JP4994854B2 - 制御モータ駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、制御モータ駆動装置に関し、特にインバータ回路内に流れる電流のノイズによって発生する制御モータの誤作動を解消させる際に用いて好適なものである。

従来より、制御モータの駆動によって生じる騒音又はトルク斑を解消させる技術として、制御モータをインバータ制御させる制御モータ駆動装置の研究及び開発が進められている。かかる制御モータ駆動装置は、例えば、空調装置に設けられるコンプレッサ、洗濯機に設けられるドラム駆動モータ、車両用駆動モータ等、広範な技術分野に亘り広く利用されている。

特開２００２−１５９１９４（特許文献１）では、制御モータ駆動装置の技術を用いたインバータ制御システムが示されている。図５を参照して特許文献１の技術に係るインバータ駆動システムの構成を説明する。尚、同図において、スイッチング素子群１４０を構成する複数のユニットを、それぞれスイッチ回路１４０ａ〜１４０ｆとして以下説明する。図示の如く、インバータ駆動システム１００は、交流電源１１０と整流回路１２０とアクティブコンバータ回路１３０（特許請求の範囲における力率改善回路）とスイッチング素子群１４０（特許請求の範囲における複数のスイッチ回路）とドライブ回路１４１と制御マイコン１４２と電流検出回路１４３と制御モータ１５０とから構成されている。かかる整流回路１２０は交流電源１１０の負の成分を正の成分に変換しリップル電圧を生成する。アクティブコンバータ回路１３０はリップル電圧を平滑化し制御マイコン１４２に基づいてＰＷＭ波形制御を行う。スイッチング素子群１４０を構成するそれぞれのスイッチ回路１４０ａ〜１４０ｆは、ＩＧＢＴによって成るスイッチング素子Ｔｒａ〜Ｔｒｆから構成され、ドライブ回路１４１によって駆動される。

制御マイコン１４２は、ドライブ回路１４１と電流検出回路１４３と力率改善回路１３１（実施の形態における波形制御部）がそれぞれ接続されており、外部から供給される指令回転数を受信してドライブ回路及び力率改善回路１３１を駆動させる機能を備える。ドライブ回路１４１では、制御マイコン１４２から送信されるドライブ回路駆動信号ＳＧｍに応じて、出力ポートからスイッチング素子駆動信号ＳＧａ〜ＳＧｆを出力させる。

ドライブ回路１４１は、ドライブ回路駆動信号ＳＧｍに基づいて、Ｈｉｇｈ−Ｌｏｗ信号から成るスイッチング素子駆動信号ＳＧａ〜ＳＧｆをそれぞれ出力する。具体的にはスイッチング素子駆動信号ＳＧａ〜ＳＧｆの出力パターンが複数規定されており、このうち、第１の駆動状態では、スイッチング素子駆動信号ＳＧａ及びＳＧｅのみＨｉｇｈ信号を出力し、スイッチ回路１４０ａ及びスイッチ回路１４０ｅのみを駆動状態とさせる。また、第２の駆動状態では、スイッチ回路１４０ａとスイッチ回路１４０ｆを駆動状態とさせる。更に、第３の駆動状態では、スイッチ回路１４０ｆとスイッチ回路１４０ｂを駆動状態とさせる。加えて、第４の駆動状態では、スイッチ回路１４０ｂとスイッチ回路１４０ｄを駆動状態とさせ、第５の駆動状態では、スイッチ回路１４０ｃとスイッチ回路１４０ｄを駆動状態とさせ、第６の駆動状態では、スイッチ回路１４０ｃとスイッチ回路１４０ｅを駆動状態とさせる。そして、ドライブ回路１４１は、第１の駆動状態から順次切換操作を行い、第６の駆動状態とされた後に再び第１の駆動状態へ復帰させ、これにより、インバータ回路１４０の循環制御を行う。

図６にはインバータ制御システム１００の一部拡大図が示されており、併せて、スイッチング素子群の駆動状態が説明されている。尚、同図では、ドライブ回路１４１に出力ポートＰａ〜Ｐｆを追加図示して説明する。図６（ａ）に示す如く、第１の駆動状態とされたスイッチング素子群１４０では、スイッチ回路１４０ａ及びスイッチ回路１４０ｅが駆動状態とされ、その他のスイッチ回路が非駆動状態とされる。この場面では、スイッチング素子群１４０には変調電位Ｖｍが印加されている。従って、スイッチング素子群１４０を流れる電流は、当該電流の値を変えつつ、起点ａ→スイッチング素子Ｔｒａ→制御モータ１５０→スイッチング素子Ｔｒｅ→電流検出回路１４３→終点ｂへと導かれる。このとき、電流検出回路１４３は、出力電流ＩＬを検出し、これによって検出された電流値を制御マイコン１４２へ出力する。そして、制御マイコン１４２では、検出された電流値が予め規定された限界電流値より大きい場合には、制御モータ１５０を予め規定された停止モードに従いドライブ回路１４１を制御する。

これに対し、図６（ｂ）ではスイッチング素子群１４０に係る第２の駆動状態が説明されている。制御モータ１５０は、図示しない内部コイルが回転運動を持続し、Ｕ相電源ラインｕとＶ相電源ラインｖとの間に回生起電力を生じさせる。従って、図６（ｂ）で示される様に、スイッチング素子群１４０を流れる電流Ｉｒは、制御モータ１５０からスイッチ回路１４０ｂへと導かれ、帰還ダイオードＤ１ｂを通過する。

かかる技術におけるインバータ制御システム１００では好応答性が要求される装置であるため、本来、ドライブ回路１４１の出力ポートとスイッチング素子のゲートとの間には、ゲート電位を低下させる不要な素子を排除させた構成とするのが好ましい。具体的には、スイッチング素子Ｔｒａ〜Ｔｒｆの切替速度を向上させるため、出力ポートとスイッチング素子のゲートとの間の抵抗値をできるだけ低く設定させるのが好ましい。しかし、かかる抵抗値が低く設定されると、スイッチング素子駆動信号ＳＧａ〜ＳＧｆへ重畳されたノイズは、インバータ回路の構成上コモンモードノイズを誘発させるので、制御モータ駆動装置の周辺に配備される各種電子機器にノイズ障害を誘発させるとの問題が生じる。

そこで、上述の問題を回避するため、特開２００５−０２０９１９（特許文献２）では、コモンモードノイズを低減させる技術が記されている。即ち、インバータ部を構成する各スイッチング素子は、当該スイッチング素子のエミッタからコレクタへ向かって順方向に接続されたダイオード（特許請求の範囲における帰還ダイオード）を備え、更に、スイッチング素子のゲート側に抵抗（特許請求の範囲における調整抵抗）が接続されている。従って、ゲート抵抗によりスイッチング素子駆動信号ＳＧａ〜ＳＧｆに重畳されるノイズが低減されるので、これに呼応しコモンモードノイズが抑制され、周辺機器のノイズ障害を回避することができる。

特開２００２−１５９１９４号公報 特開２００５−０２０９１９号公報

しかしながら、特許文献２の制御モータ駆動装置では、ノイズの変動値を考慮に入れて調整抵抗の抵抗値を過大設計させると、スイッチング素子のゲートに印加されるゲート電位が低下し、スイッチング素子の閾値電位に対するゲート電位のアドバンテージが十分に確保できなくなる。このようなスイッチ回路では、スイッチング素子のゲートで固有振動が発生し、当該固有振動に応じてエミッタから出力される出力電流にノイズが重畳される。かかるノイズは、調整抵抗の抵抗値に比例して顕著に発現し、ドライブ回路の内部でスパイクノイズを誘発させるので、ドライブ回路から出力されるスイッチング素子駆動信号にノイズが重畳され、結果的に、スイッチング素子におけるゲート電位の振動を励起させてしまうとの問題を招く。

また、恒久的なサイクルで出力電流にノイズが重畳されると、ドライブ回路は慢性的に停止指令信号を制御マイコンへ出力させるので、かかる制御モータ駆動装置では、制御モータの安定的な駆動状態を得られなくなるとの問題が生じる。

更に、図６（ｂ）に示される如く、制御モータの回生起電力によって帰還ダイオードにキャリアが注入されるので、かかる後、キャリアが蓄積された帰還ダイオードでは、キャリアの拡散に伴って急峻なリカバリ電流が発生する。従って、キャリアの拡散経路に接続されたスイッチング素子が駆動されると、スイッチング素子のコレクタ−ゲート間の電位差が急変動し、これによっても、スイッチング素子から出力される出力電流にノイズが重畳されてしまうとの問題が生じる。

加えて、スイッチング素子のエミッタと電流検出回路とを接続させる電源ラインには回避できない寄生インダクタンスが存在し、かかる寄生インダクタンスは、エミッタの出力電流の増加に応じてエミッタ電位を増加させる。このとき、特許文献２の制御モータ駆動装置では、出力電流が流れ始めると、エミッタ電位の上昇によってゲート−エミッタ間の寄生容量である入力容量Ｃｉｅｓに電荷が蓄積されゲート側が負にバイアスされる。これにより、ゲート電位が低下しスイッチング素子の閾値電位を下回ると、スイッチング素子は一時的に非駆動状態とされる。その直後、出力電流の減少に伴いエミッタ電位が減少し、これ応じて、ゲート電位が上昇して閾値電位を上回り、スイッチング素子は再び駆動状態とされる。その後、スイッチング素子はエミッタから出力電流を出力させ、再度エミッタ電位が上昇する。然して、これらの動作が繰り返されスイッチング素子のゲートが振動する場合、出力電流には上述したノイズと同様の波形成分が重畳されてしまうとの問題が発生する。

更に加えて、スイッチング素子の選択基準によっては順伝達コンダクタンスが低値とされる場合がある。かかる場合、当該スイッチング素子の駆動周波数が大きくなり、これにより、スイッチング素子の出力電流に重畳されるノイズは、ゲート信号に対する位相差が大きくなるため、発振状態に入る危険性が非常に高くなる。そして、出力電流のノイズが発振状態に入ると、ドライブ回路では誤動作を生じ、その結果、制御マイコンがインバータ回路の動作を停止させてしまうとの問題も生じる。

更に、ＩＧＢＴを採用したスイッチング素子は、環境温度が低下していくと、ゲート電位が一定であっても相互コンダクタンスが変動する性質を有している。従って、制御モータを寒冷地で用いる際、スイッチング素子では、相互コンダクタンスが変動することにより、設計上では回避されていた共振点を遷移するノイズモードが発生し、これにより、インバータ回路では、スイッチング素子の出力電流にノイズが重畳され、制御モータを停止させてしまうとの問題を招来させる。また、かかる問題は、摂氏マイナス１０度以下の環境で制御モータ駆動装置を使用する際、顕著に現れると発明者より報告されている。

本発明は上記課題に鑑み、インバータ回路におけるスイッチング素子の出力電流に発生するノイズを同期的に低減させ、インバータ回路によって駆動される制御モータの誤作動を有効に防止し得る制御モータ駆動装置の提供を目的とする。

上記課題を解決するため、本発明では次のような制御モータ駆動装置の構成とする。すなわち、整流回路を介して交流電源に接続される力率改善回路と、前記力率改善回路に接続されると供に複数のスイッチ回路を具備するインバータ回路と、前記インバータ回路の駆動及び停止の指令を行う制御マイコンと、前記制御マイコン及び前記複数のスイッチ回路に接続され前記制御マイコンの指令に応じて前記複数のスイッチ回路のそれぞれを駆動又は停止させるドライブ回路と、前記インバータ回路に流れる電流を検出する電流検出回路と、前記インバータ回路に接続され当該インバータ回路から供給される電力によって制御される制御モータと、を備え、
前記複数のスイッチ回路のそれぞれは、ゲート及びコレクタ及びエミッタを有するスイッチング素子と、前記ゲートに接続される信号ラインに介挿された調整抵抗と、前記エミッタから前記コレクタへ向けて順方向接続された帰還ダイオードと、前記ゲートから前記エミッタへ向けて逆方向接続された吸収ダイオードとから成り、
前記吸収ダイオードは、前記ゲートよりも前記エミッタの電位が高いとき順方向への電流を通過させ、前記エミッタよりも前記ゲートの電位が高くても逆方向への電流を制限するよう機能することとする。
好ましくは、前記吸収ダイオードは、逆回復時間が０．２μｓｅｃ以下である性質を有することとし、より好ましくは、前記スイッチング素子は、順伝達コンダクタンスが６．１〜１０（Ｓ）の範囲であることとする。

本発明によれば、スイッチング素子から出力される出力電流にノイズが重畳される場合であっても、吸収ダイオードによって、当該出力電流のノイズ成分がゲートへフィードバックされ、ゲート電位がフィードバックされた電流値に応じて増加されるので、スイッチング素子に発生する固有振動が同期的に抑制され、これにより、スイッチング素子で出力される出力電流のノイズ成分が低減される。また、吸収ダイオードによって出力電流のノイズ成分が抑えられると、電流検出回路によって得られる電流値の波形が安定し、ドライブ回路の内部に生じるスパイクノイズが抑えられるので、ドライブ回路から出力されるスイッチング素子駆動信号の波形状態が安定し、これに応じて、スイッチング素子に生じる固有振動が低減され、スイッチング素子の出力電流の波形が更に安定化される。更に、本発明に係る制御モータ駆動装置が寒冷地で使用される場合であっても、上述に記す如く、吸収ダイオードにおける吸収作用によって、出力電流の電流が低減され、制御モータが安定的に駆動される。

また、上述の如く、スパイクノイズの発生レベルが低減されると、スイッチング素子駆動信号の波形状態が安定化され、スイッチング素子の出力電流のノイズ成分が抑制されるといった具合に、かかる改善現象が好循環的に進行するので、ドライブ回路は出力電流のノイズに基づく誤検出から保護され、不要に停止指令信号を出力することが無くなる。これにより、制御モータ駆動装置は、定常時において不必要な停止動作を指示すること無く安定的に制御モータを駆動させ、非常時においてのみ必要に応じて制御モータを停止させることが可能とされる。

更に、駆動されているスイッチング素子に出力電流とリカバリ電流との双方が流入する場合でも、当該スイッチング素子にて出力される出力電流のノイズ成分は、吸収ダイオードによってスイッチング素子のゲートへフィードバックされ、これにより、スイッチング素子における出力電流のノイズレベルが緩和される。また、インバータ回路の誤動作により、一方のスイッチング素子とこれに接続される他方のスイッチング素子とが同一相短絡を起こした場合であっても、出力電流のノイズ成分をスイッチング素子のゲートへフィードバックさせ、スイッチング素子の焼損から保護することが期待できる。

加えて、寄生インダクタンスによってスイッチング素子のエミッタ電位が上昇する場合であっても、吸収ダイオードの作用によって、ゲート−エミッタ間の入力容量に蓄積された電荷量が低減されるので、ゲート電位が上昇し、出力電流のノイズ成分が低下される。

以下、本発明に係る実施の形態につき図面を参照して説明する。図１では本実施の形態に係る制御モータ駆動装置２００の構成が示されている。図１に示す如く、制御モータ駆動装置２００は、整流回路１２０を介して交流電源１１０に接続される力率改善回路１３０と、力率改善回路１２０及び制御モータ１５０のそれぞれに接続されるインバータ回路２４０とから構成されている。

図示の如く、整流回路１２０は、ブリッジ回路部１２２とコンデンサＣｄとから構成されている。ブリッジ回路部１２２では複数のダイオードによってブリッジ回路部が形成されている。また、コンデンサＣｄはブリッジ回路部１２２の接点ａと接点ｃとに並列接続されている。このとき同時に、接点ａと接点ｃとの間には交流電源１１０が接続されている。更に、ブリッジ回路部１２２の接点ｂと接点ｄには力率改善回路１３０が接続されている。かかる構成により、コンデンサＣｄによって交流電源１１０のノイズ成分がフィルタリングされた後、ブリッジ回路部１２２の整流作用によって、交流電源１１０の供給電圧のうち正弦波の負成分が正成分に変換される。これにより、整流回路１２０では脈動波となるリップル電圧が生成され、かかるリップル電圧は力率改善回路１３０へ印加される。

力率改善回路１３０は、チョークコイルＬｗとダイオードＤｗとスイッチング素子ＴｒｗとコンデンサＣｗと波形制御部１３１とから構成されている。また、力率改善回路１３０にはブリッジ回路部１２２の接点ｄに接続された高電源ラインｈｃｌと接点ｂに接続された低電源ラインｌｃｌとが配備されている。図示の如く、チョークコイルＬｗ及びダイオードＤｗは高電源ラインｈｃｌに設けられている。このとき、チョークコイルＬｗ及びダイオードＤｗは互いに直列接続され、これによって配置されたダイオードＤｗはカソードがインバータ回路２４０へと導通される。波形制御部１３１は、チョークコイルＬｗとダイオードＤｗとの両端に並列接続され、同時に、スイッチング素子Ｔｒｗのゲートにも接続されている。かかるスイッチング素子Ｔｒｗには、電気的にＯＮ／ＯＦＦ制御を行うトランジスタが用いられ、例えば、ＭＯＳＦＥＴ、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ等が一般的に用いられており、本実施の形態では、ＩＧＢＴを採用することとする。スイッチング素子Ｔｒｗは、チョークコイルＬｗとダイオードＤｗとの間にコレクタが接続され、低電源ラインｌｃｌにエミッタが接続される。また、コンデンサＣｗは、一方がダイオードＤｗのカソードと波形制御部１３１に導かれる配線接続部Ｘとの間に接続され、他方が低電源ラインｌｃｌに接続されている。即ち、スイッチング素子Ｔｒｗのコレクタ−エミッタ間とコンデンサＣｗの各々は、ブリッジ回路部１２２の接点ｂ−ｄ間に並列接続される。かかる構成により、整流回路１２０から印加されたリップル電圧は、昇圧されると供に平滑化され、高電源ラインｈｃｌと低電源ラインｌｃｌとの両端において、略一定値の直流電圧に変換される。一方、波形制御部１３１では、入力されたリップル電圧と出力させる直流電圧とを比較し、ＰＷＭ波形制御を伴って制御モータ１５０を駆動させる際に必要な電力を供給できるように力率を調整する。ここで、ＰＷＭ（Pulse Wide Modulation）波形制御とは、波形制御部１３１からスイッチング素子Ｔｒｗのゲートに駆動信号を出力し、スイッチング素子Ｔｒｗを数ＫＨｚ程度の高周波で駆動させる。そして、スイッチング素子Ｔｒｗの断続的なＯＮ／ＯＦＦ駆動によって、直流電圧をパルス波状の変調電位Ｖｍに変換させる制御を言う。このとき、パルス波状の変調電位Ｖｍは、ＰＷＭ波形制御によって以下の如く変調され、インバータ回路２４０に印加される。即ち、制御モータ１５０を円滑な駆動状態とさせるために、変調電位Ｖｍのパルス幅を電位の印加時間に対して連続的に増減させ、それぞれの単位パルス幅に対応する等価電位が正弦波状に分布する様にスイッチング素子Ｔｒｗを駆動させる。このとき、変調電位Ｖｍにおけるパルス波のデューティー比を変更することで正弦波に相当する電圧値が制御される。また、変調電位Ｖｍにおけるパルス波のピッチを変更することで正弦波に相当する周波数成分が制御される。

インバータ回路２４０は、制御マイコン１０に接続されたドライブ回路１４１と、ドライブ回路１４１にそれぞれ接続された複数のスイッチ回路２４２ａ〜２４２ｆと、ドライブ回路１４１に接続された電流検出回路１４３とを備えている。また、力率改善回路１３０に配備される高電源ラインｈｃｌと低電源ラインｌｃｌとが各々延長して設けられている。更に、制御モータ１５０に接続されるＵ相電源ラインｕ及びＶ相電源ラインｖ及びＷ相電源ラインｗが設けられ、この他、部品間を導通させる信号ライン及び電源ラインが適宜配線されている。

図１に示す如く、ドライブ回路１４１には、出力ポートＰａ〜Ｐｆが配備されている。そして、制御マイコン１０から送信されるインバータ駆動信号ＳＧｍに応じて、出力ポートＰａ〜Ｐｆからスイッチング素子駆動信号ＳＧａ〜ＳＧｆを出力させる。また、ドライブ回路１４１は、電流検出回路１４３によって検出された出力電流ＩＬの電流値を検出する。更に、ドライブ回路１４１に格納される所定閾値と検出された電流値とを比較し、出力電流ILの電流値が所定閾値より大きい場合には、ドライブ回路１４１から制御マイコン１０に向けて停止指令信号ＳＧｓを出力する。かかる場合、制御マイコン１０では、停止指令信号ＳＧｓを受信し、予め規定された停止モードに準えて制御モータ１５０の制御を行う。尚、本実施の形態における、電流検出回路１４３の具体的な構成を示すと、例えば、所定の抵抗値を有する検出抵抗を配置させ、かかる検出抵抗の両端部をドライブ回路１４１の所定のポートへ接続させる構成により、検出抵抗を通過する出力電流ＩＬの電流値が検出可能とされる。

図２ではインバータ回路に複数配備されるスイッチ回路の単位構成が示されている。スイッチ回路２４２ｎは、ゲートＧに接続される調整抵抗Ｒｇｎと、エミッタＥ−コレクタＣ間に接続される帰還ダイオードＤ１ｎと、ゲートＧ−エミッタＥ間に接続される吸収ダイオードＤ２ｎとを備えるスイッチング素子Ｔｒｎから構成されている。尚、スイッチ回路２４２ａ〜２４２ｆは、それぞれ同一の構成とされるため、同図では、本来ａ〜ｆと標記されるべき部分を一般化して単にｎと標記し、便宜的にスイッチ回路２４２ｎと示している。これに伴い、スイッチ回路２４２ｎの構成部品についても、スイッチング素子Ｔｒｎ及び調整抵抗Ｒｇｎ及び帰還ダイオードＤ１ｎと一般化して標記する。図示の如く、スイッチング素子Ｔｒｎは、ゲートＧとコレクタＣとエミッタＥとを具備し、ゲートＧに入力されたスイッチング素子駆動信号ＳＧｎに応じて駆動される。また、調整抵抗Ｒｇｎは、スイッチング素子ＴｒｎのゲートＧに設けられ、信号ラインを介して一端がドライブ回路１４１の出力ポートに導通され他端がスイッチング素子ＴｒｎのゲートＧに導通されている。また、帰還ダイオードＤ１ｎは、当該帰還ダイオードＤ１ｎのアノードがスイッチング素子ＴｒｎのエミッタＥに接続されカソードがコレクタＣに接続されている。更に、吸収ダイオードＤ２ｎは、当該吸収ダイオードＤ２ｎのアノードがスイッチング素子ＴｒｎのエミッタＥに接続されカソードがコレクタＣに接続されている。尚、スイッチング素子Ｔｒｎには、電気的に駆動状態が制御されるＭＯＳＦＥＴ、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ等のトランジスタ、又は、ＧＴＯ等のサイリスタ等が適宜用いられる。本実施の形態では、インバータ回路２４０に数百（Ｖ）程度の両端電圧が印加されるため、高電力を制御する際に好適なＩＧＢＴを用いるのが好ましい。また、調整抵抗Ｒｇｎは、抵抗値を少なくとも１７０Ω程度以上に設定するのが好ましい。より好ましくは、抵抗値を６８０Ω程度以上に設定する。これにより、スイッチング素子駆動信号ＳＧａ〜ＳＧｆに重畳されるノイズの値が低減されるので、回路内に生じるコモンモードノイズが低減され、制御モータ駆動装置の周辺電子機器へのノイズ障害を回避することが可能とされる。尚、吸収ダイオードＤ２ｎの特性にかかる好ましい態様については図４にて後述する。

尚、制御モータ駆動装置２００にあっては、出力効率を改善させるべく、スイッチング素子Ｔｒｎの損失を抑制させる対策が施されるのが好ましい。ここで、低損失のスイッチング素子Ｔｒｎを選定する場合、市販されている低損失タイプのスイッチング素子Ｔｒｎでは、プレーナ型のＩＧＢＴが広く流通され、当該ＩＧＢＴの順伝達コンダクタンスｇｆｅが６．１〜１０（Ｓ）とされている。かかる如く順伝達コンダクタンスｇｆｅが低値に設定されたＩＧＢＴでは、当該ＩＧＢＴの駆動周波数ｆｍが大きくなる傾向を示す。かかる如く駆動周波数ｆｍが大きくなると、ＩＧＢＴの出力電流ＩＬに重畳されるノイズは、ゲート信号に対する位相差を大きくさせるため、発振状態に入る危険性が非常に高くなる。かかる現象は、ＩＧＢＴの順伝達コンダクタンスｇｆｅが６．１〜８．０５（Ｓ）とされる場合に極めて顕著に現れる。但し、本実施の形態では、順伝達コンダクタンスｇｆｅの値が低いＩＧＢＴを選択する場合であっても、後述する吸収ダイオードＤ２ｎの作用によって、出力電流ＩＬに重畳されるノイズの低減が有効に図られる。従って、本実施の形態に係る制御モータ駆動装置２００では、かかるノイズの低減と出力効率の改善との双方の実現を可能とさせ得る。

上述の如く構成されたスイッチ回路２４２ａ〜２４２ｆは、インバータ回路２４０において以下の様に適用される。図１に示す如く、スイッチ回路２４２ａ〜２４２ｆのそれぞれは、出力ポートＰａ〜Ｐｆに対応して設けられている。このとき、スイッチング素子ＴｒａのエミッタＥとスイッチング素子ＴｒｄのコレクタＣとが電源ラインＬｕで結線される。一方、スイッチング素子ＴｒａのコレクタＣには高電源ラインｈｃｌが接続され、他方、スイッチング素子ＴｒｄのエミッタＥには低電源ラインｌｃｌが接続される。これと同じくして、スイッチ回路２４２ｂとスイッチ回路２４２ｅ、及び、スイッチ回路２４２ｃとスイッチ回路２４２ｆとがそれぞれ電源ラインＬｖ〜Ｌｗ等によって配線される。また、インバータ回路２４０は、Ｕ相電源ラインｕとＶ相電源ラインｖとＷ相電源ラインｗとによって制御モータ１５０に接続されている。そして、かかる構成を具備するドライブ回路１４１は、インバータ駆動信号ＳＧｍに基づいてスイッチング素子駆動信号ＳＧａ〜ＳＧｆをそれぞれ出力する。具体的には、ドライブ回路１４１においてスイッチング素子駆動信号ＳＧａ〜ＳＧｆの出力パターンが複数規定されている。このうち、第１の駆動状態では、出力ポートＰａ及び出力ポートＰｅから、スイッチング素子駆動信号ＳＧａ及びスイッチング素子駆動信号ＳＧｅをＨｉｇｈ状態とさせて出力し、その他の出力ポートではスイッチング素子駆動信号ＳＧｎの波形をＬｏｗ状態に維持させる。即ち、スイッチ回路２４２ａ及びスイッチ回路２４２ｅのみを駆動状態とさせる。また、第２の駆動状態では、スイッチ回路２４２ａの駆動状態を維持させたまま、スイッチ回路２４２ｅの替わりにスイッチ回路２４２ｆを駆動状態とさせる。更に、第３の駆動状態では、スイッチ回路２４２ｆの駆動状態を維持させ、スイッチ回路２４２ａの替わりにスイッチ回路２４２ｂを駆動状態とさせる。以降、上述の如く切換動作を行い、第４の駆動状態では、スイッチ回路２４２ｂとスイッチ回路２４２ｄを駆動状態とさせ、第５の駆動状態では、スイッチ回路２４２ｃとスイッチ回路２４２ｄを駆動状態とさせ、第６の駆動状態では、スイッチ回路２４２ｃとスイッチ回路ｅを駆動状態とさせる。そして、ドライブ回路１４１は、第１の駆動状態から順次切換操作を行い、第６の駆動状態とされた後に再び第１の駆動状態へ復帰させ、これにより、インバータ回路２４０の循環制御を行う。尚、かかる切換動作は、制御モータ１５０を駆動させる一例であって、本実施の形態におけるドライブ回路１４１では、この他、種々のインバータ回路２４０のスイッチング操作を適用できる。

かかる構成により、制御モータ駆動装置２００は以下の如く動作する。即ち、交流電源１１０から供給された正弦波状の電圧は、整流回路１２０にてリップル電圧に変換される。かかるリップル電圧は、力率改善回路１３０に印加され脈動成分が除去されるとともにＰＷＭ波形制御され、制御モータ１５０の制御状態に適合した変調電位Ｖｍに変換される。その後、変調電位Ｖｍはインバータ回路２４０に印加される。かかる状態において、インバータ回路２４０は、制御マイコン１０から送信されるインバータ駆動信号ＳＧｍに基づいて、出力ポートＰａ〜Ｐｆにてスイッチング素子駆動信号ＳＧａ〜ＳＧｆを出力させ、所望のスイッチ回路２４２ａ〜２４２ｆを駆動状態とさせる。

ここで例えば、スイッチ回路２４２ａ〜２４２ｆの駆動パターンが第１の駆動状態とされる場合、図３（ａ）に示す如く、スイッチ回路２４２ａ及びスイッチ回路２４２ｅが駆動状態とされる。この場面では、先ず、出力電流Iｈがスイッチング素子ＴｒａのエミッタＥから出力される。出力電流Ｉｈは、エミッタＥを起点としＵ相電源ラインｕを介して制御モータ１５０へと導かれ、その後、Ｖ相電源ラインｖを介しスイッチング素子ＴｒｅのコレクタＣへと導かれる。そして、スイッチング素子Ｔｒｅでは、ゲートＧ−コレクタＣ間に生じた電位差に応じて出力電流ＩＬを出力させる。更に、出力電流ＩＬは、電流検出回路１４３に導かれる。但し、かかるスイッチング素子ＴｒａのエミッタＥで出力される出力電流Ｉｈにノイズが重畳される場合、スイッチング素子Ｔｒａは更に以下の如く駆動される。即ち、出力電流Ｉｈにノイズが重畳されると、エミッタＥの電位状態がノイズの状態に応じて変動するので、エミッタＥ−ゲートＧ間の電位差もノイズ状態に応じて変動し、吸収ダイオードＤ２ａを介してエミッタＥからゲートＧへ向かって吸収電流Ｉｘが流れる。このとき、吸収電流Ｉｘに応じてスイッチング素子Ｔｒａへ印加されるゲート電位が増加するので、スイッチング素子Ｔｒａが安定した駆動状態へと改善される。これにより、エミッタＥにて出力される出力電流Iｈは、スイッチング素子Ｔｒａの駆動状態に同期してノイズ成分の値が低下される。また、吸収ダイオードＤ２ａ〜Ｄ２ｆは全てのスイッチ回路２４２ａ〜２４２ｆに設けられているので、スイッチング素子Ｔｒｅにおいても上述と同様の作用を受け、エミッタＥにて出力される出力電流ＩＬにあっても、スイッチング素子Ｔｒｅの駆動状態に同期してノイズ成分の値が低下される。従って、電流検出回路１４３ではノイズ成分が十分に抑えられた出力電流ＩＬを検出することとなり、これにより、ドライブ回路１４１は、出力電流ＩＬのノイズに基づく不要な停止指令信号ＳＧｓの出力から免れ、インバータ回路２４０の不具合が発生した場合にのみ適切な停止指令信号ＳＧｓを出力させる。

図３（ｂ）に示す如く、かかる第１の駆動状態が終了した後、スイッチ回路２４２ｎの駆動パターンが第２の駆動状態へと切り替えられる場合、制御モータ１５０では、図示しない内部コイルの回転運動が持続される。そして、Ｕ相電源ラインｕとＶ相電源ラインｖとの間に回生起電力を生じさせ、これによって生じた電流Ｉｒがインバータ回路２４０の内部を循環する。このとき、スイッチング素子Ｔｒｂに導かれた電流Ｉｒは、帰還ダイオードＤ１ｂによってバイパスされて、スイッチング素子ＴｒｂのエミッタＥ−コレクタＣ間を通過する。従って、回生起電力が生じている状態では、電流Ｉｒによってキャリアが帰還ダイオードＤ１ｂに注入され続ける。その後、駆動パターンが切り替わり、帰還ダイオードＤ１ｂに注入されたキャリアが拡散される時に、スイッチング素子Ｔｒｂへ直列接続されたスイッチング素子Ｔｒｅが駆動すると、スイッチング素子Ｔｒｅではリカバリ電流Ｉｃによって駆動状態が不安定とされ、出力電流ＩＬにノイズを重畳させる。しかし、スイッチ回路２４２ｅの出力電流ＩＬは、リカバリ電流Ｉｃによってノイズが重畳されたとしても、吸収ダイオードＤ２ｅによって吸収作用を受けるので、電流検出回路１４３ではノイズ成分が十分に抑えられた出力電流ＩＬを検出することとなる。従って、ドライブ回路１４１は、出力電流ＩＬのノイズに基づく不要な停止指令信号ＳＧｓの出力から免れ、インバータ回路２４０の不具合が発生した場合にのみ適切な停止指令信号ＳＧｓを出力させる。

また、本実施の形態における制御モータ駆動装置２００は、エアコン等の室外機と供に室外へ配置され低温環境下で使用される場合がある。このとき、スイッチング素子Ｔｒａ〜Ｔｒｆは、周期的な温度の変化に伴って相互コンダクタンスが変動し、設計上で回避されていた共振点を一時的に遷移し、これによって、出力電流ＩＬにノイズを重畳させる場合がある。また、環境温度が著しく低下する場合にはスイッチング素子Ｔｒａ〜Ｔｒｆの閾値電圧Ｖｔｈが上昇するので、運転状態若しくは環境状態の如何によって、かかる閾値電圧Ｖｔｈとゲート部におけるゲート電位とが拮抗状態とされ、出力電流ＩＬにノイズが重畳される場合もある。しかし、本実施の形態に係る制御モータ駆動装置２００には、スイッチ回路２４２ａ〜２４２ｆのそれぞれに吸収ダイオードＤ２ａ〜Ｄ２ｆを備えた構成としているので、制御モータ駆動装置２００における使用温度の低下に起因してスイッチ回路２４２ａ〜２４２ｆの駆動状態が不安定とされた場合でも、前述の如く、スイッチング回路Ｔｒａ〜Ｔｒｆは、新たに設けられた吸収ダイオードＤ２ａ〜Ｄ２ｆの吸収作用によって、出力電流ＩＬのノイズ成分が効果的に吸収され、安定的な駆動状態に改善される。

図４を参照して、吸収ダイオードＤ２ｎの逆回復時間Ｔｒｒとドライブ回路１４１の動作について説明する。同図では、ドライブ回路１４１の動作を解析するために、インバータ回路２４０の制御を簡素化して、以下の如く実験が行われる。即ち、インバータ回路２４０に接続される制御マイコン１０は、全てのスイッチング素子Ｔｒａ〜ＴｒｆをＯＦＦ状態とさせる初期状態の制御モードと、スイッチング素子Ｔｒａ及びＴｒｅのみをＯＮ状態とさせるターンオン状態の制御モードと、ターンオン状態の後にスイッチング素子Ｔｒａ及びＴｒｅを含む全てのスイッチング素子ＴｒｎをＯＦＦ状態とさせるターンオフ状態の制御モードとを実行させる。また、制御マイコン１０は、ドライブ回路１４１の出力信号に基づき、初期状態→ターンオン状態→ターンオフ状態へとスイッチング素子Ｔｒｎを駆動させる。その後、リカバリ電流に起因しドライブ回路１４１の誤動作が生じる場合、コレクタ電流が限界電流値へ到達されないにも関わらず、制御マイコン１０は、全てのスイッチング素子ＴｒｎをＯＦＦ状態とさせる。このとき、かかる動作モードを誤動作時の強制停止モードと呼ぶ。また、リカバリ電流が生じてもドライブ回路１４１の誤動作が生じない場合、制御マイコン１０は、所定時間経過後、再びスイッチング素子Ｔｒａ及びＴｒｅをターンオン状態とさせ、スイッチング素子Ｔｒｅのコレクタ電流が限界電流値に到達するのを待ち、ＯＣＰ（Over Current Protector）機能によって全てのスイッチング素子Ｔｒｎを強制停止させる。このとき、かかる動作モードを正常時の制御モードと呼ぶ。ここで、本実験では、インバータ回路２４０におけるＶ相電源ラインｖのプロービングを行い、スイッチング素子Ｔｒｅが１９Ａに到達する際、制御マイコン１０が一時的にスイッチング素子Ｔｒｎをターンオフ状態とさせる。また、限界電流値とは、スイッチング素子Ｔｒｅの出力電流ＩＬに係る上限の臨界値をコレクタ電流に換算した電流値であって、本実験では４８Ａと規定される。更に、本実験では、電流値を測定する際の環境温度Ｔａをマイナス２０℃にて実施する。そして、本実験では、逆回復時間が相異なる複数種類のダイオードを用い、逆回復時間Ｔｒｒを変動させて実験を行い、それぞれの逆回復時間Ｔｒｒについてドライブ回路１４１の動作解析を行った。そして、ドライブ回路１４１の動作は逆回復時間Ｔｒｒ＝０．２μｓｅｃを境界として異なる挙動を示すことが、かかる実験の集計結果により判明した。以下、図４（ａ）の実験結果１では、逆回復時間Ｔｒｒが０．２μｓｅｃ以上の吸収ダイオードを選択した際のコレクタ電流の状態について説明する。また、図４（ｂ）の実験結果２では、逆回復時間Ｔｒｒが０．２μｓｅｃ以下の吸収ダイオードを選択した際のコレクタ電流の状態について説明する。尚、逆回復時間Ｔｒｒとは、ダイオードに対して順方向バイアスから瞬時に逆方向バイアスを与えると、半導体の内部に存在するキャリアが拡散し、このとき、逆バイアス方向に流れるリカバリ電流が発現してから収束又はゼロクロスするまでの時間を言う。

図４（ａ）を参照して、吸収ダイオードＤ２ｎの逆回復時間Ｔｒｒが０．２μｓｅｃ以上に設定された場合について説明する。尚、前述した初期状態では、負荷とされる制御モータ１５０は、停止状態とされ、内蔵されるコイルにエネルギーが蓄積されていない状態とされる。図示の如く、スイッチング素子Ｔｒｅに流れるコレクタ電流は、スイッチング素子Ｔｒａ及びＴｒｅの駆動状態に応じて以下の如く発生する。即ち、グラフの原点部からａ点迄の区間では、制御マイコン１０の制御モードが初期状態とされるので、全てのスイッチング素子ＴｒｎがＯＦＦ状態とされている。このとき、Ｖ相電源ラインｖでは、電流の変化が一切観測されず、コレクタ電流は検出されない。その後、ａ点からｂ点迄の区間では、制御マイコン１０の制御モードがターンオン状態とされるので、スイッチング素子Ｔｒａ及びＴｒｅがＯＮ状態とされる。このとき、スイッチング素子Ｔｒｅのコレクタ電流は、コイルのインダクタンスに応じて一定の勾配を維持させ増加する。かかる後、コレクタ電流は、増加を続けてターンオフ値とされる１９Ａに到達する。このとき、インバータ回路２４０は、ターンオフ状態とされるので、スイッチング素子Ｔｒａ及びＴｒｅも併せてＯＦＦ状態とされる。これにより、ｂ点からｃ点迄の区間では、制御モータ１５０の回生動作によってコイルに蓄積されたエネルギーが開放され、コレクタ電流が一定勾配にて減少する。然る後、制御マイコン１０がインバータ回路２４０を再びターンオン状態とさせる制御モードへと移行する。しかし、図示の如く、ｃ点直後には、高周波のリカバリ電流が一定時間ｔａ発生する。このとき、かかるリカバリ電流の状態如何によってドライブ回路１４１の誤動作を誘発させるか否かが画定する。逆回復時間Ｔｒｒが０．２μｓｅｃ以上の場合に発生するリカバリ電流では、当該リカバリ電流に起因するノイズ状態がドライブ回路１４１を誤動作させる程度に影響を及ぼす。従って、ｃ点からｄ点迄の区間では、ドライブ回路１４１が誤動作を起こし、制御マイコン１０が誤動作時の強制停止モードに移行するので、全てのスイッチング素子Ｔｒａ〜ＴｒｆをＯＦＦ状態とさせる。このとき、コレクタ電流は、ｂ点からｃ点迄の減少勾配より大きな勾配にて減少する。かかる如く、吸収ダイオードＤ２ｎの逆回復時間Ｔｒｒが０．２μｓｅｃ以上とされる場合、リカバリ電流に起因するノイズが顕著に現れ、ドライブ回路１４１の誤動作を伴って、インバータ回路２４０の動作が安定的に行われないことが解る。

図４（ｂ）を参照して、吸収ダイオードＤ２ｎの逆回復時間Ｔｒｒが０．２μｓｅｃ以下に設定された場合について説明する。先ず、グラフの原点部からａ点迄の区間では、インバータ回路２４０が初期状態とされるので、コレクタ電流は一切検出されない。その後、ａ点からｂ点迄の区間では、インバータ回路２４０がターンオン状態とされ、コレクタ電流は一定の勾配にて増加する。かかる後、コレクタ電流は増加を続けて１９Ａに到達する。このとき、インバータ回路２４０は、インバータ回路２４０がターンオフ状態とされるので、スイッチング素子Ｔｒａ及びＴｒｅを一時的にＯＦＦ状態とさせる。かかるスイッチング状態が一定時間維持されるため、ｂ点からｃ点迄の区間では、制御モータ１５０の回生動作によって、コレクタ電流が一定勾配にて減少していく。然る後、ｃ点直後では、前述の如くインバータ回路２４０がターンオン状態へと移行するため、スイッチング素子Ｔｒａ及びＴｒｅが再びＯＮ状態とされる。逆回復時間Ｔｒｒが０．２μｓｅｃ以下に設定された本実験の場合であっても、ｃ点直後にはリカバリ電流に起因するノイズが重畳される。但し、かかるリカバリ電流は、ノイズの発生値又は発生時間ｔｂが抑制され、コレクタ電流に重畳されるノイズ成分がドライブ回路１４１を誤動作させない程度にまで改善される。従って、ｃ点からｃ’点迄の区間では、スイッチング素子Ｔｒａ及びＴｒｅのＯＮ状態が維持され、コレクタ電流が一定の勾配にて増加する。そして、コレクタ電流が限界電流値まで到達するｃ’点では、制御マイコン１０が正常時の強制停止モードへ移行するので、これにより、ｃ’点以後では、スイッチング素子Ｔｒｅのコレクタ電流が一定勾配にて減少し始める。かかる如く、吸収ダイオードＤ２ｎの逆回復時間Ｔｒｒが０．２μｓｅｃ以下に設定された場合、リカバリ電流が多少発生しても、コレクタ電流に重畳されるノイズの状態が抑制されているので、ドライブ回路１４１が誤動作することなく、インバータ回路２４０の動作の安定化が図られる。以上より、本実施の形態に用いるべき最善の吸収ダイオードＤ２ｎには、逆回復時間Ｔｒｒを０．２μｓｅｃ以下の範囲に設定させるのが好ましい。尚、前述の如く、本実験では、環境温度Ｔａをマイナス２０℃とした測定結果がそれぞれ示されているので、本実施の形態に係る制御モータ駆動装置２００は、低温環境下における使用場面であっても、リカバリ電流に起因して生じるノイズの状態が十分に抑えられ、制御モータ１５０を安定的に駆動させていることが解る。

本実施の形態によれば、スイッチング素子Ｔｒａ〜Ｔｒｆから出力される出力電流にノイズが重畳される場合であっても、吸収ダイオードＤ２ｎによって、当該出力電流のノイズ成分がゲートへフィードバックされ、ゲート電位がフィードバックされた電流値に応じて増加されるので、スイッチング素子Ｔｒｎに発生する固有振動が同期的に抑制され、これにより、スイッチング素子Ｔｒｎで出力される出力電流のノイズ成分が低減される。また、吸収ダイオードＤ２ｎによって出力電流のノイズ成分が抑えられると、電流検出回路１４３で検出される出力電流ＩＬの波形が安定し、ドライブ回路１４１の内部に生じるスパイクノイズが抑えられるので、出力部１４１ａ及び出力部１４１ｂから出力されるスイッチング素子駆動信号Ｔｒｎの波形状態が安定化され、これに応じて、スイッチング素子Ｔｒｎに生じる固有振動が低減され、スイッチング素子Ｔｒｎの出力電流の状態が更に安定化される。更に、本実施の形態に係る制御モータ駆動装置２００が寒冷地で使用される場合であっても、上述に記す如く、吸収ダイオードＤ２ｎにおける吸収作用によって、出力電流Ｉｈ又はＩＬの電流が低減され、制御モータ１５０が安定的に駆動される。

また、上述の如く、スパイクノイズの発生レベルが低減されると、スイッチング素子駆動信号の波形状態が安定化され、スイッチング素子Ｔｒｎの出力電流のノイズ成分が抑制されるといった具合に、かかる改善現象が好循環的に進行するので、ドライブ回路１４１は出力電流ＩＬのノイズに基づく誤検出から保護され、不要に停止指令信号ＳＧｓを出力することが無くなる。これにより、制御モータ駆動装置２００は、定常時において不必要な停止動作を指示すること無く安定的に制御モータ１５０を駆動させ、非常時においてのみ必要に応じて制御モータ１５０を停止させることが可能とされる。

更に、インバータ回路２４０のスイッチ回路２４２ａ〜２４２ｆを切り替えることによってリカバリ電流Ｉｃが発生し、駆動されたスイッチング素子Ｔｒａ〜Ｔｒｆに出力電流Ｉｈとリカバリ電流Ｉｃとの双方が流入する場合でも、当該スイッチング素子にて出力される出力電流ＩＬのノイズ成分は、吸収ダイオードＤ２ｄ〜Ｄ２ｆによってスイッチング素子Ｔｒｄ〜ＴｒｆのゲートＧへフィードバックされ、これにより、スイッチング素子Ｔｒｄ〜Ｔｒｆにおける出力電流ＩＬのノイズレベルが緩和される。インバータ回路２４０の誤動作により、一方のスイッチング素子Ｔｒａ〜Ｔｒｃとこれに接続される他方のスイッチング素子Ｔｒｄ〜Ｔｒｆとが同一相短絡を起こした場合であっても、出力電流ＩＬのノイズ成分をスイッチング素子Ｔｒｄ〜ＴｒｆのゲートＧへフィードバックさせ、スイッチング素子２４０の焼損から保護することが期待できる。

加えて、寄生インダクタンスによってスイッチング素子Ｔｒａ〜Ｔｒｆのエミッタ電位が上昇する場合であっても、吸収ダイオードの作用によって、ゲート−エミッタ間の入力容量に蓄積された電荷量が低減されるので、ゲート電位が上昇し、出力電流ILのノイズ成分が低下される。

以上の如く記された実施の形態はあくまでも本発明の一つの実施形態であって、本発明はこれに限らず他の実施形態を適用させることが可能である。例えば、本実施の形態では供給させる電源を商用の交流電源１１０としているが、これに限らず、供給電源を車両に搭載されるバッテリー等に置き換え、これにより、整流回路１３０を省略させた新たな制御モータ駆動装置としても良い。また、本実施例における制御モータ駆動装置１３０では、力率改善回路１３０においてＰＷＭ波形制御を実施させているが、これに限らず、ドライブ回路１４１から直接ＰＷＭ波形制御を行う構成としても良い。

尚、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、上述した実施の形態に記載されたものに限られるものではない。例えば、本実施の形態では、力率改善回路１３０に設けられる波形制御部１３１は、ＰＷＭ波形制御に基づいてスイッチング素子Ｔｒｗを駆動させるようにしているが、これに限らず、ＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation）波形制御に基づいてスイッチング素子Ｔｒｗを駆動させるようにしても良く、この他あらゆる波形制御法が適用される。また、制御モータ１５０とは、インバータ制御によって駆動されるモータ全般を指し、本実施の形態に記される三相交流モータに限らず、多相交流モータ又は単層モータ、この他、様々な種類のモータが用いられる。

実施の形態に係る制御モータ駆動装置の構成を示す図 実施の形態に係るスイッチ回路を示す図 実施の形態に係る制御モータ駆動装置の動作状態を示す図 実施の形態に係るスイッチング素子でのコレクタ電流の電流値を示す図 従来例に係る制御モータ駆動装置の構成を示す図 従来例に係る制御モータ駆動装置の動作状態を示す図

符号の説明

１０ 制御マイコン
１１０ 交流電源
１２０ 整流回路
１３０ 力率改善回路
２００ 制御モータ駆動装置
２４０ インバータ回路
１４１ ドライブ回路
１５０ 制御モータ
２４２ｎ スイッチ回路
Ｔｒｎ スイッチング素子
Ｇ ゲート
Ｃ コレクタ
Ｅ エミッタ
Ｒｇｎ 調整抵抗
Ｄ１ｎ 帰還ダイオード
Ｄ２ｎ 吸収ダイオード
１４３ 電流検出回路

Claims (3)

1. 整流回路を介して交流電源に接続される力率改善回路と、前記力率改善回路に接続されると供に複数のスイッチ回路を具備するインバータ回路と、前記インバータ回路の駆動及び停止の指令を行う制御マイコンと、前記制御マイコン及び前記複数のスイッチ回路に接続され前記制御マイコンの指令に応じて前記複数のスイッチ回路のそれぞれを駆動又は停止させるドライブ回路と、前記インバータ回路に流れる電流を検出する電流検出回路と、前記インバータ回路に接続され当該インバータ回路から供給される電力によって制御される制御モータと、を備え、
   前記複数のスイッチ回路のそれぞれは、
   ゲート及びコレクタ及びエミッタを有するスイッチング素子と、前記ゲートに接続される信号ラインに介挿された調整抵抗と、前記エミッタから前記コレクタへ向けて順方向接続された帰還ダイオードと、前記ゲートから前記エミッタへ向けて逆方向接続された吸収ダイオードと、から成り、
   前記吸収ダイオードは、
   前記ゲートよりも前記エミッタの電位が高いとき順方向への電流を通過させ、前記エミッタよりも前記ゲートの電位が高くても逆方向への電流を制限するよう機能する、ことを特徴とする制御モータ駆動装置。
2. 前記吸収ダイオードは、逆回復時間が０．２μｓｅｃ以下である性質を有することを特徴とする請求項１に記載の制御モータ駆動装置。
3. 前記スイッチング素子は、順伝達コンダクタンスが６．１〜１０（Ｓ）の範囲であることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の制御モータ駆動装置。

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