが絶対温度に対して１次関数的に変化する２つの基準電圧ＶｈｉｇｈおよびＶｌｏｗを発生するようになっている。なお、温度係数の意味については、後述する。
【００４９】
ここで、基準電圧が絶対温度に対して１次関数的に変化するとは、絶対温度に対して直線的に増加または減少するのみならず、変化せずに一定の場合も含まれるものとする。
シュミット・トリガ回路１４は、その出力側にＮＭＯＳＦＥＴ１５が接続され、ＮＭＯＳＦＥＴ１５のドレインが出力端子２１に接続されている。また、このシュミット・トリガ回路１４は、センサ信号増幅回路１２の出力電圧を、基準電圧発生回路１３からの上限基準電圧Ｖｈｉｇｈと下限基準電圧Ｖｌｏｗに基づいて比較し、その出力電圧が上限基準電圧Ｖｈｉｇｈを上回る場合には、出力Ｖｏｕｔが「Ｌ」レベルとなり、その出力電圧が下限基準電圧Ｖｌｏｗを下回る場合にはその出力Ｖｏｕｔが「Ｈ」レベルとなる。さらに、このシュミット・トリガ回路１４は、ヒステリシスを持つコンパレータとして機能するので、上限基準電圧Ｖｈｉｇｈと下限基準電圧Ｖｌｏｗとの間が不感帯となり、この不感帯では出力Ｖｏｕｔが反転することはない。
【００５０】
次に、このような構成からなる信号処理回路２は、ＩＣ（集積回路）で作成されるので、この点について説明する。
信号処理回路２を集積化する際のプロセスとしては、Ｃ−ＭＯＳプロセス、バイポーラプロセスなど、特に制限はない。また、ＩＣを形成する半導体基板については、絶縁性下地の上の半導体層、すなわち絶縁性基板上に設けられた半導体層を用いるが、この場合には、高温でもリーク電流が少なく、ラッチアップが起こりにくくなり、コンデンサなどの素子精度を向上させることができ、センサ信号増幅回路１２のオフセット電圧の低減のための回路機能が、高温域でもあっても室温付近と変わることがなく高精度で得る事ができる。
【００５１】
特に、ＳＯＩ（シリコン・オン・インシュレータ）基板は実績のある材料であり、ＳＯＩ基板上（絶縁性基板の上に形成したシリコン薄膜）に回路を形成するのがより好ましい。このＳＯＩ構造で用いる絶縁性下地（絶縁性基板）としては、サファイヤ、γ−Ａｌ2Ｏ3、フッ化物、シリコン酸化物が利用できるが、これらと同等の絶縁性をもつものであれば良い。
【００５２】
また、その作製方法にも特に制限はない。例えば、絶縁性下地がシリコン酸化物の場合には、ＳＩＭＯＸ（セパレーション・バイ・イオン・インプランテッド・オキサイド）基板、貼り合わせＳＯＩ基板、固相エピタキシャル成長ＳＯＩ基板のいずれも使用可能である。
ここで、上記の絶縁性基板上に設けられて信号処理回路２が形成される半導体層であるシリコン薄膜（シリコン層）の厚さは、３０ｎｍ〜１０００ｎｍとする事が好ましい。厚さが３０ｎｍより小さいとシリコン層と絶縁層との界面近傍の欠陥の影響によってデバイスの動作に問題が出てくる。一方、厚さが１０００ｎｍより大きいとＰＮ接合面の面積が増え、リーク電流がバルクシリコン基板を使った場合と同等のレベルになり、１５０℃以上の高温でのデバイスの動作が厳しくなる。従って、そのシリコン薄膜の厚さは、より好ましくは５０ｎｍ〜２００ｎｍであり、後述の本発明の実施例では、１２０ｎｍの厚さのシリコン薄膜を使用している。
【００５３】
次に、センサ信号増幅回路１２の構成の詳細について、図２を参照して説明する。
このセンサ信号増幅回路１２は、図２に示すように３つのオペアンプＯＰ１〜ＯＰ３から構成され、この各オペアンプＯＰ１〜ＯＰ３は、センサ信号増幅用の非反転入力端子２３と反転入力端子２４の他に、オフセット補償用の非反転入力端子２５と反転入力端子２６を備えている。
【００５４】
このセンサ信号増幅回路１２は、センサ１からの出力信号を入力する２つの入力端子１９、２０を備え、一方の入力端子１９は、スイッチＳＷ２−２を介してオペアンプＯＰ１の非反転入力端子２３に接続されるとともに、オペアンプＯＰ２の非反転入力端子２３に直接接続されている。また、他方の入力端子２０は、スイッチＳＷ３−１を介してオペアンプＯＰ１の非反転入力端子２３に接続され、かつオペアンプＯＰ３の非反転入力端子２３に直接接続されている。
【００５５】
オペアンプＯＰ１の非反転入力端子２３と反転入力端子２４との間には、スイッチＳＷ１−１が接続されている。また、オペアンプＯＰ１の反転入力端子２４は、スイッチＳＷ２−１を介してオペアンプＯＰ２の反転入力端子２４に接続されるとともに、スイッチＳＷ３−２を介してオペアンプＯＰ３の反転入力端子２４に接続されている。オペアンプＯＰ１の出力端子と反転入力端子２６との間にはスイッチＳＷ１−２が接続され、その反転入力端子２６はコンデンサＣ１を介して接地されている。
【００５６】
オペアンプＯＰ１の出力端子は、スイッチＳＷ２−３を介してオペアンプＯＰ２の非反転入力端子２５に接続され、その非反転入力端子２５はコンデンサＣ２を介して接地されている。また、オペアンプＯＰ１の出力端子は、スイッチＳＷ３−３を介してオペアンプＯＰ３の非反転入力端子２５に接続され、その非反転入力端子２５はコンデンサＣ３を介して接地されている。
【００５７】
オペアンプＯＰ２の反転入力端子２４とその出力端子との間に抵抗Ｒ１が接続されている。オペアンプＯＰ２の出力は出力端子２７から取り出せるようになっている。また、オペアンプＯＰ２の反転入力端子２４とオペアンプＯＰ３の反転入力端子２４との間には、抵抗Ｒ２が接続されている。さらに、オペアンプＯＰ３の出力は反転入力端子２４に帰還されるとともに、その出力が出力端子２８から取り出せるようになっている。また、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子２５とオペアンプＯＰ２、ＯＰ３の反転入力端子２６には、同一の基準電位Ｖｏを与えるようにしている。
【００５８】
また、上述のスイッチＳＷ１−１及びＳＷ１−２、スイッチＳＷ２−１〜ＳＷ２−３、およびスイッチＳＷ３−１〜ＳＷ３−３は、図１に示すクロック生成回路１１からのクロックに基づき、所定周期でその開閉動作を行われるようになっている。
このような構成からなるセンサ信号増幅回路１２の各オペアンプＯＰ１〜ＯＰ３は、図３に示すような構成からなるので、このオペアンプの構成について説明する。
【００５９】
このオペアンプは、図３に示すように、オフセット補償部３１、増幅部３２、および２次増幅部３３から構成されている。
オフセット補償部３１は、図３に示すように、カレントミラー回路を構成するＰＭＯＳＦＥＴ（以下、ＰＭＯＳトランジスタという）Ｑ１及びＱ６と、カレントミラー回路を構成するＰＭＯＳトランジスタＱ２及びＱ５と、ＰＭＯＳトランジスタＱ５及びＱ６のドレイン間に接続されるオフセット補償用の抵抗Ｒ０と、オフセット補償用の信号を入力してＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ５、Ｑ６のソース・ドレイン電流を制御するためのＮＭＯＳＦＥＴ（以下、ＮＭＯＳトランジスタという）Ｑ３及びＱ４と、電流源Ｉａとから構成されている。
【００６０】
これを詳述すると、ＰＭＯＳトランジスタＱ１のソースが正側電源ライン３４に接続されるとともに、そのゲートとドレインが接続され、この共通接続部がＮＭＯＳトランジスタＱ３のドレインおよびＰＭＯＳトランジスタＱ６のゲートに接続されている。また、ＰＭＯＳトランジスタＱ２のソースが正側電源ライン３４に接続されるとともに、そのゲートとドレインが接続され、この共通接続部がＮＭＯＳトランジスタＱ４のドレインおよびＰＭＯＳトランジスタＱ５のゲートに接続されている。
【００６１】
ＰＭＯＳトランジスタＱ５及びＱ６の各ソースは正側電源ライン３４に接続されるとともに、そのドレイン間に温度補償用の抵抗Ｒ０が接続されている。ＮＭＯＳトランジスタＱ３のゲートは入力端子２６に接続され、ＮＭＯＳトランジスタＱ４のゲートは入力端子２５に接続されている。また、ＮＭＯＳトランジスタＱ３及びＱ４の各ソースは共通に接続され、この共通接続部が定電流源Ｉａを介して負側電源ライン３５に接続されている。
【００６２】
増幅部３２は、図３に示すように、信号を入力するためのＰＭＯＳトランジスタＱ７及びＱ８と、カレントミラー回路を構成するＮＭＯＳトランジスタＱ９及びＱ１０とから構成されている。
これを詳述すると、ＰＭＯＳトランジスタＱ５のドレインがＰＭＯＳトランジスタＱ７のソースに接続されている。ＰＭＯＳトランジスタＱ７のゲートは入力端子２４に接続され、そのドレインはＮＭＯＳトランジスタＱ９のドレインに接続されている。また、ＮＭＯＳトランジスタＱ９のゲートとドレインが接続され、そのソースは負側電源ライン３５に接続されている。
【００６３】
また、ＰＭＯＳトランジスタＱ６のドレインがＰＭＯＳトランジスタＱ８のソースに接続されている。また、ＰＭＯＳトランジスタＱ８のゲートは入力端子２３に接続され、そのドレインはＮＭＯＳトランジスタＱ１０のドレインと２次増幅部３３の入力側に接続されている。さらに、ＮＭＯＳトランジスタＱ１０のゲートがＮＭＯＳトランジスタ９のゲートに接続され、そのソースは負側電源ライン３５に接続されている。
【００６４】
次に、このように構成されるセンサ信号増幅回路１２の動作について、図２および図３を参照して説明する。
まず、オペアンプＯＰ１〜ＯＰ３における各オフセットの補償動作（打ち消し動作）について説明する。
いま、図１に示すクロック生成回路１１からのクロックφ１がオンの期間には、図２に示すスイッチＳＷ１−１およびＳＷ１−２のみが同時に閉じた状態になり、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子２３と反転入力端子２４が接続されて入力端子が短絡状態になる。このため、オペアンプＯＰ１から出力されるオフセット電圧がコンデンサＣ１に保持され、この保持された電圧が図３に示すオフセット補償部３１の反転入力端子２６に供給される。
【００６５】
ところで、図３の増幅部３２において、増幅すべき入力電圧は、ＰＭＯＳトランジスタＱ７とＱ８の差動対のゲートから与えられるが、ＰＭＯＳトランジスタＱ７とＱ８の動作するしきい値電圧が、ＰＭＯＳトランジスタＱ７とＱ８との間のミスマッチに起因してばらつき、入力のオフセット電圧が生じてしまう。
【００６６】
ここで、ＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８、Ｑ９、Ｑ１０のドレイン−ソース間に流れる各電流をＩ1、Ｉ2、Ｉ5、Ｉ6、Ｉ7、Ｉ8、Ｉ9、Ｉ10とし、ＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４のゲートと負側電源ライン３５との間の入力電圧をＵn1、Ｕp1とし、ＭＯＳトランジスタＱ７、Ｑ８のゲートと負側電源ライン３５との間の入力電圧をＵp2、Ｕu2とし、ＭＯＳトランジスタＱ８のドレインから２次増幅部３３に向けて流れる電流をＩoutとすると、ＭＯＳトランジスタＱ１とＱ６、およびＭＯＳトランジスタＱ２とＱ５とはそれぞれカレントミラー回路を構成するので、このカレントミラーの関係から、次の（１）（２）式が成立する。
【００６７】
Ｉ5＝ｈ×Ｉ2 （１）
Ｉ6＝ｈ×Ｉ1 （２）
但し、ｈは定数であり、また双方ともミラー比は同じである。
また、定電流源Ｉａに流れる電流Ｉａは定電流のため、次の（３）式が成立する。
Ｉａ＝Ｉ1＋Ｉ2 （３）
【００６８】
さらに、ＭＯＳトランジスタＱ９とＱ１０はカレントミラー回路を構成するので、次の（４）式が成立する。
Ｉ9＝Ｉ10 （４）
ここで、ＭＯＳトランジスタＱ７とＱ８の入力を０にしたときのオフセット電圧が、上記のようにコンデンサＣＩに保持され、この保持された電圧がオフセット補償部３１のＭＯＳトランジスタＱ４のゲートに印加される。
【００６９】
このため、オフセット補償部３１のＭＯＳトランジスタＱ３及びＱ４に流れる電流、すなわち電流Ｉ1と電流Ｉ2との割合が変化し、これにより電流Ｉ5、Ｉ6も変化する。
ここで、ｇ１をトランジスタＱ３、Ｑ４のトランスコンダクタンスとすると、次に（５）式が成立する。
Ｉ2−Ｉ1＝ｇ１×（Ｕp1−Ｕn1） （５）
【００７０】
また、電流Ｉoutと電流Ｉ8とは、Ｉout≪Ｉ8の関係があるので、次の（６）式が成立する。
Ｉ9＝Ｉ10＝Ｉ7≒Ｉ8（６）
このとき、抵抗Ｒ０を流れる電流ＩRについて次の（７）式が成立する。 ＩR＝Ｉ5−Ｉ7＝Ｉ8−Ｉ6 （７）
【００７１】
また、式（６）と（７）により次式（８）が成立する。
ＩR＝（Ｉ5−Ｉ6）／２ （８）
さらに、（１）、（２）、（５）から次の（９）が成立する。
ＩR＝ｈ×（Ｉ2−Ｉ1）／２＝ｇ１×ｈ×（Ｕp1−Ｕn1）／２ （９）
また、ｇをトランジスタＱ７、Ｑ８のトランスコンダクタンスとし、さらに、ｇ／〔１＋（ｇ×Ｒ０／２）〕をｇ２と定義すると、出力Ｖoutはｋを定数として次の（１０）式で表すことができる。
Ｖout＝ｋ×Ｉout＝ｋ×（Ｉ8−Ｉ7）
＝ｋ×ｇ２×（Ｕp2−Ｕn2−ＩR×Ｒ０）
＝ｋ×ｇ２×〔Ｕp2−Ｕn2−Ｒ０×ｇ１×ｈ×（Ｕp1−Ｕn1）／２〕…（１０）
【００７２】
式（１０）において、トランジスタＱ７とＱ８のミスマッチに起因するオフセット電圧は、電圧Ｕp2と電圧Ｕn2の差として現れるので、トランジスタＱ３とＱ４の入力、すなわち電圧（Ｕp1−Ｕn1）を適切な値として入力することによって、オフセット電圧を打ち消すことができる。
次に、クロック生成回路１１からのクロックφ２がオンの期間には、スイッチＳＷ３−１〜ＳＷ３−３のみが同時に閉じた状態になる。これにより、オペアンプＯＰ３に係るオフセット電圧がオペアンプＯＰ１から出力されてコンデンサＣ３に保持され、この保持電圧が図３に示すオフセット補償部３１の非反転入力端子２５に供給される。この結果、オペアンプＯＰ３のオフセット電圧が上記と同様の原理により打ち消される。
【００７３】
次いで、クロック生成回路１１からのクロックφ３がオンの期間には、スイッチＳＷ２−１〜ＳＷ２−３のみが同時に閉じた状態になる。これにより、オペアンプＯＰ２に係るオフセット電圧がオペアンプＯＰ１から出力されてコンデンサＣ２に保持され、この保持電圧が図３に示すオフセット補償部３１の非反転入力端子２５に供給される。この結果、オペアンプＯＰ２のオフセット電圧が上記と同様の原理により打ち消される。
【００７４】
一方、このようなオペアンプＯＰ１〜ＯＰ３の各オフセットの補償動作に並行して、センサ１からのセンサ信号入力端子１９、２０に印加されるセンサ信号電圧Ｖｈａｌｌは、オペアンプＯＰ１及びＯＰ２により増幅され、その増幅された電圧が出力端子２７、２８から出力される。 そして、上記の動作によりオペアンプＯＰ１〜ＯＰ３のオフセット電圧を完全に打ち消すことができる場合には、センサ信号増幅回路１２の出力端子２７、２８に出力される出力電圧Ｖｏｕｔは、センサ１からのセンサ信号入力端子１９、２０に印加されるセンサ信号電圧をＶｈａｌｌとすると、次の（１１）式に示すようになる。
Ｖｏｕｔ＝〔（Ｒ１／Ｒ２）＋１〕・Ｖｈａｌｌ …（１１）
【００７５】
ここで、Ｒ１はオペアンプＯＰ２の反転入力端子２４とその出力端子との間に接続される抵抗の抵抗値であり、抵抗Ｒ２はオペアンプＯＰ２の反転入力端子２４とオペアンプＯＰ３の反転入力端子２４との間に接続される抵抗の抵抗値である（図２参照）。
このセンサ信号増幅回路１２は、（１１）式からわかるように、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とに同じ温度係数を持たせることにより、温度に依存しない所要の増幅度でセンサ信号を増幅することができる。
次に、図１に示した基準電圧発生回路１３の構成の詳細について、図４を参照して説明する。
【００７６】
この基準電圧発生回路１３は、図４に示すように、ＰＭＯＳトランジスタＱ１１及びＱ１２からなり定電流源として機能するカレントミラー回路４１と、電圧・電流変換用抵抗Ｒ３に温度依存性のない電圧Ｖｂｇを印加させることにより定電流を流す定電流回路４２と、ＰＭＯＳトランジスタＱ１４、Ｑ１５、およびＱ１６からなり定電流源として機能するカレントミラー回路４３と、上限基準電圧発生用抵抗Ｒｈｉｇｈ及び下限基準電圧発生用抵抗Ｒｌｏｗなどからなる基準電圧発生部４４と、ＮＭＯＳトランジスタＱ１７及びＱ１８からなるカレントミラー回路４５とを備え、出力端子４６、４７から上限基準電圧Ｖｈｉｇｈと下限基準電圧Ｖｌｏｗが出力されて図１に示すシュミット・トリガ回路１４に供給されるようになっている。
【００７７】
カレントミラー回路４１は、図４に示すように、ＰＭＯＳトランジスタＱ１１とＱ１２とからなり、これらの各ゲートが接続され、この共通接続部がＰＭＯＳトランジスタＱ１１のドレインに接続されている。また、ＰＭＯＳトランジスタＱ１１とＱ１２の各ソースは、正側電源ライン５１に接続されている。さらに、ＰＭＯＳトランジスタＱ１２のドレインは、ＮＭＯＳトランジスタＱ１３のドレインに接続されている。
【００７８】
このような構成からなるカレントミラー回路４１のＰＭＯＳトランジスタＱ１１にはバンドギャップ・レファレンス電圧生成回路８で生成された電流Ｉｐｔａｔが供給され、この電流ＩｐｔａｔがＭＯＳトランジスタＱ１２に定電流として流れるようになっている。この電流Ｉｐｔａｔは、絶対温度Ｔに比例するとともに、バンドギャップ・レファレンス回路８内に設けられた抵抗Ｒ４（図示せず）の大きさに反比例し、Ｋを定数とすると、次の（１２）式により表される。
Ｉｐｔａｔ＝Ｋ・（Ｔ／Ｒ４）…（１２）
【００７９】
定電流回路４２は、図４に示すように、ＮＭＯＳトランジスタＱ１３と、電圧・電流変換用抵抗Ｒ３と、オペアンプＯＰ４とから構成されている。すなわち、ＮＭＯＳトランジスタＱ１３のドレインがＭＯＳトランジスタＱ１２のドレインに接続されるとともに、そのソースが電圧・電流変換用抵抗Ｒ３の一端に接続され、その他端が負側電源ライン５２に接続されている。また、オペアンプＯＰ４は、その非反転入力端子に入力端子４８を介してバンドギャップレファレンス回路８から温度依存性のない定電圧Ｖｂｇが印加されるとともに、その出力端子がＮＭＯＳトランジスタＱ１３のゲートに接続され、その反転入力端子がＮＭＯＳトランジスタＱ１３のソースと電圧・電流変換用抵抗Ｒ３との共通接続部に接続されている。
【００８０】
カレントミラー回路４３は、図４に示すように、ＭＯＳトランジスタＱ１４、Ｑ１５、およびＱ１６から構成されている。すなわち、ＭＯＳトランジスタＱ１４、Ｑ１５、およびＱ１６の各ゲートが接続され、その共通接続部がＭＯＳトランジスタＱ１４のドレインと、ＭＯＳトランジスタＱ１２とＭＯＳトランジスタＱ１３のドレイン同士を接続した共通接続部とに接続されている。また、ＭＯＳトランジスタＱ１４、Ｑ１５、およびＱ１６の各ソースは、正側電源ライン５１に接続されている。さらに、ＭＯＳトランジスタＱ１５のドレインが上限基準電圧発生用抵抗Ｒｈｉｇｈの一端に接続され、ＭＯＳトランジスタＱ１６のドレインがＭＯＳトランジスタＱ１８のドレインに接続されている。
【００８１】
基準電圧発生部４４は、図４に示すように、オペアンプＯＰ５、上限基準電圧発生用抵抗Ｒｈｉｇｈ、および下限基準電圧発生用抵抗Ｒｌｏｗから構成されている。すなわち、オペアンプＯＰ５は、その非反転入力端子にセンサ信号増幅回路１２からの出力Ｖｏｕｔｎが供給されるようになっており、その出力端子が反転入力端子に直接接続されている。また、上限基準電圧発生用抵抗Ｒｈｉｇｈと下限基準電圧発生用抵抗Ｒｌｏｗとが直列に接続され、その共通接続部にオペアンプＯＰ５の出力端子が接続されている。さらに、上限基準電圧発生用抵抗Ｒｈｉｇｈの一端がＭＯＳトランジスタＱ１５のドレインと出力端子４６に接続され、下限基準電圧発生用抵抗Ｒｌｏｗの一端がＭＯＳトランジスタＱ１７のドレインと出力端子４７に接続されている。
【００８２】
カレントミラー回路４５は、図４に示すように、ＮＭＯＳトランジスタＱ１７とＱ１８とからなり、ＭＯＳトランジスタＱ１７とＱ１８の各ゲートが接続され、この共通接続部がＭＯＳトランジスタＱ１８のドレインおよびＭＯＳトランジスタＱ１６のドレインに接続されている。また、ＭＯＳトランジスタＱ１７のドレインは、下限基準電圧発生用抵抗Ｒｌｏｗの一端に接続されている。さらに、ＭＯＳトランジスタＱ１７とＱ１８の各ソースは、負側電源ライン５２に接続されている。
【００８３】
次に、このように構成される基準電圧発生回路１３の動作について、図４を参照して説明する。
ＭＯＳトランジスタＱ１１とＱ１２はカレントミラー回路を構成するので、ＭＯＳトランジスタＱ１２のソースとドレイン間には、ＭＯＳトランジスタＱ１１に流れる電流Ｉｐｔａｔがカレントミラーされて同一の電流が流れる。
【００８４】
一方、バンドギャップ・レファレンス電圧発生回路８からオペアンプＯＰ４に供給される電圧Ｖｂｇは、温度に依存しない一定電圧であり、この電圧がオペアンプＯＰ４を介してＭＯＳトランジスタＱ１３に供給されるので、ＭＯＳトランジスタＱ１３のソースとドレイン間には、（Ｖｂｇ／Ｒ３）の電流が流れる。なお、Ｒ３は抵抗Ｒ３の抵抗値である。
【００８５】
従って、ＭＯＳトランジスタＱ１４のソースとドレイン間に流れる電流Ｉ14は、ＭＯＳトランジスタＱ１３に流れる電流とＭＯＳトランジスタＱ１２に流れる電流との差となり、（１２）式から次の（１３）式のように表される。
Ｉ14＝（Ｖｂｇ／Ｒ３）−Ｋ・（Ｔ／Ｒ４）…（１３）
また、ＰＭＯＳトランジスタＱ１４とＱ１５およびＱ１６はカレントミラーの関係にあるので、そのミラー比をｍとしたとき、上記の電流Ｉ14のｍ倍の電流がＭＯＳトランジスタＱ１５、Ｑ１６、Ｑ１８に流れ、トランジスタＱ１７もトランジスタＱ１８とミラー関係にあるので、トランジスタＱ１７にも同じ電流Ｉ14×ｍが流れ、この電流Ｉ14×ｍが、上限基準電圧発生用抵抗Ｒｈｉｇｈと下限基準電圧発生用抵抗Ｒｌｏｗに流れることになる。この結果、上限基準電圧発生用抵抗Ｒｈｉｇｈと下限基準電圧発生用抵抗Ｒｌｏｗに発生する上限基準電位Ｖｈｉｇｈと下限基準電位Ｖｌｏｗは、次の（１４）及び（１５）式のように表される。
【００８６】
Ｖｈｉｇｈ＝ｍ・〔［（Ｖｂｇ／Ｒ３）−Ｋ・（Ｔ／Ｒ４）〕・Ｒｈｉｇｈ十Ｖｏｕｔｎ ＝−ｍ・Ｋ・Ｔ・（Ｒｈｉｇｈ／Ｒ４）＋ｍ・Ｖｂｇ・（Ｒｈｉｇｈ／Ｒ３）＋Ｖｏｕｔｎ…（１４）
Ｖｌｏｗ ＝−ｍ・〔（Ｖｂｇ／Ｒ３）−Ｋ・（Ｔ／Ｒ４）〕・Ｒｌｏｗ＋Ｖｏｕｔｎ ＝ｍ・Ｋ・Ｔ・（Ｒｌｏｗ／Ｒ４）−ｍ・Ｖｂｇ・（Ｒｌｏｗ／Ｒ３）＋Ｖｏｕｔｎ…（１５）
【００８７】
ここで（１４）（１５）式において、Ｖｏｕｔｎはセンサ信号増幅回路１２で増幅した信号値の零の電位である。また、抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒｈｉｇｈ、およびＲｌｏｗは、同じ温度係数を持つものを使用しているので、上限基準電位Ｖｈｉｇｈと下限基準電位Ｖｌｏｗとは、いずれも抵抗の温度変化による影響はなく、常に絶対温度Ｔの１次関数とすることができる。また、抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒｈｉｇｈ、およびＲｌｏｗの各値とミラー比ｍを変更するだけで、任意の絶対温度の一次関数として上限基準電位Ｖｈｉｇｈと下限基準電位Ｖｌｏｗとを生成することができる。
【００８８】
つまり、各種のセンサのうち、定電圧駆動した場合に、その出力が絶対温度の一次関数で理想的または近似的に表現できるセンサについては、信号処理回路２内の抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒｈｉｇｈ、およびＲｌｏｗの値とミラー比ｍの大きさのみの変更により、常に一定感度でオン・オフするセンサＩＣを構成することができる。
【００８９】
また、特に抵抗ＲｈｉｇｈおよびＲｌｏｗを同一特性の同一抵抗値とした場合には、上限基準電位Ｖｈｉｇｈと下限基準電位Ｖｌｏｗとは、センサ信号増幅回路１２で増幅した信号の零レベル（Ｖｏｕｔｎ）に対して、完全に対称な値とすることができる。ここで、基準信号としての上限基準電位Ｖｈｉｇｈと下限基準電位Ｖｌｏｗの温度係数について検討する。まず、基準信号Ｖの温度係数を次のように定義するものとする。すなわち、絶対温度Ｔ（Ｋ）の時の基準信号をＶ（Ｔ）と表わすものとし、室温がＴ＝３００Ｋを基準に考えると、温度Ｔ（Ｋ）のときの基準信号Ｖ（Ｔ）の温度係数αは、次の（１６）式のように定義する。
α＝（１／Ｖ（３００））・ΔＶ／ΔＴ…（１６）
【００９０】
ここで、（１６）式中のΔＶは基準信号の変化量、ΔＴは絶対温度Ｔの変化量を表す。
この（１６）式により、（１４）、（１５）式の基づいて上限基準電位Ｖｈｉｇｈと下限基準電位Ｖｌｏｗの温度係数を求めると、次の（１７）式のように温度によらずに一定となる。
Ｖｈｉｇｈの温度係数＝Ｖｌｏｗの温度係数
＝Ｋ／（３００・Ｋ−Ｖｂｇ・Ｒ４／Ｒ３）…（１７）
【００９１】
従って、センサ１からの出力信号が、絶対温度の１次関数であるとき、抵抗Ｒ３、Ｒ４の抵抗値を適当に与えることで、その温度係数と式（１７）の温度係数を等しくすることができる。逆に、温度係数が等しい場合、センサ１からの出力信号の増幅率、ミラー比ｍ、抵抗ＲｈｉｇｈおよびＲｌｏｗを適当に与えることで、規定感度でのセンサからの信号の増幅信号の温度特性を式（１４）、（１５）と同じにすることができる。つまり、常に一定の感度でオン・オフするセンサＩＣを構成できる。
【００９２】
以上説明したように、この実施形態にかかるセンサＩＣは、センサ１と、絶縁基板上に設けられた半導体層に形成させた信号処理回路２とで構成した。そして、センサ１はその出力が絶対温度に対して１次関数的に変化するものとし、これに対応して、センサ信号処理回路２側の基準電圧発生回路１３は、その出力が、センサ１の出力の温度係数と同じ温度係数で変化し、かつ絶対温度に対して１次関数的に変化する基準電圧Ｖｈｉｇｈ、Ｖｌｏｗを発生し、この電圧を、シュミット・トリガ回路１４がセンサ信号増幅回路１２の出力電圧の大きさを比較してオン・オフ出力するための基準電圧として使用するようにした。さらに、センサ信号増幅回路１２は、センサ１からの出力信号を温度に依存しない増幅率で増幅するとともにオフセット電圧を打ち消す機能を備えるようにした。
【００９３】
従って、この実施形態にかかるセンサＩＣでは、センサ１の出力について低温から高温にかけての広い温度範囲に亘って高精度の温度補償が実現でき、もって、従来実現できなかった２００°Ｃ以上の高温下でも高精度かつ高信頼性の動作が実現できる。
また、この実施形態にかかるセンサＩＣにおいて、センサ１がホール素子であり、その感磁部がＧａＡｓにより構成される場合には、ＧａＡｓの抵抗が温度の増加に対して増加する性質があるので、感磁部に流れる電流が減少して電源電流が減少する。このため、センサＩＣは、高温になるに従って消費電力が減少する上にその電流の消費による発熱が抑制され、高温でも安定に動作することができる。
【００９４】
さらに、本発明のセンサＩＣ用ＩＣの実施形態である信号処理回路２は、基準電圧発生回路１３が、その大きさが、入力端子１９、２０間により与えられるセンサ１からの出力信号の温度係数と同じ温度係数で変化し、かつ絶対温度に対して１次関数的に変化する基準電圧Ｖｈｉｇｈ、Ｖｌｏｗを発生し、この電圧をシュミット・トリガ回路１４がセンサ信号増幅回路１２の出力電圧の大きさを比較してオン・オフ出力するための基準電圧として使用するようにした。また、信号処理回路２は、絶縁基板上に設けられた半導体層に形成するようにした。
【００９５】
従って、この実施形態にかかる信号処理回路２は、各種のセンサのうちその出力が絶対温度に対して１次関数的に変化するものであるときには、そのセンサに応じた温度の１次関数で与えられる基準信号を生成することによって、そのセンサと組み合わせて使用することができる。この場合には、この実施形態に係るセンサＩＣ用ＩＣは、センサの出力について低温から高温にかけての広い温度範囲に亘って高精度の温度補償ができ、もって、従来実現できなかった２００°Ｃ以上の高温下でも高精度かつ高信頼性の動作が実現できる。
【００９６】
また、この実施形態の信号処理回路は、自動車の用途などの高温度下や温度格差の大きな部位で使用される磁気センサと組み合わせて磁気センサＩＣを提供できるのみならず、圧力センサや温度センサなどの各種のセンサと組み合わせることにより高温下で使用できる各種のセンサＩＣを実現できる。
さらに、この実施形態にかかるセンサＩＣでは、センサバイアス電圧生成回路１０が発生する定電圧によりセンサ１を定電圧駆動するとともに、センサ１の温度補償を基準電圧発生回路１３により行うようにした。このため、高温下においてセンサ１の消費電力を低減させることができるので、高温での発熱を抑制でき、その結果、２００℃以上の高温下でも安定動作が実現できる。
【００９７】
なお、上記の実施形態では、比較手段としてヒステリシスを持つシュミット・トリガ回路１４を使用するようにしたが、これに代えてヒステリシスを持たないコンパレータを使用するようにしても良い。
また、シュミット・トリガ回路１４に代えてＡ／Ｄ変換器（アナログ・デジタル変換器）に置き換えることが可能である。この場合には、センサ１の増幅信号をＡ／Ｄ変換器のアナログ入力信号とする。また、基準電圧発生回路１３は、その出力がセンサ１の出力の温度係数と同じ温度係数で変化し、かつその大きさが絶対温度に対して１次関数的に変化する基準電圧を発生する。そして、Ａ／Ｄ変換器にはその基準電圧がレファレンス電圧として供給され、これを用いてＡ／Ｄ変換器は入力電圧をデジタル信号に変換する。
【００９８】
また、上記の実施形態では、センサとしてその出力が絶対温度に対して１次関数的に変化し、これに対応して基準電圧発生回路１３の発生電圧が絶対温度に対して１次関数的に変化するものとした。しかし、本発明は、センサの出力の温度係数が必ずしも一定である必要はなく、この場合には、基準電圧発生回路１３は、そのセンサの出力の温度係数と同じ温度係数で変化する基準電圧を発生するように構成される。例えば、温度係数が一定でなく、センサの出力が絶対温度に対して曲線的に与えられる場合には、その曲線部分を複数の区間に分け、各区間を直線として近似するようにする。そして、具体的には、直線で近似する各区間ごとに、その区間に応じた基準電圧発生回路１３に相当する複数の回路を設けるとともに、各基準電圧Ｖｈｉｇｈ、Ｖｌｏｗとシュミット・トリガ回路１４の間にアナログスイッチを設け、温度に応じてアナログスイッチを切換えて基準電圧を選択するようにする。これにより、常に、センサの出力に応じた基準電圧を発生させ、任意の温度係数を持つセンサにも対応することができる。
【００９９】
なお、上記の実施形態として、センサをホール素子とし、そのホール素子の感磁部をＧａＡｓとする場合が好ましいとしたが、センサのセンシング部の構成物質としてＧａＡｓのような抵抗値が温度の増加に対して増加するような物質を使用する場合には、ＧａＡｓを使用した場合と同様な効果が得られる。
また、上記の実施形態の場合、動作磁束密度のばらつきの許容範囲から、センサの出力の温度係数が０．２０％／℃近傍では、温度係数の誤差として３０％以下であることが好ましいが、温度係数がより大きい場合には許容誤差範囲は狭くなり、また、温度係数が小さい場合には温度係数の許容範囲はかなり広くなる。
【０１００】
【実施例１】
次に、本発明にかかるセンサＩＣの実施例１として、以下のようなホールＩＣを作製したので、これについて説明する。
この実施例１にかかるホールＩＣは、図１〜図４に示す信号処理回路を含んだＩＣを、シリコン酸化物を絶縁性下地とするＳＩＭＯＸ基板上にＣＭＯＳプロセスを用いて形成した。また、絶縁性下地の上の結晶シリコン層の厚さを１２０ｎｍとした。さらに、図２および図３に示すセンサ信号増幅回路１２のオフセット補償機能の切替え周期を１／５００〔秒〕とした。
【０１０１】
次に、そのセンサ信号増幅回路１２を含んだＩＣを、センサ１として感磁部がＧａＡｓからなるホール素子（以下、ＧａＡｓホール素子という）とハイブリッドで組み合わせ、これによりホールＩＣを作成した。
そして、ＧａＡｓホール素子に、温度に依存しない定電圧３〔Ｖ〕を印加し、±４０〔Ｇａｕｓｓ〕の磁場環境下での出力特性を測定し、図５に示すような測定結果を得た。
【０１０２】
図５からわかるように、＋４０〔Ｇａｕｓｓ〕のとき、−４０°Ｃ〜２００°Ｃの温度範囲において、出力の温度係数は、およそ−０．１８〜−０．２０％／℃で負の温度係数となっており、その出力は、絶対温度の１次関数として表現することができる。また、−４０〔Ｇａｕｓｓ〕のときの出力は、＋４０〔Ｇａｕｓｓ〕のときの出力と比較すると、温度軸に対してほぼ対称になっている。
【０１０３】
次に、図１のセンサバイアス電圧生成部１０からのバイアス電圧を３〔Ｖ〕とし、この電圧をＧａＡｓホール素子に印加し、センサ信号増幅回路１２の（８）式から求められる増幅率を５０倍とし、ＧａＡｓホール素子の出力の温度特性に合うように、基準電圧発生回路１３の抵抗Ｒ３、Ｒｈｉｇｈ、Ｒｌｏｗの各抵抗値をそれぞれ２３．８１〔ｋΩ〕、５．００９〔ｋΩ〕、５．００９〔ｋΩ〕とした。また、図４に示す一定の電圧Ｖｂｇを１．１５〔Ｖ〕とし、式（１２）に示す定数Ｋを２．６９×１０−４〔Ａ・Ω／Ｋ〕、抵抗Ｒ４の抵抗値を４．４９２〔ｋΩ〕とした。また、式（１４）、（１５）のミラー比ｍ＝１とした。この結果、式（１４）、（１５）は式（１８）、（１９）のようになる。
Ｖｈｉｇｈ〔ｍＶ〕＝２４１．９−０．３０・Ｔ （１８）
Ｖｌｏｗ〔ｍＶ〕＝−２４１．９＋０．３０・Ｔ （１９）
【０１０４】
これは、図５に示したバイアス電圧として３Ｖを加え、４０〔Ｇａｕｓｓ〕の磁場環境下においたＧａＡｓの出力電圧を５０倍したものにほぼ等しくなる。また、このとき基準電圧Ｖｈｉｇｈ、Ｖｌｏｗの温度係数は、約−０．２０％／℃となり、ＧａＡｓの温度係数と等しくなる。
図６は、上記のような条件で動作させた場合における信号処理回路２の動作入力電圧の温度特性を示したものである。図６からわかるように、抵抗Ｒｈｉｇｈと抵抗Ｒｌｏｗとを同じ抵抗値にしたことによって、温度軸に対して完全に対称な動作特性が得られている。また、この温度特性は、図５に示すＧａＡｓホール素子の温度特性と同様の特性を示していることがわかる。さらに、−４０°Ｃ〜２００°Ｃ以上の温度範囲において、オフセット電圧も少なく、温度軸に対して対称の所要の特性を実現できる。
【０１０５】
この結果、この実施例１にかかるホールＩＣは、図７に示すように、−４０°Ｃ〜２００°Ｃの温度域において、常に一定の磁界±４０〔Ｇａｕｓｓ〕の強さでオン・オフし、動作点の対称性にも優れていることがわかる。
図８は、この実施例１にかかるホールＩＣの電源電圧が５〔Ｖ〕のときの電源電流の温度特性を示す図である。図８からわかるように、電源電流が温度の上昇とともに減少し、消費電力が少なくなる優れた特性を実現できる。このように電源電流が減少するのは、ＧａＡｓホール素子の感磁部がＧａＡｓにより構成され、そのＧａＡｓの抵抗値が温度の増加に対して増加する性質があるので、感磁部に流れる電流が減少し、その結果、電源電流が減少するからである。
【０１０６】
【実施例２】
次に、本発明にかかるセンサＩＣの実施例２として、高温環境下で使用できる高温用回転センサＩＣについて、図９から図１４を参照して説明する。
この高温用回転センサＩＣは、図９に示すように、磁気センサ７１と、この磁気センサ７１の出力信号を処理する信号処理回路７２とから構成する。磁気センサ７１は図１のセンサ１に相当し、信号処理回路７２は同図の信号処理回路２と基本的な構成がほぼ同様であり後述の点が異なる。
【０１０７】
磁気センサ７１は、図９に示すように４つの磁気抵抗素子ＭＲ１〜ＭＲ４を用いたブリッジ回路を形成し、その４つの磁気抵抗素子ＭＲ１〜ＭＲ４は、後述のように歯車の回転検知センサとして使用できるように配置する。ブリッジ回路は、そのバイアス電圧供給端子間に信号処理回路７２から例えば１〔Ｖ〕のバイアス電圧が供給され、その出力端子から出力される出力信号は信号処理回路７２の信号入力端子に入力するようになっている。
【０１０８】
磁気センサ７１と集積回路化された信号処理回路７２とを、例えば図１０に示すようにパッケージ７５内に配置（収納）する。磁気センサ７１を構成する磁気抵抗素子ＭＲ１〜ＭＲ４は、図１０に示すように磁気抵抗素子ＭＲ１、ＭＲ４とが上下に配置されてＡブロック７３を形成し、磁気抵抗素子ＭＲ２、ＭＲ３とが上下に配置されてＢブロック７４を形成している。Ａブロック７３とＢブロック７４の配置間隔は、後述する歯車８２の凸部と凹部の間隔に対応するようになっている。さらに、磁気センサ７１と信号処理回路７２とはワイヤ線７６で電気的に接続しかつ、信号処理回路７２とは外部と接続するピン７７とワイヤ線７８で接続している。
【０１０９】
信号処理回路７２の基本的な構成は、図１の信号処理回路２の構成とほぼ同様であるが、上記のＧａＡｓホール素子を用いたセンサＩＣの場合に比べて、センサ信号増幅回路１２の増幅率を後述のように変更するとともに、基準電圧発生回路１３を図１１に示すような基準電圧発生回路７９に置き換えるようにした点が異なる。
【０１１０】
このようにしたのは、後述のように、ブリッジ回路からの出力信号の温度係数を０として扱うためである。そこで、その温度係数に合わせるために、基準電圧発生回路１３を基準電圧発生回路７９に置き換え、これにより、発生する基準電圧の温度係数が０となるようにする。
従って、基準電圧発生回路７９は、図４に示す基準電圧発生回路１３とその基本的な構成は同様であるが、図４の基準電圧発生回路１３からＰＭＯＳトランジスタＱ１１、Ｑ１２を省略する。なお、基準電圧発生回路７９の他の部分の構成は、図４に示す基準電圧発生回路１３と同様であるので、同一構成要素には同一符号を付してその構成の説明は省略する。
【０１１１】
次に、このように構成した高温用回転センサＩＣ８１は、図１２に示すように、例えば歯車の回転検出に使用され、回転検知システムに利用できるので、これについて説明する。
この回転検知システムでは、図１２に示すように、高温用回転センサＩＣ８１が、強磁性体からなり回転自在に設置された歯車８２の外周に、センサ７１のブロック７３、７４がその外周面に対向するように配置される。高温用回転センサＩＣ８１の背面側には、歯車８２の磁性を強めて磁気検出を容易にするためのサマリウムコバルト磁石８３が配置される。また、センサ７１のブリッジ回路を駆動するために、信号処理回路７２から１〔Ｖ〕の定電圧を供給するようにする。さらに、センサ７１のＡブロック７３で感知する磁束密度と、センサ７１のＢブロック７４で感知する磁束密度とを電圧信号として取り出し、この電圧信号を信号処理回路７２に入力するようにする。
【０１１２】
次に、このような構成の回転検知システムの回転検知の原理について、図１２を参照して説明する。
Ａブロック７３の感磁部（磁気抵抗素子ＭＲ１、ＭＲ４）と、Ｂブロック７４の感磁部（磁気抵抗素子ＭＲ２、ＭＲ３）の各磁束密度は、歯車８２に凹部と凸部があるので、歯車８２の回転に合わせて変化し、双方の磁束密度の差もその回転に同期して変化する。この双方の磁束密度差の大きさがある一定の基準値よりも大きくなったときに、信号処理回路２の出力信号をオンにし、その基準値よりも小さくなったときにその出力信号をオフにするようにする。
【０１１３】
ここで、信号処理回路７２からみると、歯車８２、サマリウムコバルト磁石８３、およびセンサ７１を含めた系全体が温度補償の対象であるといえる。
センサ７１のブリッジ回路に信号処理回路７２から定電圧の１〔Ｖ〕を与えるようにし、歯車８２を回転させたときに得られるブリッジ回路からの出力振幅を図１３に示す。このセンサ系では、歯車８２が回転したときに得られるセンサ７１のブリッジ回路からの出力信号の振幅は、歯車８２や磁石８３、またはブリッジ回路の温度変化のために、その大きさの温度係数は、およそ−０．０１％／℃であった。従って、−４０℃〜２００℃の温度範囲を考えた場合に、この温度範囲での温度係数を０に近似しても実用上差し支えないので、温度補償にかかる基準電圧発生回路を図１１に示すように構成し、発生する比較基準電圧の温度係数を０とすることができる。
【０１１４】
また、センサ７１のＡブロック７３とＢブロック７４の感磁部に作用する磁束密度が、＋１５Ｇａｕｓｓで信号処理回路７２の出力がオンとなり、−１５Ｇａｕｓｓでその出力がオフになるように、信号処理回路７２のパラメータを決め、基準電圧発生回路７９の抵抗Ｒ３、上限基準電圧発生用抵抗Ｒｈｉｇｈ、および下限基準電圧発生用抵抗Ｒｌｏｗの各値を、Ｒ３≒２０ＫΩ、Ｒｈｉｇｈ＝７８０Ω、Ｒｌｏｗ＝７８０Ωと設定する。
【０１１５】
また（１４）（１５）式におけるその他のパラメータは、上記のＧａＡｓホールＩＣと同じである。
このときには、基準電圧発生回路７９の基準電圧Ｖｈｉｇｈ、Ｖｌｏｗは、（１４）、（１５）から、Ｖｈｉｇｈ＝＋４５ｍＶ、Ｖｌｏｗ＝−４５ｍＶとなる。この基準電圧は、図１４に示すブリッジ回路からの出力信号をセンサ信号増幅回路で１５０倍に増幅した増幅信号と比較し、その結果に応じて信号処理回路７２の出力をオンまたはオフさせるので、１５Ｇａｕｓｓ以上の磁束密度になった段階で出力の切り替えが起こる。 このようにして構成した実施例２の高温用回転センサＩＣは、高温の２００℃でも問題なく歯車の回転を検知できる。
【０１１６】
なお、この実施例２のように、歯車の回転を検知するものとして、従来からシリコンモノリシックでＣＭＯＳ回路を使用したセンサＩＣが知られているが、１５０℃が実用の上限温度であった。しかし、この実施例２では、上記のようにその実用の上限温度を２００℃以上にすることができる。
【０１１７】
【実施例３】
次に、本発明にかかるセンサＩＣの実施例３として高温環境下で使用できる高温用圧力センサＩＣについて、図１５〜図１９を参照して説明する。
従来、ＳＯＩ（Ｓｉｌｉｃｏｎ ｏｎ Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ）構造を用いた高温用圧力センサが、２００℃以上の高温で使用可能なことが知られている。そこで、この実施例３にかかる高温用圧力センサＩＣは、図１５に示すように、ＳＯＩ構造の圧力センサ８７と、信号処理回路８８とを組み合わせ、これらを同一のパッケージ内の収納させて、２００℃以上の高温下で用いることができる。
【０１１８】
信号処理回路８８の基本的な構成は、図１の信号処理回路２の構成とほぼ同様であるが、センサ信号増幅回路１２の増幅率を後述のように変更するとともに、基準電圧発生回路１３を図１７に示すような基準電圧発生回路１０１に置き換えるようにする点が異なる。この点については後述する。
従って、基準電圧発生回路１０１の構成は、基準電圧発生回路１３の構成と基本的に同様であるが、図４の基準電圧発生回路１３からＰＭＯＳトランジスタＱ１１、Ｑ１２を省略するとともに、オペアンプＯＰ５の出力端子を上限基準電圧発生用抵抗Ｒｈｉｇｈと下限基準電圧発生用抵抗Ｒｌｏｗの共通接続点からＭＯＳトランジスＱ１７のドレインに接続を変更し、かつ、その共通接続点から下限基準電位Ｖｌｏｗを取り出すようにした点が異なる。なお、基準電圧発生回路１０１の他の部分の構成は、図４に示す基準電圧発生回路１３と同様であるので、同一構成要素には同一符号を付してその構成の説明は省略する。
【０１１９】
ところで、シリコン拡散抵抗を用いたピエゾ抵抗型圧力センサは、高温では、ＰＮ接合によるリーク電流のため、１５０℃以上での使用は難しい。そこで、この実施例３では、図１６のようなＳＯＩ構造の圧力センサ８７を使用することにより、２００℃以上の高温域で動作できるようにする。
この圧力センサ８７は、図１６に示すように、基台９１上に、酸化アルミニウム（Ａｌ2Ｏ3）膜９２、シリコンの膜９３、酸化アルミニウム（Ａｌ2Ｏ3）膜９４が順次形成され、その酸化アルミニウム膜９４上の中心にピエゾ抵抗素子９５が形成され、酸化アルミニウム膜９４とピエゾ抵抗素子９５の表面が酸化膜（ＳｉＯ2）９６で被覆されるともに、ピエゾ抵抗素子９５と４つの端子９７とはメタル９８により接続されるようになっている（図１５参照）。また、その４つの端子９７は、信号処理回路８８と電気的に接続する。
【０１２０】
圧力センサ８７を３Ｖの定電圧で駆動し、０．０５Ｍｐａ〔メガパスカル〕の荷重を与えたときに得られる温度に対する出力電圧は、図１８のようになる。図１８によれば、実際の出力電圧の温度係数は−０．０１％／℃程度であるが、近似的に、温度係数を０としても実用上差し支えないので、温度補償にかかる基準電圧発生回路を図１７に示すように構成し、発生する比較基準電圧の温度係数を０とすることができる。
【０１２１】
また、この実施例３では、動作圧力が０．０５Ｍｐａで信号処理回路８８の出力がオンとなり、その圧力が０．０４Ｍｐａでその出力がオフとなるように、信号処理回路８８のパラメータを決め、センサ信号回路の増幅率を５倍とし、基準電圧発生回路１０１の抵抗Ｒ３、上限基準電圧発生用抵抗Ｒｈｉｇｈ、および下限基準電圧発生用抵抗Ｒｌｏｗの各値を、Ｒ３＝２０ＫΩ、Ｒｈｉｇｈ＝３１０Ω、Ｒｌｏｗ＝１２５０Ωと設定する（その他のパラメータは、前記のＧａＡｓホールＩＣと同じである）。
【０１２２】
このようにして構成する高温用圧力センサＩＣは、図１９に示すように、室温から２００℃までの温度範囲で、動作圧力が０．０５Ｍｐａで出力がオンとなり、その圧力が０．０４Ｍｐａでその出力がオフとなる。図１９において、Ｐｏｎは出力がオンになる動作圧力であり、Ｐｏｆｆは出力がオフになる動作圧力である。
このようにして構成した実施例３の高温用圧力センサＩＣは、高温の２００℃でも問題なく圧力を検知できる。
【０１２３】
【実施例４】
本発明の実施例としては、上記のように磁気センサＩＣおよび圧力センサＩＣについて説明した。しかし、本発明の実施例４として、（１）多孔質層付き電気化学ポンプ式酸素センサを用いた高温用酸素センサスイッチ、（２）ＰＴＣサーミスタ、例えばＢａＴｉＯ3系材料を使ったもの、と組み合わせることによって１００℃〜２００℃の温度範囲でスイッチングする温度スイッチが実現できると期待できる。
以上説明したように、本発明にかかるセンサＩＣ用ＩＣは、各種のセンサ素子と組み合わせることができ、この組み合わせにより各種のセンサＩＣを実現することができる。
【０１２４】
一般に、センサに応じてセンサＩＣを設計・製造する必要があるが、本発明にかかるセンサＩＣは、調整すべきパラメータが、増幅率と温度係数とバイアス電圧の３点であるので、設計変更が容易である。加えて、増幅率および温度係数の異なる温度補償機能付きＩＣをあらかじめ複数設計・製造しておけば、一般のセンサ素子でも組合せによっては広い温度域あるいは一部の温度域で、良く温度補償されたセンサＩＣとして組み立てられる可能性が高い。つまり、本発明にかかるセンサＩＣ用ＩＣは、汎用的に高温用センサＩＣとして使用できる。
また、センサと信号処理回路とを同一のパッケージ内に収納することで、小型化できる上に、高精度で動作するＩＣセンサが実現できる。
【０１２５】
[産業上の利用可能性]
このように本発明のセンサＩＣ用ＩＣによれば、増幅手段は、センサのセンサ出力信号を入力し、このセンサ出力信号を温度依存性のない所要の増幅率で増幅するとともにオフセットを打ち消すように動作し、センサの出力信号を正確に増幅できるようにした。
また、基準信号発生手段は、センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数で変化する基準信号を発生し、この信号が、比較手段が増幅手段の増幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用し、センサの出力信号が温度の影響により変化しても、その影響を打ち消すことができるようにした。
【０１２６】
さらに、増幅手段、基準信号発生手段、比較手段、および定電圧生成手段は、絶縁性基板上に設けられた半導体層を用いて形成され、その半導体層は好ましくはシリコン薄膜とし、高温域においてリーク電流が低減できる上にラッチアップの防止が図れる構造とした。
このため、本発明のセンサＩＣ用ＩＣでは、各種のセンサのうちその出力の大きさが基準信号発生手段の発生する基準信号の温度係数と同じ温度係数で変化するものであるときには、そのセンサと組み合わせて使用することができ、この場合には、センサの出力について低温から高温（例えば−４０℃から２００℃以上）にかけての広い温度範囲に亘って高精度の温度補償が実現でき、もって高温下でも高精度かつ高信頼性の動作が実現できる。
【０１２７】
また、本発明のセンサＩＣ用ＩＣは、センサと組み合わせたセンサＩＣを構成する場合に、センサの温度特性に合わせて基準信号発生手段の構成要素を変更するだけで実現できるので、各種のセンサと組み合わせることができ、もって応用範囲が広い。
さらに、本発明のセンサＩＣ用ＩＣによれば、基準信号発生手段は、センサのセンサ出力信号の温度係数を予め測定しておき、それと同じ温度係数を持つ基準信号を発生し、この信号が、比較手段が増幅手段の増幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用されるようになっているので、センサと組み合わせてセンサＩＣを構成する場合にその比較の精度が向上する。
【０１２８】
また、センサは製造組み立てにおいて、その特性のばらつきを厳格に選別でき、基準信号発生手段は、製造したセンサの固有の特性に合わせた基準信号を発生できるので、センサと組み合わせて希望の仕様のセンサＩＣを容易に実現できる。
また、本発明のセンサＩＣ用ＩＣによれば、基準信号発生手段が、センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数を持ち、かつ、絶対温度に対して１次関数的に変化する基準信号を発生し、この信号が、比較手段が増幅手段の増幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用される。
【０１２９】
このため、この発明のセンサＩＣ用ＩＣでは、各種のセンサのうちその出力の大きさが絶対温度に対してその大きさが１次関数的に変化するときには、そのセンサに応じた絶対温度の１次関数で与えられる基準信号を発生することによって、そのセンサと組み合わせて使用することができ、この場合には、センサの出力について低温から高温にかけての広い温度範囲に亘って高精度の温度補償が実現でき、もって高温下でも高精度かつ高信頼性の動作が実現できる。また、たとえ広い温度領域で１次関数的でなくとも、近似的にその出力が１次関数と見なせる温度域では、その温度領域で高精度の動作が実現できる。
【０１３０】
一方、本発明のセンサＩＣによれば、増幅手段は、センサのセンサ出力信号を入力し、この入力信号を温度依存性のない所要の増幅率で増幅するとともにオフセットを打ち消すように動作し、センサの出力信号を正確に増幅できるようにした。
また、基準信号発生手段は、センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数で変化する基準信号を発生し、この信号が、比較手段が増幅手段の増幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用し、センサの出力信号が温度の影響により変化しても、その影響を打ち消すことができるようにした。
【０１３１】
さらに、増幅手段、基準信号発生手段、比較手段、および定電圧生成手段は、絶縁性基板上に設けられた半導体層を用いて形成され、その半導体層は好ましくはシリコン薄膜とし、高温域においてリーク電流が低減できる上にラッチアップの防止が図れる構造とした。
このため、本発明のセンサＩＣでは、センサの出力について低温から高温（例えば−４０℃から２００℃以上）にかけての広い温度範囲に亘って高精度の温度補償が実現でき、高温下でも高精度かつ高信頼性の動作が実現できる。
【０１３２】
また、本発明のセンサＩＣは、発明者らがＧａＡｓの抵抗値が温度に対して増加するという特性に着目し、その特性を積極的かつ効果的に利用するために鋭意研究を重ねて発明を完成するに至ったものである。
従って、この発明は、ホール素子の感磁部に温度に対してその抵抗値が増加するＧａＡｓを採用したので、温度の増加に伴って感磁部の電流を減少させて電源電流を減少させることができる。このため、センサＩＣは、高温になるに従って消費電力が減少する上にその電流の消費による温度の上昇が抑制され、高温でも安定に動作することができる。
【０１３３】
さらに、本発明のセンサＩＣは、基準信号発生手段は、センサのセンサ出力信号の温度係数を予め測定しておき、それと同じ温度係数を持つ基準信号を発生し、この信号が、比較手段が増幅手段の増幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用されるようになっているので、温度補償の精度が向上する。
また、センサは製造組み立てにおいて、特性別に厳密に選別でき、基準信号発生手段は選別したセンサの特性に合わせた基準信号を発生できるので、センサと組み合わせて希望の仕様のセンサＩＣを容易に実現できる。
【０１３４】
さらに、本発明のセンサＩＣでは、基準信号発生手段が、センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数を持ち、かつ、絶対温度に対して１次関数的に変化する基準信号を発生し、この信号を、比較手段が増幅手段の増幅出力信号の大きさと比較して所要の信号を出力するための基準信号として使用するようにし、センサの出力信号が温度の影響により変化しても、その影響を打ち消すことができるようにした。
【０１３５】
このため、センサの出力について低温から高温にかけての広い温度範囲に亘って高精度の温度補償が実現でき、もって高温下でも高精度かつ高信頼性の動作が実現できる。また、たとえ広い温度領域で１次関数的でなくとも、近似的にその出力が１次関数と見なせる温度域では、その温度領域で高精度の動作が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明にかかる半導体装置（センサＩＣ用ＩＣ）の内部の信号処理回路の構成をセンサとともに示したブロック図である。
【図２】 センサ信号増幅回路の構成の一例を示す回路図である。
【図３】 図２のセンサ信号増幅回路を構成するオペアンプの構成の一例を示す回路図である。
【図４】 基準電圧発生回路の構成の一例を示す回路図である。
【図５】 本発明の実施例１にかかるＧａＡｓホール素子において、バイアス電圧が３〔Ｖ〕で磁束密度が±４０〔Ｇａｕｓｓ〕の時のホール電圧の温度特性を示す図である。
【図６】 本発明の実施例１にかかる信号処理回路の動作入力電圧の温度特性を示す図である。
【図７】 本発明の実施例１にかかるＧａＡｓホール素子を用いたホールＩＣの動作磁束密度の温度特性を示す図である。
【図８】 本発明の実施例１にかかるＧａＡｓホール素子を用いたホールＩＣの電源電圧が５〔Ｖ〕のときの電源電流の温度特性を示す図である。
【図９】 本発明の実施例２にかかる高温用回転センサＩＣの構成を示す図である。
【図１０】 本発明の実施例２にかかる高温用回転センサＩＣのパッケージ内における各部の配置例を示す図である。
【図１１】 本発明の実施例２にかかる高温用回転センサＩＣにおける基準電圧発生回路の回路図である。
【図１２】 本発明の実施例２にかかる高温用回転センサＩＣを用いて歯車の回転検知システムを構成した場合の図である。
【図１３】 本発明の実施例２にかかる高温用回転センサＩＣの出力の振幅の温度変化を示す図である。
【図１４】 本発明の実施例２にかかる高温用回転センサＩＣにおけるＡブロックとＢブロック間の磁束密度の差と、ブリッジ回路の出力の増幅信号との関係を示す図である。
【図１５】 本発明の実施例３にかかる高温用圧力センサＩＣの構成を示す図である。
【図１６】 本発明の実施例３にかかる高温用圧力センサＩＣの高温用圧力センサの構成を示す断面図である。
【図１７】 本発明の実施例３にかかる高温用圧力センサＩＣにおける基準電圧発生回路の回路図である。
【図１８】 本発明の第３実施例にかかる高温用圧力センサの出力の温度特性を示す図である。
【図１９】 本発明の実施例３にかかる高温用圧力センサＩＣの温度と動作圧力の関係を示す図である。
Claims (18)
- センサからのセンサ出力信号を入力し、このセンサ出力信号を温度依存性のない所要の増幅率で増幅するとともにオフセットを打ち消すようにした増幅手段と、
前記センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数で変化する基準信号を発生する基準信号発生手段と、
前記増幅手段からの増幅出力信号の大きさを前記基準信号発生手段からの基準信号の大きさと比較し、この比較結果に応じて所要の信号を出力する比較手段と、
前記センサに対して供給すべき温度依存性のない定電圧を生成する定電圧生成手段とを備え、
前記増幅手段は、
前記センサ出力信号が入力される第１、第２、および第３のオペアンプと、
前記第１、第２、および第３のオペアンプの各オフセット電圧を打ち消すオフセット補償信号を所定の周期毎に前記第１のオペアンプから生成させ、当該オフセット補償信号を前記第１、第２、および第３のオペアンプの各オフセット補償用端子に供給して保持させ前記オフセット電圧を打ち消すオフセット補償手段と、
前記第２のオペアンプの出力端子と反転入力端子との間に接続される第１の抵抗、および前記第１の抵抗と同じ温度係数を有し、前記第３のオペアンプの出力端子と前記第２のオペアンプの反転入力端子と間に接続される第２の抵抗とを含み、
前記基準信号発生手段は、
絶対温度に比例するとともに基準抵抗の大きさに反比例する定電流を発生する第１定電流源と、
この第１定電流源と直列に接続され、電圧・電流変換用抵抗に温度依存性のない定電圧を印加させて定電流を発生する第２定電流源と、
前記第２定電流源の電流と前記第１定電流源の電流との差の定数倍の電流からなる定電流を発生させる第３定電流源と、
この第３定電流源に直列に接続され、前記第３定電流源からの定電流を流す上限基準電圧発生用抵抗および下限基準電圧発生用抵抗とを備え、
前記基準抵抗、前記電圧・電流変換用抵抗、前記上限基準電圧発生用抵抗、および前記下限基準電圧発生用抵抗は、同一の温度係数を持ち、
前記上限基準電圧発生用抵抗および下限基準電圧発生用抵抗に発生する２つの電位のうちの１つの電位または２つの電位を基準電位として取り出すようにし、
かつ、前記増幅手段、前記基準信号発生手段、前記比較手段、および前記定電圧生成手段は、絶縁性基板上に設けられた半導体層を用いて形成させたことを特徴とする半導体装置。 - 前記半導体層は、シリコン薄膜であることを特徴とする請求項１に記載の半導体装置。
- 前記シリコン薄膜の厚さは、３０ｎｍ以上１０００ｎｍ以下であることを特徴とする請求項２に記載の半導体装置。
- 前記第１、第２、第３のオペアンプのそれぞれは、
前記センサ出力信号を差動増幅する差動増幅部と、
この差動増幅部のオフセット電圧を打ち消すオフセット補償部とからなり、
前記オフセット補償部は、前記差動増幅部のオフセット電圧に応じたオフセット補償信号を所定の周期毎に受け取り、このオフセット補償信号に基づいて前記差動増幅部のオフセット電圧を打ち消すようにしたことを特徴とする請求項１、請求項２、または請求項３に記載の半導体装置。 - 前記オフセット補償手段は、さらに前記差動増幅部のオフセット電圧を打ち消す電圧を保持するコンデンサを備え、
このコンデンサに前記差動増幅部のオフセット電圧に応じた電圧を周期的に保持させ、前記オフセット補償部は、前記保持電圧に基づいて前記差動増幅部のオフセット電圧を打ち消すようにしたこと特徴とする請求項４に記載の半導体装置。 - 前記比較手段は、前記増幅手段からの増幅出力信号の大きさを２つの基準電圧の大きさと比較し、この比較結果に応じて出力がオン・オフすることを特徴とする請求項１から請求項５のうちのいずれか１項に記載の半導体装置。
- 前記比較手段は、前記増幅手段からの増幅出力信号の大きさの基準電圧に対する割合を演算し、その割合に応じたデジタル信号を出力するようになっていることを特徴とする請求項１から請求項５のうちのいずれか１項に記載の半導体装置。
- 測定物理量を電気信号に変換して出力し、その出力信号が固有の温度係数を持つセンサと、
このセンサのセンサ出力信号を入力し、このセンサ出力信号を温度依存性のない所要の増幅率で増幅するとともにオフセットを打ち消すようにした増幅手段と、
前記センサのセンサ出力信号の温度係数と同じ温度係数で変化する基準信号を発生する基準信号発生手段と、
前記増幅手段からの増幅出力信号の大きさを前記基準信号発生手段からの基準信号の大きさと比較し、この比較結果に応じて所要の信号を出力する比較手段と、
前記センサに対して供給する温度依存性のない定電圧を生成する定電圧生成手段とを備え、
前記増幅手段は、
前記センサ出力信号が入力される第１、第２、および第３のオペアンプと、
前記第１、第２、および第３のオペアンプの各オフセット電圧を打ち消すオフセット補償信号を所定の周期毎に前記第１のオペアンプから生成させ、当該オフセット補償信号を前記第１、第２、および第３のオペアンプの各オフセット補償用端子に供給して保持させ前記オフセット電圧を打ち消すオフセット補償手段と、
前記第２のオペアンプの出力端子と反転入力端子との間に接続される第１の抵抗、および前記第１の抵抗と同じ温度係数を有し、前記第３のオペアンプの出力端子と前記第２のオペアンプの反転入力端子と間に接続される第２の抵抗とを含み、
前記基準信号発生手段は、
絶対温度に比例するとともに基準抵抗の大きさに反比例する定電流を発生する第１定電流源と、
この第１定電流源と直列に接続され、電圧・電流変換用抵抗に温度依存性のない定電圧を印加させて定電流を発生する第２定電流源と、
前記第２定電流源の電流と前記第１定電流源の電流との差の定数倍の電流からなる定電流を発生させる第３定電流源と、
この第３定電流源に直列に接続され、前記第３定電流源からの定電流を流す上限基準電圧発生用抵抗および下限基準電圧発生用抵抗とを備え、
前記基準抵抗、前記電圧・電流変換用抵抗、前記上限基準電圧発生用抵抗、および前記下限基準電圧発生用抵抗は、同一の温度係数を持ち、
前記上限基準電圧発生用抵抗および下限基準電圧発生用抵抗に発生する２つの電位のうちの１つの電位または２つの電位を基準電位として取り出すようにし、
かつ、前記増幅手段、前記基準信号発生手段、前記比較手段、および前記定電圧生成手段は、絶縁性基板上に設けられた半導体層を用いて形成させたことを特徴とする半導体装置。 - 前記半導体層は、シリコン薄膜であることを特徴とする請求項８に記載の半導体装置。
- 前記シリコン薄膜の厚さは、３０ｎｍ以上１０００ｎｍ以下であることを特徴とする請求項９に記載の半導体装置。
- 前記センサは、センサ出力信号が固有の温度係数を持ち、そのセンサ出力信号が絶対温度の１次関数で与えられることを特徴とする請求項８、請求項９、または請求項１０に記載の半導体装置。
- 前記センサは、磁気センサであることを特徴とする請求項８から請求項１１のうちのいずれか１項に記載の半導体装置。
- 前記磁気センサは、ホール素子であることを特徴とする請求項１２に記載の半導体装置。
- 前記ホール素子は、その感磁部がＧａＡｓにより構成されていることを特徴とする請求項１３に記載の半導体装置。
- 前記第１、第２、第３のオペアンプのそれぞれは、
前記センサ出力信号を差動増幅する差動増幅部と、
この差動増幅部のオフセット電圧を打ち消すオフセット補償部とからなり、
前記オフセット補償部は、前記差動増幅部のオフセット電圧に応じたオフセット補償信号を所定の周期毎に受け取り、このオフセット補償信号に基づいて前記差動増幅部のオフセット電圧を打ち消すようにしたことを特徴とする請求項８から請求項１４のうちのいずれか１項に記載の半導体装置。 - 前記オフセット補償手段は、さらに前記差動増幅部のオフセット電圧を打ち消す電圧を保持するコンデンサを備え、
このコンデンサに前記差動増幅部のオフセット電圧に応じた電圧を周期的に保持させ、前記オフセット補償部は、前記保持電圧に基づいて前記差動増幅部のオフセット電圧を打ち消すようにしたこと特徴とする請求項１５に記載の半導体装置。 - 前記比較手段は、前記増幅手段からの増幅出力信号の大きさを２つの基準電圧の大きさと比較し、この比較結果に応じて出力がオン・オフすることを特徴とする請求項８から請求項１６のうちのいずれか１項に記載の半導体装置。
- 前記比較手段は、前記増幅手段からの増幅出力信号の大きさの基準電圧に対する割合を演算し、その割合に応じたデジタル信号を出力するようになっていることを特徴とする請求項８から請求項１６のうちのいずれか１項に記載の半導体装置。
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