JP2009033059A - 半導体装置 - Google Patents

Abstract

【課題】回路規模が小さく消費電力の小さな半導体装置を提供すること。
【解決手段】半導体装置は、温度変化に応じて内部抵抗が変化するセンサから出力された信号を所定の増幅率で増幅する増幅部と、センサの内部電流に応じて基準電流を生成するカレントミラー回路を有し、基準電流に応じた基準電圧を発生する基準電圧発生部と、増幅部からの出力電圧と基準電圧とを比較し、これら電圧の大小関係に応じて所定レベルの信号を出力する比較部と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、各種センサと共に使用される温度補償機能付きの半導体装置、並びに、当該半導体装置を有する携帯端末に関する。

各種センサと共に使用される信号処理用の集積回路（以下「ＩＣ」という。）は様々な電子機器で利用されている。例えば、磁気センサからの出力信号に応じてＨレベル又はＬレベルの信号を出力するＩＣは、携帯電話の筐体の開閉を検知するために利用されている。

但し、センサからの出力信号は温度によって変化するため、センサからの出力信号を増幅及び演算して規定の感度で異なる信号を出力するＩＣには、温度変化に影響を受けず常に規定の感度で信号を出力するための温度補償機能が設けられる（例えば、特許文献１参照）。

図１５は、特許文献１に示された、センサ及び温度補償機能を有するセンサ信号処理回路を備えた半導体装置を示すブロック図である。図１５に示すセンサ１は、その出力が絶対温度に対して１次関数的に変化するものである。これに対応して、基準電圧発生回路１３は、絶対温度に対して１次関数的に変化する基準電圧Vhigh、Vlowを発生し、これを、シュミット・トリガ回路１４がセンサ信号増幅回路１２の出力信号の大きさと比較してオン・オフ出力するための基準電圧とした。センサ信号増幅回路１２は、オフセット補償を行いながら、センサ１からの出力信号を温度依存性のない増幅率で増幅する。センサ信号処理回路２は、絶縁性基板に設けたシリコン薄膜を用いて形成した。従って、センサ１の出力について低温から高温の広い温度範囲に亘って高精度の温度補償ができ、もって高温下でも高精度かつ高信頼性の動作が実現できる。

国際公開第００／３６６５９号パンフレット

携帯電話等の小型電子機器で用いられる部品は小型化が要求される。しかし、上記説明した半導体装置が備えるセンサ信号処理回路２は、バンドギャップリファレンス電圧生成回路８及び基準電圧発生回路１３を有するため回路規模が大きい。その結果、半導体装置を構成するＩＣチップの面積が増大し、部品の小型化を実現できない。

また、携帯電話等の携帯端末の電力源は電池であるため、半導体装置の消費電力は小さい方が好ましい。

本発明の目的は、回路規模が小さく消費電力の小さな半導体装置を提供することである。

本発明は、温度変化に応じて内部抵抗が変化するセンサから出力された信号を所定の増幅率で増幅する増幅部と、前記センサの内部電流に応じて基準電流を生成するカレントミラー回路を有し、前記基準電流に応じた基準電圧を発生する基準電圧発生部と、前記増幅部からの出力電圧と前記基準電圧とを比較し、これら電圧の大小関係に応じて所定レベルの信号を出力する比較部と、を備えた半導体装置を提供する。

上記半導体装置では、前記基準電圧発生部は、前記基準電流が流れる抵抗素子によって電源電圧から降圧された電圧を前記基準電圧として発生するとき、前記増幅部は、前記所定の増幅率を決定する２つの抵抗を含む差動増幅回路であり、前記２つの抵抗の各温度係数によって決定される前記所定の増幅率の温度係数が、前記抵抗素子の温度係数にマイナス１を乗算した値に等しい。

上記半導体装置は、当該半導体装置に電源電圧を供給する経路を開閉するスイッチ部を備え、前記スイッチ部は、定期的に所定の期間だけオンされる。

上記半導体装置では、前記増幅回路は、増幅信号を出力する非反転出力端子と、正負が反転した増幅信号を出力する反転出力端子と、を有し、前記非反転出力端子と前記比較部の入力端子との間には、前記基準電圧発生部が発生した前記基準電圧を前記非反転出力端子側に印加する基準電圧印加部が設けられている。

上記半導体装置では、前記基準電圧印加部は、前記基準電流によって充電される、出力電圧が前記基準電圧と同等のコンデンサであり、当該半導体装置は、前記コンデンサの充電時の経路と放電時の経路とを切り替える経路切替部を備え、前記充電時の経路と前記放電時の経路とが定期的に切り替えられる。

上記半導体装置は、前記センサを備える。

本発明は、上記半導体装置を備えた携帯端末を提供する。

本発明によれば、回路規模が小さく消費電力の小さな半導体装置を提供することができる。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態の半導体装置を示すブロック図である。図１に示すように、第１の実施形態の半導体装置は、物理量を電気信号に変換して出力するセンサ１と、センサ１の出力信号を処理するための複数の構成要素から構成される信号処理回路とを備える。本実施形態の半導体装置は、望ましくは、センサ１と信号処理回路とがＩＣチップ上に一体に組み込まれたモノリシックＩＣにより実現される。

センサ１は、外部要因によって内部抵抗成分が変化する、磁気センサや温度センサ、湿度センサ、光センサ等である。本実施形態では、センサ１として、磁界に応じて異なる起電力を発生するホール素子（ホールセンサ）を例に説明する。センサ１には温度に依存しない一定の電源電圧Vccが印加され、外部の磁界が変化すると、出力端子３，４間に発生するホール起電力Vhが変化する。また、外部の磁界が変化すると、センサ１を流れる電流Isも変化する。

図１に示すように、センサ１の内部電流Isは、コレクタとベースがショートされ、エミッタが接地されたＮＰＮバイポーラトランジスタ８のコレクタに供給される。センサ１の出力電流Isは、センサ１の抵抗値をRh、ＮＰＮバイポーラトランジスタ８のベース電圧（＝コレクタ電圧）をVBとすると下式（１）で示される。

Is = (Vcc - VB)／Rh …（１）

ＮＰＮバイポーラトランジスタ８とＮＰＮバイポーラトランジスタ９はカレントミラー回路を形成している。ＮＰＮバイポーラトランジスタ９のコレクタ電流は、ＮＰＮバイポーラトランジスタ８とＮＰＮバイポーラトランジスタ９の素子数比率により決定される。ＮＰＮバイポーラトランジスタ８の素子数をn、ＮＰＮバイポーラトランジスタ９の素子数をmとすると、ＮＰＮバイポーラトランジスタ９のコレクタ電流Ismは下式（２）で示される。

Ism = (m／n)×Is …（２）

本実施形態では、ＮＰＮバイポーラトランジスタ９のコレクタに、抵抗値Rを有する抵抗７を介して電源電圧Vccが印加されている。このため、ＮＰＮバイポーラトランジスタ９のコレクタ電圧Vcは下式（３）で示される。

Vc = Vcc -（Ism×R） …（３）

センサ１の出力端子３は増幅回路５の反転入力端子（−側）に接続され、出力端子４は非反転入力端子（＋側）に接続されている。このため、センサ１の出力端子３，４間に発生したホール起電力Vhは、増幅回路５に印加される。増幅回路５の出力電圧Voは、印加されたホール起電力Vhに応じて変化する。

本実施形態では、センサ１に磁界が印加されていない（Vh = 0）とき、増幅回路５の出力電圧VoがＮＰＮバイポーラトランジスタ９のコレクタ電圧Vcになるように設定される。当該設定のためには、例えば、図２に示すコモンモードフィードバック回路が用いられる。なお、コモンモードフィードバック回路とは、２つの出力電圧の平均値が所定の値（コモン電圧）になるようにフィードバックをかける回路である。２つの出力電圧を検出するためには抵抗分圧器が用いられる。

図２は、コモンモードフィードバック回路を含む増幅回路の回路図である。図２に示すように、本実施形態の増幅回路５は、コモンモードフィードバック回路１７及び２つの抵抗１３を含む。増幅回路５の非反転入力端子１４の入力電圧をVin^＋、反転入力端子１５の入力電圧をVin⁻とし、コモンモードフィードバック回路１７のコモンモード端子１２に印加されるコモンモード電圧V_CMをVcとすると、Vin^＋＝Vin⁻時の増幅回路５の出力端子１６からは、コモンモード電圧V_CM(= Vc)と同電位の信号が出力される。すなわち、出力電圧Vo = V_CM = Vcとなる。

なお、増幅回路５には、オフセットを打ち消すための回路が含まれていることが好ましい。

増幅回路５の増幅率をαとし、ホール起電力Vhが印加されているときの増幅回路５の出力電圧Voは下式（４）で示される。

Vo = (Vh × α) + Vc …（４）

比較器６は、基準電圧としてのＮＰＮバイポーラトランジスタ９のコレクタ電圧Vcと増幅回路５の出力電圧Voを比較して、それらの大小関係に応じてＨレベル又はＬレベルの信号を出力する。比較器６は、例えば、Vo ＞ VcのときＨレベルの信号を出力し、Vo ＜ VcのときＬレベルの信号を出力する。比較器６は、急激な電源変動による雑音や、回路で発生する雑音、外乱雑音等により誤ったレベルの信号を出力する恐れがあるため、比較器６にヒステリシス機能を設けることにより誤出力を防止する構成が望ましい。

以下、本実施形態の半導体装置が有する温度補償機能について説明する。図３は、一般のダイオードのVBE温度特性を示す図である。ＮＰＮバイポーラトランジスタ８のコレクタ−ベース間はショートしているので、ＮＰＮバイポーラトランジスタ８のベース電圧VBの温度特性は、ダイオードのVBE温度特性と同じである。図３に示すように、ベース電圧VBの温度係数は約-1.8mV／℃である。ＮＰＮバイポーラトランジスタ８のベース電圧VBは、２５℃のときのベース電圧をVBn、温度をTとすると、下式（５）で示される。

VB = VBn - 1.8mV／℃×(T - 25℃) …（５）

図４は、センサ１の温度特性の一例を示す図である。センサ１（ホール素子）の抵抗値Rhの温度特性は、ホール素子がＰ型シリコン基板上に形成されたＮ型領域に形成された場合には、例えば約6000ppm／℃である。センサ１の抵抗値Rhは、２５℃のときの抵抗値をRhnとすると、下式（６）で示される。

Rh = Rhn×(1 + 6000ppm／℃×(T - 25℃)) …（６）

したがって、式（１）に示したセンサ１の内部電流Isは、下式（７）で示される。

Is = (Vcc - VB)／Rh
= (Vcc - VBn + 1.8m／℃×(T - 25℃))／(Rhn×(1 + 6000ppm／℃×(T - 25℃))) …（７）

また、抵抗７の温度係数をβppm／℃、２５℃のときの抵抗値をRnとすると、抵抗７の抵抗値Rｈは、下式（８）で示される。

R = Rn×(1 + βppm／℃×(T - 25℃)) …（８）

したがって、式（３）に示したコレクタ電圧Vcは、式（２）、式（７）、式（８）から、下式（９）で示される。

Vc = Vcc - (Ism×R)
= Vcc - ((m／n）×(Vcc - VBn + 1.8m／℃×(T - 25℃))／(Rhn×(1 + 6000ppm／℃×(T - 25℃)))×Rn×(1 + βppm／℃×(T - 25℃)） …（９）

センサ１がホール素子の場合はある磁界が印加されることにより出力端子３、４間に生じるホール起電力Vhはセンサ１に流れる電流値Isに比例して、ホール係数をKh、N型層の厚さをd、磁界をBとすると、下式（１０）で示される。

Vh= (Kh／d)×Is×B …（１０）

式（１０）において、Khはホール係数であり、nをキャリア濃度、qを電荷とするとKh=1／nqで示される。よって式（１０）は下式（１１）で示される。

Vh = (Is×B)×（１／nq）×1／d …（１１）

一方、センサ１に流れる電流Isは、Rhをセンサ抵抗とすると、Is＝（Vcc−VB）／Rh …（１２）になる。Rhは導電率σと以下の関係にある。

Rh＝（１／σ）×(L／（d×W)） …（１３）

ここで、Lはセンサの長さ、Wはセンサの幅、導電率σはqとnと移動度μの積で示される（σ=qnμ）。

これにより、式（１１）は式（１２）と式（１３）から、下式になる。

Vh＝（Vcc−VB）×B×μ×W／L …（１４）

Vhは増幅演算回路５によりα倍される。

よって、２５℃時のVhをVhnとすると、Voは下式（１５）で示される。

Vo＝α×Vh＝α×（Vcc−VB）×B×μ×W／L …（１５）

ここで、基準電圧Vcは、Vc = Vcc-（Ism×R）であり、NPNバイポーラトランジスタ８とNPNバイポーラトランジスタ９の素子数比率を１とすると、Vc＝Vcc−(Is×R)＝Vcc−((Vcc - VB )／Rh)×Rになる。

Rhと移動度μはRh-1=μＡ（Ａは、Ａ＝qndW／Lの定数で温度依存性なし）の関係にあるので、Vc＝Vcc−((Vcc−VB)×μＡ)×R …（１６）になる。

ここで、式（１５）のVo、式（１６）のVcにおいてVcc-VBとμの積の項があるが、Vcc-VBとμの温度依存性は互いにキャンセル可能である。

ここで、抵抗７の温度係数βが小さいものを用いることで、０が好ましい。抵抗７の温度係数βを０とすると、NPNバイポーラトランジスタ８とNPNバイポーラトランジスタ９の素子数比率を１とすると、増幅演算回路５の出力電圧Voの温度依存は同一特性になる。よって、センサ１にある磁界を印加して得られるホール起電力が温度に依存しても、比較器の出力は常に一定の磁界が印加されたときに、所望の信号（High・Low）を出力することが実現できる。

式（９）から、例えば抵抗７の温度係数βが1000ppm／℃であると、その基準電圧Vcと出力電圧Voの温度特性は抵抗７の温度係数1000ppm／℃になる。出力電圧Voは温度依存しない構成であると、その出力電圧Voと基準電圧Vcの温度特性差は1000ppm／℃の温度依存性を持つことになり、温度補償を完全には行うことができない。

図５は、増幅回路５の回路図である。図５に示すように、増幅回路５は、オペアンプ１９と抵抗Ｒ１，Ｒ２とから形成された差動増幅回路である。増幅回路５には、オペアンプ１９の出力から反転入力への負帰還ループが形成され、当該ループ中に抵抗Ｒ１が設けられている。また、オペアンプ１９の反転入力端子は抵抗Ｒ２を介して接地されている。

オペアンプ１９単体の増幅率が充分に大きい場合、入力端子１８の入力電圧をVin、出力端子２０の出力電圧をVout、接地端子電圧Vbとすると、これら電圧の関係は下式（１７）で示される。

Vout = Vin + (R1／R2)Vin - (R1／R2)×Vb …（１７）

上記式（１７）より、増幅回路５の増幅率はR1／R2であるため、例えば、図６に示すように、抵抗Ｒ１の温度係数を-500ppm／℃、抵抗Ｒ２の温度係数を500ppm／℃とすると、増幅回路５の増幅率の温度係数は-1000ppm／℃になる。式（１１）に示すように、増幅回路５の出力電圧Voは増幅率αに比例するため、増幅率αの温度係数が1000ppm／℃であれば、出力電圧Voの温度係数は-2000ppm／℃となる。一方、抵抗７の温度係数が1000ppm／℃のとき、式（９）より、基準電圧Vcの温度係数は-2000ppm／℃となる。

このように、比較器６の２つの入力電圧の温度係数が同じであるため、抵抗７の温度係数が０ではない場合であっても温度依存性のない半導体装置を実現できる。すなわち、抵抗７の温度係数に応じて、増幅回路５の抵抗Ｒ１，Ｒ２として適当な温度係数の抵抗を選択し、増幅回路５の増幅率の温度係数を調整する。なお、適当な温度係数の抵抗Ｒ１，Ｒ２とは、「抵抗Ｒ１の温度係数−抵抗Ｒ２の温度係数」が「抵抗７の温度係数β×-1」に等しい関係を満たす抵抗である。増幅回路５の増幅率の温度係数を調整することで、抵抗７の温度係数に応じた温度補償を行うことできる。

以上説明したように、広い温度範囲に亘って高精度の温度補償機能を有する本実施形態の半導体装置には、図１５に示した半導体装置が備えるバンドギャップリファレンス回路が設けられていない。このため、回路規模を小さくでき、これに伴い低消費電力を実現できる。

（第２の実施形態）
第１の実施形態では、センサ１としてホール素子を例に説明したが、第２の実施形態では、センサ１がｃｄｓ光導電セルを用いたブリッジ回路の光センサである場合について説明する。ｃｄｓ光導電セルは、輝度に応じて抵抗値が変化する特長を有する（図８参照）。図７に示す光センサ３０は、第２の実施形態のセンサ１の具体例である。光センサ３０では、ｃｄｓ光導電セル２４と抵抗２９は直列接続され、ｃｄｓ光導電セル２４と抵抗２９は直列接続は２個あり、各々、ｃｄｓ光導電セル２４と抵抗２９側が端子２７に接続され、一方は端子２８に接続される。また、ｃｄｓ光導電セル２４と抵抗２９間を各々、端子２５及び端子２６とする。

端子２７からは電源電圧Vccが供給され、端子２８はＮＰＮバイポーラトランジスタ８のコレクタ及びベースに接続する。端子２５及び２６はセンサ端子３及び４に接続される。

以下、センサ１として図７に示した光センサ３０を用いた場合の半導体装置について、図１を参照して説明する。図８に示すように、輝度Ｌ１のとき、ｃｄｓ光導電セル２４の抵抗値がR1=4kΩであり、抵抗２９が1ｋΩであり、Vcc=2.6V、VB=0.6Vとすると、式（１）により、光センサ３０に流れる電流Isは(2.6 - 0.6)／2.5kΩ = 0.8mAになる。

ＮＰＮバイポーラトランジスタ８の素子数をn、ＮＰＮバイポーラトランジスタ９の素子数mを各々１とすると、式（２）により、ＮＰＮバイポーラトランジスタ９のコレクタ電流IsmはIsに等しい。したがって、ＮＰＮバイポーラトランジスタ９のコレクタ電圧（基準電圧）Vcは、抵抗７の抵抗値Rを1kΩとすると、式（３）より、Vc = 2.6 - （0.8mA×1kΩ） = 1.8Vになる。

この状態での端子３（端子２５）及び端子４（端子２６）間の電圧Vhは、3×(Vcc - VB)／5 = 1.2Vであり、増幅回路５の増幅率を1.5以上に設定しておくことで、基準電圧Vcよりも増幅回路５の出力電圧Voが大きくなり（Vo ＞ Vc）、比較器６はＨレベルの信号を出力する。

また、輝度Ｌ２のとき、ｃｄｓ光導電セル２４の抵抗値がR2=3kΩであり、抵抗２９が1ｋΩであり、Vcc=2.6V、VB=0.6Vとすると、式（１）により、光センサ３０に流れる電流Isは(2.6 - 0.6)／2kΩ=1.0mAになり、基準電圧Vcは2.6 - （1.0mA×1kΩ） = 1.6Vになる。この状態での端子３（端子２５）及び端子４（端子２６）間の電圧Vhは、2×(Vcc - VB)／4 = 1.0Vであり、増幅回路５の増幅率を1.5に設定しておくことで、基準電圧Vcが増幅回路５の出力電圧Voよりも大きくなり（Vo ＜ Vc）、比較器６はＬレベルの信号を出力する。このように、比較器６の出力レベルは、輝度に応じて異なる。

以上説明したように、本実施形態の半導体装置は、センサ１としてｃｄｓ光導電セルを用いたブリッジ回路の光センサを用いたときにも所望の動作を行い、第１の実施形態の半導体装置と同様な効果を奏する。

（第３の実施形態）
図９は、第３の実施形態の半導体装置を示すブロック図である。なお、図９において、図１と共通する構成要素には同じ参照符号が付されている。

図９に示すように、第３の実施形態の半導体装置も、物理量を電気信号に変換して出力するセンサ１と、センサ１の出力信号を処理するための複数の構成要素から構成される信号処理回路とを備える。本実施形態の半導体装置は、望ましくは、センサ１と信号処理回路とがＩＣチップ上に一体に組み込まれたモノリシックＩＣにより実現される。

第１の実施形態と同様に、センサ１がホール素子の場合、センサ１に磁界が印加されると出力端子３，４間にホール起電力Vhが生じる。増幅回路５の増幅率αは、第１の実施形態と同様である。本実施形態の半導体装置が備える増幅回路３０の出力は２つ（Vo^＋，Vo⁻）あり、各出力電圧とホール起電力Vhとの関係は下式（１８）で示される。

Vo^＋ - Vo⁻ = α×Vh …（１８）

本実施形態の半導体装置には、スイッチφ１及びスイッチφ２の開閉動作を行うためのクロック生成回路３３が設けられている。スイッチφ１及びスイッチφ２はＭＯＳトランジスタで構成され、一般にはＭＯＳトランジスタのゲート電圧を制御することによって開閉動作される。また、コンデンサ３１が抵抗７と並列に設けられている。コンデンサ３１は、抵抗７の入出力間に発生する差電圧Vcを検出するために用いられ、ＮＰＮバイポーラトランジスタ９のコレクタ電流Ismによって充電され、出力電圧は第１の実施形態で説明した基準電圧Vcと同等である。

図１０は、クロック生成回路３３により生成されるスイッチ開閉のタイミングを示す図である。図１０に示すように、クロック生成回路３３は、スイッチφ１の開閉と、スイッチφ２の開閉が逆となるよう制御する。図１１（ａ）は、スイッチφ１が閉状態、スイッチφ２が開状態のときの等価回路を示す図である。図１１（ａ）に示す状態では、コンデンサ３１は、ＮＰＮバイポーラトランジスタ９のコレクタ電流Ismによって充電される。図１１（ｂ）は、スイッチφ１が開状態、スイッチφ２が閉状態のときの等価回路を示す図である。図１１（ｂ）に示す状態では、コンデンサ３１は、第１の実施形態で説明した基準電圧と同等の抵抗７の差電圧Vcで放電する。

図１１（ｂ）に示す状態のとき、比較器６に入力される２つの信号の各電圧は、コンデンサ３１のプラスに帯電した側が増幅回路３０の非反転出力端子側に接続されているため、Vo^＋-VcとVo⁻である。なお、コンデンサ３１は、増幅回路３０の反転出力端子側に接続するよう設けられても良い。この場合、比較器６に入力される２つの信号の各電圧は、Vo⁻-VcとVo^＋である。

図１１（ｂ）に示す状態のとき、比較器６は、Vo^＋−VcとVo⁻を比較して、それらの大小関係に応じてＨレベル又はＬレベルの信号を出力する。比較器６は、例えば、Vo^＋−Vc ＞ Vo⁻のときＨレベルの信号を出力し、Vo^＋−Vc ＜ Vo⁻のときＬレベルの信号を出力する。

以下、本実施形態の半導体装置が有する温度補償機能について説明する。
図１１（ａ）に示す、スイッチφ１が開状態、スイッチφ２が閉状態のときの抵抗７の差電圧Vcは、下式（１９）で示される。

Vc = R×Ism …（１９）

式（５）から式（１１）によると、抵抗７の温度係数βが０とし、ＮＰＮバイポーラトランジスタ８とＮＰＮバイポーラトランジスタ９の素子数比率を１とすると、差電圧Vcの温度係数は3000ppm／℃になる。一方、増幅回路５の出力電圧差「Vo^＋−Vo⁻」の温度係数は3000ppm／℃である。このため、比較器６の入力電圧「Vo^＋- Vc」と「Vo⁻」は互いに温度依存しない。したがって、温度依存性のない半導体装置を実現できる。なお、抵抗７の温度係数βが０ではないときには、第１の実施形態で説明したように増幅回路３０の増幅率の温度係数を調整することで、温度依存性のない半導体装置を実現することができる。

なお、上記説明した第１〜第３の実施形態の半導体装置に供給される電源電圧Vccは、所定の周期毎に短時間供給されても良い。この場合、図１２に示すように、電源電圧Vccが供給される経路を開閉するスイッチφ３と、スイッチφ３のオンオフ動作を制御するスイッチング制御部５１とが半導体装置に設けられる。スイッチング制御部５１は、例えば、６０ｍ秒毎に１０ｍ秒間だけスイッチφ３をオンし（経路を閉じ）て、半導体装置に電源電圧Vccを供給する。なお、スイッチング制御部５１は、半導体装置の外部に設けられても良い。このように、半導体装置を定期的に短時間だけ動作させることによって消費電力をさらに低くできる。

また、上記実施形態の半導体装置が備えるＮＰＮバイポーラトランジスタ８及びＮＰＮバイポーラトランジスタ９は、ＰＮＰバイポーラトランジスタであっても良い。この場合、ＰＮＰバイポーラトランジスタは、センサ１や抵抗７よりも電源電圧Vccが印加される電源端子側に設けられる。

また、ＮＰＮバイポーラトランジスタ８及びＮＰＮバイポーラトランジスタ９は、ＮＭＯＳトランジスタであっても良い。

さらに、ＮＰＮバイポーラトランジスタ８及びＮＰＮバイポーラトランジスタ９は、ＰＭＯＳトランジスタであっても良い。この場合も、ＰＮＰバイポーラトランジスタと同様に、ＰＭＯＳトランジスタは、センサ１や抵抗７よりも電源端子側に設けられる。

（第４の実施形態）
上記説明した実施形態の半導体装置が備えるセンサ１が磁気センサである場合、当該半導体装置と磁石を用いて、磁石に対する半導体装置の移動、又は半導体装置に対する磁石の移動を検知することができる。当該半導体装置及び磁石は、例えば、折りたたみ型の携帯電話に設けられ、半導体装置は筐体の開閉を検知する。

図１３は、折りたたみ型携帯電話が閉状態であるときの正面図（ａ）及び側面図（ｂ）を示す。また、図１４は、折りたたみ型携帯電話が開状態であるときの正面図（ａ）及び側面図（ｂ）を示す。図１３及び図１４に示す携帯電話は、ヒンジ部３８を中心として、ディスプレイ３９及びサブディスプレイ３５を有する第１の筐体３４と、スイッチ部４０を有する第２の筐体３７とを備える。

当該携帯電話には、開閉方向にSNと着磁された磁石３６を第１の筐体３４に配置し、第２の筐体３７の磁石３６に対向する位置に半導体装置３９を配置する。図１３に示す閉状態では、半導体装置３９は磁石３６に近いため強磁界を受け、半導体装置３９はＨレベルの信号を出力する。一方、図１４に示す開状態では、半導体装置３９は磁石３６から遠いため弱磁界を受け、半導体装置３９はＬレベルの信号を出力する。

このように、半導体装置３９と磁石３６の位置関係に応じて半導体装置３９の出力レベルが変化するため、折りたたみ型携帯電話の開閉状態が検知され得る。

本発明に係る半導体装置は、回路規模が小さく消費電力の小さな、各種センサと共に使用される温度補償機能付きの半導体装置等として有用である。

第１の実施形態の半導体装置を示すブロック図 コモンモードフィードバック回路を含む増幅回路の回路図 一般のダイオードのVBE温度特性を示す図 センサの温度特性の一例を示す図 増幅回路の回路図 増幅回路が有する２つの抵抗の温度特性及び増幅率の温度特性の一例を示す図 ｃｄｓ光導電セルを用いたブリッジ回路の光センサを示す回路図 ｃｄｓ光導電の輝度と抵抗値の関係の一例を示す図 第３の実施形態の半導体装置を示すブロック図 クロック生成回路により生成されるスイッチ開閉のタイミングを示す図 スイッチφ１が閉状態、スイッチφ２が開状態のときの等価回路を示す図（ａ）、及びスイッチφ１が開状態、スイッチφ２が閉状態のときの等価回路を示す図（ｂ） 電源電圧が供給される経路を開閉するスイッチと、当該スイッチのオンオフ動作を制御するスイッチング制御部とを備えた半導体装置を示すブロック図 折りたたみ型携帯電話が閉状態であるときの正面図（ａ）及び側面図（ｂ） 折りたたみ型携帯電話が開状態であるときの正面図（ａ）及び側面図（ｂ） 特許文献１に示された、センサ及び温度補償機能を有するセンサ信号処理回路を備えた半導体装置を示すブロック図

符号の説明

１ センサ
３，４ 出力端子
５，３０ 増幅回路
６ 比較器
７ 抵抗
８，９ ＮＰＮバイポーラトランジスタ
１３ 抵抗
１７ コモンモードフィードバック回路
１９ オペアンプ
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗
３０ 光センサ
３１ コンデンサ
φ１，φ２ スイッチ
３３ クロック生成回路
φ３ スイッチ
５１ スイッチング制御部

Claims (7)

1. 温度変化に応じて内部抵抗が変化するセンサから出力された信号を所定の増幅率で増幅する増幅部と、
   前記センサの内部電流に応じて基準電流を生成するカレントミラー回路を有し、前記基準電流に応じた基準電圧を発生する基準電圧発生部と、
   前記増幅部からの出力電圧と前記基準電圧とを比較し、これら電圧の大小関係に応じて所定レベルの信号を出力する比較部と、
   を備えたことを特徴とする半導体装置。
2. 請求項１に記載の半導体装置であって、
   前記基準電圧発生部は、前記基準電流が流れる抵抗素子によって電源電圧から降圧された電圧を前記基準電圧として発生するとき、
   前記増幅部は、前記所定の増幅率を決定する２つの抵抗を含む差動増幅回路であり、
   前記２つの抵抗の各温度係数によって決定される前記所定の増幅率の温度係数が、前記抵抗素子の温度係数にマイナス１を乗算した値に等しいことを特徴とする半導体装置。
3. 請求項１に記載の半導体装置であって、
   当該半導体装置に電源電圧を供給する経路を開閉するスイッチ部を備え、
   前記スイッチ部は、定期的に所定の期間だけオンされることを特徴とする半導体装置。
4. 請求項１に記載の半導体装置であって、
   前記増幅回路は、増幅信号を出力する非反転出力端子と、正負が反転した増幅信号を出力する反転出力端子と、を有し、
   前記非反転出力端子と前記比較部の入力端子との間には、前記基準電圧発生部が発生した前記基準電圧を前記非反転出力端子側に印加する基準電圧印加部が設けられたことを特徴とする半導体装置。
5. 請求項４に記載の半導体装置であって、
   前記基準電圧印加部は、前記基準電流によって充電される、出力電圧が前記基準電圧と同等のコンデンサであり、
   当該半導体装置は、前記コンデンサの充電時の経路と放電時の経路とを切り替える経路切替部を備え、
   前記充電時の経路と前記放電時の経路とが定期的に切り替えられることを特徴とする半導体装置。
6. 請求項１に記載の半導体装置であって、
   前記センサを備えたことを特徴とする半導体装置。
7. 請求項１〜６のいずれか１項に記載の半導体装置を備えたことを特徴とする携帯端末。

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