JP4994748B2

JP4994748B2 - 電源装置、電源装置を備える電子機器、電源装置を備える記録装置

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Description

本発明は、出力電圧を制御する電源装置、電源装置を備える電子機器、電源装置を備える記録装置に関するものである。

出力電圧を所望の値に制御する電源装置がある（特許文献１）。ここで、市販のＰＷＭ（パルス幅変調）制御方式のスイッチング制御回路（ＰＷＭ制御ＩＣ）を使用して、出力電圧を外部コントロールできる電源装置（ＤＣ／ＤＣコンバータ）を設計する場合の構成および動作について説明する。

市販のＰＷＭ制御ＩＣとして、基準電圧回路、三角波発信回路、低電圧誤動作防止回路、誤差増幅器、ＰＷＭコンパレータ、タイマラッチ式短絡保護回路、出力回路を２チャンネル分内蔵したものが複数のＩＣメーカーで製造されている。一例としてＴＩ製の型番：ＴＬ１４５１Ａの内部ブロックを図６に示す。

このＰＷＭ制御ＩＣを使用するＤＣ／ＤＣコンバータは以下の機能を必要とするものとする。第１に、出力電圧精度は目標スペック±１．５％の高精度とする。第２に、外部からのオン・オフ信号で出力がオン・オフする機能を有する。第３に、外部からのデジタル信号（例えば８ビットのシリアル信号）によって出力電圧はある電圧範囲で変化させることができる。
上記機能を有するＤＣ／ＤＣコンバータを設計するために、回路構成上以下のような工夫が必要となる。

１つ目は、出力電圧精度の要求が高精度（±１．５％が目標）であるため、制御ＩＣ内蔵の基準電圧源は精度上の理由で使用できない。外部に高精度の基準電源ＩＣ（シャントレギュレータ）を使用した定電圧源を設けることが必要となる。

２つ目は、出力オン・オフ機能を備えること。さらに、予め定めた電圧を出力するために、ＤＣ／ＤＣコンバータを起動する前に、電圧値の設定データをＤＡコンバータに供給するシーケンスを備える。

したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータを起動する前にＤＡコンバータの電源Ｖｃｃ（上記定電圧源）を立ち上げておく。さらにＤＡコンバータの出力が所定の電圧となる前にＰＷＭ制御ＩＣを起動しておき、内蔵される誤差増幅器の入力端子がアクティブな状態になっていることが必要である。これは、ＰＷＭ制御ＩＣが起動する前に入力端子に電圧が印加されるとＩＣの機能上問題となる場合があるからである。したがって、出力オン・オフの切換えスイッチをＰＷＭ制御ＩＣの入力端子Ｖｉｎに設けることが出来ない。

以上に述べた機能を有し、さらに動作上の制約を満足するＤＣ／ＤＣコンバータを実現させる一例を、図７に示す。以下に図７の回路について説明する。

図７において、２はＭＯＳＦＥＴ１のゲートドライブ回路、６は出力放電回路、１２は基準電圧生成用の定電圧源、２６はシリアル入力形ＤＡコンバータ、４１はＰＷＭ制御ＩＣである。ＶＨｉｎは入力電圧、ＶＨｏｕｔは出力電圧、ＤＣＨＲＧは放電回路制御信号、ＯＮ／ＯＦＦは出力オン・オフ信号、ＤＡ＿Ｄａｔａは出力電圧設定用のデータ信号、ＤＡ＿ＣＬＫはＤＡコンバータのクロック信号、ＤＡ＿ＬＤはＤＡコンバータのロード信号である。

図７の回路におけるＤＣ／ＤＣコンバータの起動時の動作を図８に示す。入力電圧ＶＨｉｎが立ち上がると、ＰＷＭ制御ＩＣの入力端子Ｖｉｎに入力電圧ＶＨｉｎが供給されて、ＰＷＭ制御ＩＣが立ち上がり、ＩＣ内部回路が動作状態となる。また、定電圧源回路１２ａが動作を開始して基準電圧Ｖｃｃが立ち上がる。基準電圧ＶｃｃはＤＡコンバータ２６の電源に供給されるとともに、抵抗２１、２２で分圧された電圧がＰＷＭ制御ＩＣ４１に内蔵される誤差増幅器の基準電圧として反転入力端子ＩＮＶに供給される。

このとき、ＰＷＭ制御ＩＣ４１、およびＤＡコンバータ２６は動作状態となっているが、出力オン・オフ信号ＯＮ／ＯＦＦが“ロー”であり、スイッチトランジスタ５０を導通させてＰＷＭ制御ＩＣのＤＴＣ端子には電圧Ｖｒｅｆ（２．５Ｖ）が供給される。ＤＴＣ端子はＰＷＭパルスのオフ時間を設定する端子であり、２．５Ｖが供給されるとスイッチング周期の１００％オフとなる。つまり、出力オフの状態となる。

ここで、出力オン・オフ信号ＯＮ／ＯＦＦが“ハイ”となる直前に、ＤＡコンバータの入力データであるＤＡ＿ＣＬＫ、ＤＡ＿Ｄａｔａ、ＤＡ＿ＬＤ信号を受信し、ＤＡコンバータ２６の出力値が所定の電圧となる。ここで使用するＤＡコンバータは例えば、８ｂｉｔ、２チャンネル出力であるルネサス製Ｍ６２３４２ＧＰである。入力データの仕様はＭ６２３４２ＧＰのデータシートに記載に基づく。

ＤＡコンバータの出力電圧値が確定したタイミングで、出力オン・オフ信号ＯＮ／ＯＦＦを“ハイ状態”にする。この状態になると、スイッチトランジスタ５０はオフしてＰＷＭ制御ＩＣのＤＴＣ端子には、抵抗４６、４７、およびコンデンサ４５によって決まる時定数によって決まる電圧が印加される。この電圧が印加されて、ソフトスタート機能が働き、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｈｏｕｔは徐々に上昇する。

出力がオンしている期間の任意のタイミングで別の電圧設定信号（ＤＡ＿ＣＬＫ、ＤＡ＿Ｄａｔａ、ＤＡ＿ＬＤ）を受信すると、出力電圧Ｖｈｏｕｔは変化する。この電圧変化のタイミングで出力放電信号ＤＣＨＲＧを所定のパルス幅放電回路６に供給する。放電回路６は、出力電圧を下げる調整を行う場合に、出力コンデンサ５の電荷を放電するために設けてあり、ＤＣＨＲＧ信号のパルス幅は電圧変化幅に対する出力コンデンサ６の静電容量と放電回路の抵抗７によって決まる放電時間とする。

さらに、出力オフさせる場合は、出力オン・オフ信号ＯＮ／ＯＦＦを“ロー状態”にしてスイッチトランジスタ５０を導通させ、ＰＷＭ制御ＩＣの出力ＯＵＴ信号をオフとする。それと共に、ＤＨＲＧ信号を立ち上げて、放電回路６を導通させて、出力コンデンサ５の電荷を放電させる。

上述した構成および動作によって、以下の３つの特性を有するＤＣ／ＤＣコンバータを実現することが出来る。

第１に、出力電圧精度は高精度（目標スペック±１．５％）とする。第２に、外部からのオン・オフ信号で出力がオン・オフする機能を有する。第３に、外部からのデジタル信号（例えば８ビットのシリアル信号）によって出力電圧はある電圧範囲で変化させることができる。

出力電圧の精度を高精度とするためには、定電圧源回路で使用するシャントレギュレータは例えば０．５％精度のものを使用する。また、出力電圧設定に関係する抵抗（例えば抵抗１５、抵抗１６、抵抗２１から２５）を０．５％以上の精度を有する高精度抵抗を選択すればよい。
特開平５−１１５１７３号公報

しかしながら、このようなＤＣ／ＤＣコンバータを使用する電子機器において、例えば記録装置の場合には、記録動作をしていないときには待機電力を極力低減することが求められている。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力オフ時の消費電力を数十ｍＷ以下に低減させる必要がある。

上述した技術では、入力電圧Ｖｈｉｎが立ち上がると、ＰＷＭ制御ＩＣ４１、定電圧源回路１２ａ、ＤＡコンバータ２６が動作状態となり、出力オフ状態においても電力消費が無視できない。例えば、発明者の検討した回路では、入力電圧Ｖｈｉｎ＝３２Ｖの場合に、出力オフ状態での消費電力は約２００ｍＷであった。つまり、十分な消費電力の低減ができない。

また、さらに背景技術の回路では出力オン・オフの動作を実現するためにＤＴＣ端子の電圧を切替えている。この結果、本来ＰＷＭ制御ＩＣに内蔵している出力短絡保護の機能が使用出来なくなってしまう。

したがって、出力短絡保護、過電流保護等の保護回路を別の回路として組み込む必要があり、回路規模が増大するとともにコストアップともなってしまう。

上記課題を解決するために、本発明の電源装置は、外部から入力された入力電圧から出力電圧を生成するためにパルス幅制御を行うスイッチング制御手段と、前記入力電圧が入力されると動作状態になり、基準電圧を出力する定電圧手段と、前記基準電圧が入力されると動作状態になり、外部から入力された電圧設定データを入力し、前記電圧設定データに対応する第１制御電圧を出力するコンバータ手段と、前記スイッチング制御手段が起動する際の前記出力電圧を制御するための第２制御電圧を生成する電圧生成手段と、を備え、前記スイッチング制御手段は、前記入力電圧が入力される第１端子と、前記第２制御電圧が入力される第２端子と、出力短絡保護の遅延時間を定めるための回路素子を接続するための第３端子と、前記出力電圧、前記基準電圧、前記第１制御電圧及び前記第２制御電圧に基づいて前記パルス幅制御を行うパルス幅制御部と、前記出力短絡保護を行う場合に前記パルス幅制御がなされたパルスの出力を止める出力停止部とを有する電源装置であって、外部から入力される制御信号に基づいて、前記第１端子への前記入力電圧の供給と停止を切り替えるスイッチ手段を備え、前記スイッチ手段と前記第１端子とが接続される配線に前記定電圧手段の入力が接続されていることを特徴とする。

以上説明したように、本発明によれば、市販のＰＷＭ方式の制御回路（制御ＩＣ）を使用して、出力をオン／オフする機能と、出力電圧をある範囲内で可変できる電源回路の低消費電力化を実現できる。また、電源装置の回路規模の抑制と、コストアップをせずに出力短絡保護機能を備えることができる。

ＰＷＭ（パルス幅変調）制御方式のスイッチング制御回路（ＰＷＭ制御ＩＣ）を使用することで、電源装置（ＤＣ／ＤＣコンバータ）について説明する。

図１は、本発明の実施の形態を示すＤＣ／ＤＣコンバータの回路ブロック図である。図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータはＰＷＭ制御方式の降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、直流入力電圧Ｖｈｉｎを外部から設定された所定の出力電圧Ｖｈｏｕｔに変成するものである。本実施形態では、入力電圧Ｖｈｉｎを３２Ｖ（ボルト）とする。出力電圧Ｖｈｏｕｔは１５Ｖから２５Ｖまで制御できる。この入力電圧ＶｈｉｎはＡＣ／ＤＣ電源で生成される。

このような電源装置は、以下のような仕様を備える。第１に、出力電圧精度は±１．５％の精度とする。第２に、外部からのオン・オフ信号で出力がオン・オフする。第３に、外部からのデジタル信号（例えば８ビットのシリアル信号）によって出力電圧値を変化させることができる。第４に、出力オフ時の待機電力を１０ｍＷ以下である。第５に、出力短絡保護機能を備える。

ここで、ＰＷＭ制御ＩＣの一例としてテキサスインスツルメンツ（ＴＩ）製の型番：ＴＬ１４５１Ａを使用する。

このＴＬ１４５１Ａの回路構成および動作について図６を用いて説明する。このＰＷＭ制御ＩＣは、基準電圧回路、三角波発信回路、低電圧誤動作防止回路、誤差増幅器、ＰＷＭコンパレータ、タイマラッチ式短絡保護回路、出力回路を２チャンネル分内蔵している。

図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータはＰＷＭ制御方式の降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、直流入力電圧Ｖｈｉｎを外部から設定された所定の出力電圧Ｖｈｏｕｔに変成する。

ＰＷＭ制御方式のＤＣ／ＤＣコンバータの動作原理についての説明は省略するが、出力電圧Ｖｈｏｕｔの設定方法について以下に説明する。ここで、抵抗１３の抵抗値をＲ１３とする。抵抗１４の抵抗値をＲ１４とする。他の抵抗１５，抵抗１６，抵抗２１，抵抗２２，抵抗２３，抵抗２４，抵抗２５の値についても同様に表す。定電圧源回路１２ａの出力電圧をＶｃｃ、ＤＡコンバータ２６の出力電圧をＶｄａ、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｈｏｕｔとする。

ＰＷＭ制御ＩＣ４１に内蔵された誤差増幅器の２つの入力端子ＩＮＶ（反転入力端子）とＮＯＮ（非反転入力端子）のうち、一方に直流基準電圧を入力し、他方に出力電圧Ｖｈｏｕｔを抵抗分圧した出力検出電圧を入力する。２つの入力端子電圧は、誤差増幅器の電圧利得が十分に大きいので、同電圧となるようにフィードバック制御が働く。どちらの端子を基準電圧側とするかは、ＰＷＭ制御ＩＣ内部のロジック構成によって決まり、図６に示したＴＬ１４５１Ａの場合には、ＩＮＶ端子が基準電圧側となる。図１の回路では、ＩＮＶ端子には抵抗Ｒ２１とＲ２２とで分圧した電圧が入力される。この電圧をＶｉｎｖとすると、Ｖｉｎｖは誤差増幅器が線形増幅できる入力電圧範囲（一般に同相入力電圧範囲と呼ばれる）の中心付近の電圧とすることが望ましい。ＴＬ１４５１Ａの場合には同相入力電圧範囲が１．０５Ｖから１．４５Ｖである。この電圧範囲となるように抵抗２１、２２の抵抗比を決める。

Ｖｉｎｖ＝Ｖｃｃ×Ｒ２１／（Ｒ２１＋Ｒ２２）
ＩＮＶ端子電圧Ｖｉｎｖを決定すると、ＮＯＮ端子電圧ＶｎｏｎはＶｉｎｖと同電圧になるので、
Ｖｉｎｖ＝Ｖｎｏｎ＝（Ｖｈｏｕｔ×Ｒ２４・Ｒ２５＋Ｖｄａ×Ｒ２３・Ｒ２４）／（Ｒ２３・Ｒ２４＋Ｒ２４・Ｒ２５＋Ｒ２５・Ｒ２３）
となる。したがって、出力電圧Ｖｈｏｕｔは
Ｖｈｏｕｔ＝（１＋Ｒ２３／Ｒ２４＋Ｒ２３／Ｒ２５）×Ｖｎｏｎ−Ｒ２３／Ｒ２５×Ｖｄａ
＝（１＋Ｒ２３／Ｒ２４＋Ｒ２３／Ｒ２５）×Ｒ２１／（Ｒ２１＋Ｒ２２）×Ｖｃｃ−Ｒ２３／Ｒ２５×Ｖｄａ
となる。ここで、ＤＡコンバータ２６は８ビットとしてその入力データ（電圧設定データ）をｎとすると、
ＤＡ出力Ｖｄａは
Ｖｄａ＝Ｖｃｃ×（ｎ−１）／２５６（ｎ＝０，１，２，・・・，２５５）
となる。

以上の関係から、出力電圧Ｖｈｏｕｔが所望の電圧範囲となるように、または１データ当たりの最小電圧分解能を所望の値とするように抵抗Ｒ２３，Ｒ２４，Ｒ２５の値を決定する。

図１の回路では、上記関係式からも分かるように、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｈｏｕｔの設定電圧範囲は、３つの抵抗値Ｒ２３，Ｒ２４，Ｒ２５によって任意に設定できるため、設計の自由度が非常に高い。さらに誤差増幅器の入力端子電圧は定常状態においては一定電圧であり、すべての電圧範囲にわたって負荷電流の変動、入力電圧の変動に対して安定な動作となる。

また、ＤＡコンバータの電圧設定データに対するＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧の変化については、ＤＡデータがゼロの時に出力電圧Ｖｈｏｕｔは最大値になる。このことから、ＤＡコンバータに電圧設定データが供給されない状態でＤＣ／ＤＣコンバータが起動すると、出力電圧Ｖｈｏｕｔは最大電圧になる。

以上が、図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータ回路における出力電圧Ｖｈｏｕｔの決定方法である。次に上に述べたＤＣ／ＤＣコンバータに要求される仕様を実現する回路構成および動作手段について、その実施の形態を説明する。

＜実施の形態１＞
図１のＤＣ／ＤＣコンバータは、ＰＷＭ制御ＩＣ４１の入力電源端子Ｖｉｎと入力電圧源Ｖｈｉｎとの間にオン・オフスイッチ９を設け、さらに、ＤＡコンバータの電源電圧を供給する定電圧源回路１２ａは上記オン・オフスイッチの後段に接続される構成とする。オン・オフスイッチ９は抵抗内蔵形ＮＰＮトランジスタ１１および抵抗内蔵形ＰＮＰトランジスタ１０によって構成される。ＯＮ／ＯＦＦ端子に入力される制御信号ＯＮ／ＯＦＦが“ハイ状態”となるとオンして、ＰＷＭ制御ＩＣ４１の入力電源端子Ｖｉｎおよび定電圧源回路１２ａに入力電圧Ｖｈｉｎが供給される。

したがって、ＯＮ／ＯＦＦ信号が“ロー”の時はＰＷＭ制御ＩＣ４１、定電圧源回路１２ａ、ＤＡコンバータ２６は停止している状態であり、消費電力はゼロとなる。

また、背景技術では出力オン・オフの制御をＰＷＭ制御ＩＣのＤＴＣ端子の入力電圧を切り換えることによって行っていたため、ＰＷＭ制御ＩＣに内蔵の出力短絡保護機能が使用できない課題があった。本実施の形態においては、ＤＴＣ端子は抵抗４６，４７およびコンデンサ４５できまるソフトスタート機能としてのみ使用している。したがって、ＰＷＭ制御ＩＣのＳＣＰ端子にコンデンサ４２を接続し、ＳＣＰ端子内部の抵抗とコンデンサ４２で決まる遅れ時間を持ったタイマラッチ式の出力短絡保護を有効にすることができる。

次に、図１の回路の動作について図２を用いて説明する。ＤＣ／ＤＣコンバータに入力電圧Ｖｈｉｎが供給された状態で、ＯＮ／ＯＦＦ信号が“ハイ状態”に立上り、放電回路の制御信号ＤＣＨＲＧ信号が“ロウ状態”になると、オン・オフスイッチ９がオンしてＰＷＭ制御ＩＣ４１、および定電圧源回路１２ａが起動を開始する。ＤＣ／ＤＣコンバータはＰＷＭ制御ＩＣのソフトスタート機能によって出力電圧Ｖｈｏｕｔは除々に立ち上がっていく。このときＤＡコンバータの入力データ（ＤＡ＿Ｄａｔａ、ＤＡ＿ＣＬＫ、ＤＡ＿ＬＤ）は与えられず、したがって出力電圧Ｖｈｏｕｔは電圧変化範囲の最大電圧まで上昇する。例えば、ＤＡコンバータの入力データが最大値を設定した場合と同様の電圧値となる。定電圧源回路１２ａの起動時の動作については、実施の形態２の項で説明する。

この後、ＤＣ／ＤＣコンバータから電子機器の駆動部（例えば記録ヘッド）の駆動電圧を供給するために、電子機器（記録装置）のコントロール部から電圧設定信号がＤＡコンバータに対して出力される。この信号の入力により、ＤＡコンバータの出力電圧が変化し、上述したＶｈｏｕｔ電圧設定式に基づいて出力電圧が設定電圧値まで変化する。ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧は起動時には出力可能な電圧で範囲における最大電圧になっているので、初期電圧設定値に電圧を低下させるためには出力コンデンサ５の電荷を放電させる。

そのために、放電回路６を所定の時間だけ導通して出力電圧を設定電圧に低下させる。放電回路６の導通時間τｄｃｈｒｇは、電圧低下幅ΔＶと出力コンデンサ５の静電容量Ｃ５、放電回路の放電抵抗７（抵抗値をＲ７とする）とによって決まる。放電用トランジスタ８に与えられるＤＣＨＲＧ信号は、導通時間τｄｃｈｒｇのパルス状の信号である。このＤＣＨＲＧ信号はＯＮ／ＯＦＦ信号と同様に、記録装置のコントロール部で生成してもよいし、モノマルチバイブレータ等の回路（図示せず）によって時間幅を設定してもよい。

また、導通時間τｄｃｈｒｇは、最大電圧と設定電圧との差分に応じて必要最小限の時間となるように変えてもよい。あるいは、設定電圧によらず常時一定の時間幅（最大電圧から最小電圧までに低下させることが出来る時間幅τｄｃｈｒｇ（ｍａｘ））となるように設定してもよい。

＜実施の形態２＞
実施の形態１では、ＯＮ／ＯＦＦ信号の立ち上り時にＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｈｏｕｔが最大電圧まで上昇してしまう。この最大電圧が負荷装置の最大許容電圧以下であれば問題ないが、電圧分解能の設定上の制約やその他何らかの理由で抑制したい場合がある。

実施の形態２は、この電圧を上昇を抑制する構成を説明する。回路構成は実施の形態１と同じ構成であるので、図１を用いて説明する。制御のタイミングについては、図３を用いて説明する。

定電圧源回路１２ａは高精度シャントレギュレータ１４を用いたシャントレギュレータ方式の定電圧源回路である。定電圧源回路の出力電圧Ｖｃｃと入力電圧Ｖｈｉｎとの差電圧を抵抗１３に流れる電流で調整し、一定の出力電圧Ｖｃｃを供給するものである。

定電圧源回路１２ａの前段に設けられたオン・オフスイッチ９が導通すると定電圧源回路１２ａは起動する。起動後に、抵抗１３と電圧安定化のために設けたコンデンサ１７との時定数によって出力電圧Ｖｃｃが上昇していく。

発明者が検討した回路では、Ｖｈｉｎ＝３２Ｖ、Ｖｃｃ＝３．３Ｖ、Ｒ１３＝６．６ｋΩ、Ｒ１５＝３．３ｋΩ、Ｒ１６＝２ｋΩ、Ｃ１７＝０．１μＦとした場合に、Ｖｃｃが３．３Ｖに達するまでを期間ｔ１で示している。この期間ｔ１は約１８０μｓである。つまり、ＯＮ／ＯＦＦ信号が“ロウ状態”から“ハイ状態”に切り替わるタイミングＴ０から約１８０μｓ後に定電圧源回路１２ａが立上り、ＤＡコンバータ２６が動作状態になる。

一方、ＰＷＭ制御ＩＣのソフトスタート時間の設定を行うタイミングが、定電圧源回路１２ａが動作開始するタイミングよりも十分遅く、なおかつＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が最大電圧の１／２程度に達するタイミングよりも前になるように制御する。図３において、Ｔ３のタイミングは、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が最大電圧の１／２程度に達するタイミングである。ここでＴ０からＴ３までの経過時間は、概ね数百μ秒である。

上述したタイミングで、ＤＡコンバータ２６に対する設定を行うことで、ＤＡコンバータの出力端子ＤＡｏｕｔから所望の電圧が出力される。その結果、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｈｏｕｔは最大電圧に達することなく、端子ＤＡｏｕｔから出力された電圧に基づき、ＰＷＭ制御ＩＣ４１は動作を行う。その結果、出力電圧ＶＨｏｕｔは、所望の電圧値に達した後、その電圧を維持する。

なお、この実施形態では、放電回路６を動作させる必要がないので、ＤＣＨＲＧ信号をアクティブ状態（ロウ状態）にはしない。

＜実施の形態３＞
実施の形態２では、ＯＮ／ＯＦＦ信号の立ち上がりのタイミングに同期して、定められた期間内に、機器のコントロール部が制御を行う必要がある。この設定を行うために、機器のコントロール部が、約数百μ秒のカウントを行う。しかし、このカウントを行うために、コントロール部はカウンタを設ける必要がある。

そこで、ＯＮ／ＯＦＦを“ハイ”に立ち上げた直後に初期電圧設定データを供給できる回路を図４に示す。

図４の回路を図１の回路と比較すると、定電圧源回路１２ｂの構成が異なる。定電圧源回路１２ｂはシャントレギュレータ１４とＮＰＮトランジスタ１８を用いたシリーズレギュレータ方式の定電圧源である。トランジスタ１８を追加した分コストは上昇するが、図４の定電圧源回路１２ｂの起動に要する時間は、図１のシャントレギュレータ方式の定電圧源回路のそれより短い。つまり、図４の定電圧源回路１２ｂは、図１の定電圧源回路より短時間で起動する。例えば、コンデンサＣ１７の静電容量が０．１μＦ程度であれば、Ｖｃｃ＝３．３Ｖに達する時間は数μｓ程度となる。

このシリーズレギュレータ方式の定電圧源回路１２ｂを用いることによって、図５に示すようにＯＮ／ＯＦＦ信号を“ハイ”状態に切替えた直後に、初期電圧設定データをＤＡコンバータに供給できることができる。ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時には、この電圧設定データに基づいた出力電圧で安定化される。

この実施の形態３も、実施の形態２と同様に、立ち上げ動作において、放電回路６を導通させる必要がない。

＜電子機器の説明＞
次に、上述した電源装置を備えた電子機器の一例を説明する。図９は、電子機器の一例として記録装置の斜視図である。この記録装置は、インクを吐出する記録ヘッドを用いてシートなどの被記録媒体に画像を記録する。

１１０５は記録ヘッドであり、キャリッジ１１０４上に搭載されてシャフト１１０３に沿って長手方向に往復運動可能となっている。記録ヘッドより吐出されたインクは、記録ヘッドと微小な間隔をおいて、プラテン１１０１に記録面を規制された被記録媒体１１０２に到達し、その上に画像を形成する。

記録ヘッドには、フレキシブルケーブル１１１９を介して画像データに応じて吐出信号が供給される。なお、１１１４はキャリッジ１１０４をシャフト１１０３に沿って走査させるためのキャリッジモータである。１１１３はモータ１１１４の駆動力をキャリッジ１１０４に伝達するワイヤである。また、１１１８はプラテンローラー１１０１に結合して被記録媒体１１０２を搬送させるための搬送モータである。

このキャリッジ１１０４には、上述したＤＣ／ＤＣコンバータが備えられている。一方、ＡＣ／ＤＣ電源は、記録装置に設けられているが、キャリッジとは異なる場所（例えば、記録装置の背面部、あるいは底部）に設けられている。

この記録装置は、記録ヘッドの駆動制御を行う際、記録ヘッドへ供給する電圧を制御する。例えば、記録ヘッドの温度に基づき、記録ヘッドの駆動電圧を変更する。これにより、温度変化があっても、吐出するインクの量を適切に制御でき、高品位の画像を記録することができる。

図１０は、記録装置の制御部を示す。ＣＰＵ１００はＲＯＭ１０１に格納されたプログラムに従って、記録装置の動作を制御する。ＡＳＩＣ１０３はＣＰＵ１００と協調して、記録ヘッド１１０５やキャリッジモータ１１１４や搬送モータ１１１８の駆動を制御する。

また、ＣＰＵ１００は上述したＤＣ／ＤＣコンバータ１１０に対しても制御信号を出力する。例えば、図１で説明したＯＮ／ＯＦＦ信号や、ＤＡコンバータへの出力される信号である。なお、これらの信号は、ＡＳＩＣ１０３から出力されても構わない。

なお、キャリッジモータ１１１４はＤＣモータであり、エンコーダ１０８の信号を用いて駆動の制御が行われる。搬送モータ１１１８はＤＣモータであり、エンコーダ１０９の信号を用いて駆動の制御が行われる。

以上、電子機器として記録装置を用いて説明したが、記録装置に限定するものではない。スキャナーや複写機などのほか、コンピュータやゲーム機、表示装置等でも構わない。

実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成を示す図実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作タイミングを示す図実施の形態２のＤＣ／ＤＣコンバータの動作タイミングを示す図実施の形態３のＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成を示す図実施の形態３のＤＣ／ＤＣコンバータの動作タイミングを示す図ＰＷＭ制御方式スイッチング制御ＩＣの内部ブロックを示す図背景技術のＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成を示す図背景技術のＤＣ／ＤＣコンバータの動作タイミングを示す図記録装置の斜視図記録装置の制御部を説明する図

Claims

外部から入力された入力電圧から出力電圧を生成するためにパルス幅制御を行うスイッチング制御手段と、
前記入力電圧が入力されると動作状態になり、基準電圧を出力する定電圧手段と、
前記基準電圧が入力されると動作状態になり、外部から入力された電圧設定データを入力し、前記電圧設定データに対応する第１制御電圧を出力するコンバータ手段と、
前記スイッチング制御手段が起動する際の前記出力電圧を制御するための第２制御電圧を生成する電圧生成手段と、
を備え、
前記スイッチング制御手段は、前記入力電圧が入力される第１端子と、前記第２制御電圧が入力される第２端子と、出力短絡保護の遅延時間を定めるための回路素子を接続するための第３端子と、前記出力電圧、前記基準電圧、前記第１制御電圧及び前記第２制御電圧に基づいて前記パルス幅制御を行うパルス幅制御部と、前記出力短絡保護を行う場合に前記パルス幅制御がなされたパルスの出力を止める出力停止部とを有する電源装置であって、
外部から入力される制御信号に基づいて、前記第１端子への前記入力電圧の供給と停止を切り替えるスイッチ手段を備え、
前記スイッチ手段と前記第１端子とが接続される配線に前記定電圧手段の入力が接続されていることを特徴とする電源装置。
前記スイッチング制御手段から出力されたパルスに基づいて駆動されるＭＯＳＦＥＴを更に備えることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
請求項１または２に記載の電源装置と、前記前記出力電圧の供給をうけて駆動する駆動部と、前記電圧設定データと前記制御信号の前記電源装置への出力と前記駆動部の制御とを行う制御手段と、を備えたことを特徴とする電子機器。
前記入力電圧を生成するＡＣ／ＤＣ電源を更に備えることを特徴とする請求項３に記載の電子機器。
請求項１または２に記載の電源装置と、前記出力電圧の供給をうけて駆動する記録ヘッドと、前記電圧設定データと前記制御信号の前記電源装置への出力と前記記録ヘッドの制御とを行う制御手段と、を備えたことを特徴とする記録装置。
前記入力電圧を生成するＡＣ／ＤＣ電源を更に備えることを特徴とする請求項５に記載の記録装置。