JP4979988B2 - デジタルスケールの出力信号補正装置及び出力信号補正方法 - Google Patents

Description

本発明は、サーボモータの回転角度の検出装置やリニアステージの位置検出装置の改良に関するものであり、移動体の位置を検出する際に、その検出信号である位相の異なる２相交流信号に含まれる各種の誤差成分を検出し、自動的にこの誤差を補正する出力信号補正方法、及び誤差補正機能付き位置検出方法を用いた、高精度三次元測定装置や薄板の厚み測定を行う測定装置としての出力信号補正装置に関する。

従来のデジタルスケール（以下、位置検出器と表記する。）の一例として、図８に示すものがある。図８の位置検出器は、被検出体の移動体１には透磁材の目盛２が取付けられており、目盛２に対向して光学センサ３０３，３０４が配設されている。光学センサ３０３及び３０４の出力Ｖ_ｘ及びＶ_ｙはそれぞれ瞬時値検出部３１０内のサンプルホールド回路３１１及び３１２に入力されると共に、位置上位桁検出回路３２０内の比較演算器３２１及び３２２に入力される。サンプルホールド回路３１１及び３１２の出力はそれぞれＡ／Ｄ変換器３１３及び３１４に入力され、Ａ／Ｄ変換されたデジタル瞬時値Ｘ＝ｃｏｓθ及びＹ＝ｓｉｎθは除算器３３１に入力され、その除算結果Ｙ／Ｘがａｒｃｔａｎ部３３２に入力されている。

このａｒｃｔａｎ部３３２の出力は、移動体２の１目盛に相当する回転角を２π[ｒａｄｉａｎ]とした場合の１目盛の微小な位置θを内挿検出した結果である。比較演算器３２１及び３２２の出力はそれぞれパルスカウンタ３２３に入力され、計数された位置の上位桁データＴＮは位置検出部３３０内の加算器３３３に入力される。加算器３３３では上述の１目盛内の内挿検出した位置θと、位置の上位桁データＴＮとを加算することにより、移動体１の位置ＰＳを得ている。このような構成において、位置検出部３３０における処理は、マイクロプロセッサ等を用いたソフトウェア処理や、ＲＯＭテーブルを持つハードウェアで実現することが考えられる。

図９は、特許文献２に示す位置検出装置を搭載するプローブ走査型３次元測定機の構成図である。図において、定盤３８１上に、ＸＹテーブル３８２が設けられる。ＸＹテーブル３８２上に架台３８３が設けられている。架台３８３上には、発振周波数安定化Ｈｅ−Ｎｅレーザからなる測定用スケール設定手段３８４と、垂直方向に上下移動するＺ軸移動台３８５と、干渉計とレンズを含む光学系からなるＺ１位置検出器３８６−１及びＺ２位置検出器３８６−２が設けられている。また、測定用スケール設定手段３８４には、各種ミラー、プリズム、偏光板等の光学システムが含まれている。さらに、定盤３８１上に、支持体３８８を設け、この支持体３８８を介して、前記Ｚ軸移動台３８５の上方に、水平ミラーをＸ―Ｙ軸基準面３８９として設ける。そして、被測定物３８７は、定盤３８１上の、前記Ｚ１位置検出器３８６−１の下方に位置する場所に固定される。

測定光は、前記各種ミラー、プリズム、偏光板等の光学システムによって、２つに分けられ、その１つは、前記Ｚ軸移動台３８５上に設けられたＺ１位置検出器３８６−１のレンズによって、被測定物３８７上に集光され、反射されて、架台３８３上に設けたＺ１位置検出器３８６−１に入射する。他の１つは、各種ミラー、プリズム、偏光板等の光学システムによって、直接、架台３８３上に設けたＺ１位置検出器３８６−1に入射する。このＺ１位置検出器３８６−1は、内蔵している干渉計によって、これら２つの測定光Ｆから前記被測定物の被測定点と前記架台３８３上の第１特定点との距離Ｚ1を測定する。参照光Ｆは、各種ミラー、プリズムによって、２つに分けられ、その一方の参照光Ｆが、各種ミラー、プリズム、偏光板等の光学システムによってＸ−Ｙ軸基準面３８９のミラー上に集光されて反射され、各種ミラー、プリズム、偏光板等の光学システムによってＺ２位置検出器３８６−２に集光されると共に、他方の参照光Ｆが各種ミラー、プリズム、偏光板等の光学システムによって、直接、Ｚ２位置検出器３８６−２に集光され、Ｚ２位置検出器３８６−２に内蔵されている干渉計によってＸ−Ｙ軸基準面３８９と、架台３８３上にある、第１特定点とのＺ軸方向の距離が特定できる第２特定点との距離Ｚ２が測定される。

上記三次元測定装置のＺ１位置検出器３８６−１、Ｚ２位置検出器３８６−２、Ｘ位置検出器３８６−Ｘ、Ｙ位置検出器３８６−Ｙは、図８の目盛２の替わりに、発振周波数安定化Ｈｅ−Ｎｅレーザからなる測定用スケール設定手段３８４を用いることで高精度な位置検出を実現し、図８の光学センサ３０３、３０４に対応する光学センサよりなる干渉計を配設し、図８の光学センサ出力Ｖ_ｘ、Ｖ_ｙと同様に
Ｖ_ｘ＝ｃｏｓθ 及び Ｖ_ｙ＝ｓｉｎθ
（θは 測定物の位置を示す）
となる信号Ｖ_ｘ、Ｖ_ｙを出力する。

また、測定用スケール手段３８４の発振周波数安定化Ｈｅ−Ｎｅレーザの波長は約０．６３３μｍであり、１ｅ^−８以上の周波数安定性を持ち、光路が測定対象との間を一往復するシングルパスの場合、リサージュ１回転は波長の半分の０．３１６５μｍとなる。

しかしながら、従来の位置検出装置では、光学センサ３０３及び３０４の出力Ｖ_ｘ及びＶ_ｙは互いに振幅が等しく、位相差が正確に９０°異なっており、また、直流オフセット成分を０として扱っている。ただし、一般的には直流オフセットについては、０でなくても予め既知である一定の値として扱っている例も多く、この場合でも位置検出部３３０の内部処理において、既知である一定の直流オフセットをＶａ及びＶｂから減算することによって、前述のように直流オフセットが０である場合と同様に扱っている。

ところが実際の位置検出装置においては、光学センサ３０３及び３０４により出力される実際の２相交流信号について、オフセット又はオフセットの変動が生じていたり、各振幅が異なっていたり、位相差が９０°からずれていたりする。図１０Ａ〜図１０Ｄは、横軸をＶ_ｘ、縦軸をＶ_ｙとしたときのＶ_ｘ、Ｖ_ｙの軌跡（リサージュ波形と呼ぶ）を具体的に表示したものである。図１０Ａは、理想的に調整された状態であり中心が原点に一致した円である。図１０Ｂはオフセットのみがずれた状態、図１０Ｃはゲインのみがずれた状態、図１０Ｄは位相のみがずれた状態をそれぞれ模式的に表示している。信号に誤差がある場合、その信号は検出されるべきｓｉｎθ，ｃｏｓθとは異なった値として検出されていた。このような誤差を含んだ検出値に基づいて演算を行なっていたので、従来は高精度な位置検出ができないという問題点があった。

なお、従来そのような場合に、図１１のようにＶ_ｘ、Ｖ_ｙをＶ_ｘオフセット調整用可変抵抗３１５、Ｖ_ｘゲイン調整用可変抵抗３１６、Ｖ_ｙオフセット調整用可変抵抗３１７、Ｖ_ｙゲイン調整用可変抵抗３１８による各誤差補正回路を設けることにより対処している。しかし、当該各誤差補正回路はハード的に処理を行うため、可変抵抗等の人間または自動機による調整が必要であり、Ｖ_ｘ、Ｖ_ｙの位相差を９０°の調整を抵抗等の安価な部品のみで実現することはむずかしかった。さらに、人為的な調整ミスが発生したり、回路素子の温度変動等による特性変化や経年変化による特性劣化等により、常に高精度な位置検出を行なうことができなかった。

図１２，１３は、従来の補正を行う３次元測定機により、被測定物３８７に平面度の保障された平面を設置して、測定した一例である。被測定物３８７は水平に設置するが、実作業上１μｍ／ｍｍ以下の傾きをなくすことは難しいため、測定結果よりデータの後処理により、平面の傾き分を補正して表示している（当該平面の傾き分の補正を、以下、傾き補正と表記する）。

図１２の測定結果は、傾き補正つきで１．２ｍｍ／秒にてＹ方向（横軸（ｍｍ））に測定した結果である。被測定物の設置条件は変えずに、左側は本補正を実施せずに測定した場合である。実際の測定物は、Ｙ方向に０．３６μｍ／ｍｍの傾きがあり、リサージュ１回転あたりが発振周波数安定化Ｈｅ−Ｎｅレーザの波長の半分、つまり約０．３１５μｍにあたる。したがって、補正前の左側の測定データは、Ｙ方向に
０．３１５[μｍ]／０．３６[μｍ／ｍｍ]＝０．８７５ｍｍ
ごとの周期的な変動（測定誤差）が発生することが予想され、実際に補正前のデータには、約１ｍｍ弱ごとに約５ｎｍの周期的誤差があることが確認できる。

図１０Ｂ〜図１０Ｄのような誤差を含んだ検出値に基づいて演算を行なうことにより、高精度な位置検出ができないという問題を解決するため、特許第３０２６９４９号（特許文献３）に開示されるように、２相交流信号Ｖ_ｘ，Ｖ_ｙの複数組の瞬時値から検出する誤差検出方法を提案している。たとえば、特許第３０２６９４９号においては、図１４、図１５に示すようにＶ_ｘがゼロクロスするときのＶ_ｙ１、Ｖ_ｙ２と、Ｖ_ｙがゼロクロスするときのＶ_ｘ１，Ｖ_ｘ２とを求め、Ｖ_ｙ１とＶ_ｙ２の平均（Ｖ_ｙ１＋Ｖ_ｙ２）／２、Ｖ_ｘ１とＶ_ｘ２の平均（Ｖ_ｘ１＋Ｖ_ｘ２）／２をオフセットとする方法が提案されている。

また、特許第３０９２１００号（特許文献１）においては、Ｖ_ｘがゼロクロスするときのＶ_ｘ１、Ｖ_ｘ２と、Ｖ_ｙがゼロクロスするときのＶ_ｘ１，Ｖ_ｘ２、Ｖ_ｘ＝Ｖ_ｙとなるときのＶ_ｘ３、Ｖ_ｙ３の６つのＶ_ｘ、Ｖ_ｙの組から、オフセット、ゲイン、位相差を求める方法が提案されている。
特許第３０９２１００号公報 特許第３０４６６３５号公報 特許第３０２６９４９号公報

しかしながら、前記従来の特許第３０２６９４９号（特許文献３）に開示された方法では、図１６に示すように、２つの正弦波入力Ｖ_ｘ、Ｖ_ｙの間に位相誤差がある場合は、ゼロクロスの平均で求めた位置と真の中心は異なるため、正確に求めることができないという課題を有していた。また、ゼロクロスサンプル回路を付加する分だけ高価になるという課題も有していた。

また、前記従来の特許第３０９２１００（特許文献１）に開示された方法では、光学センサ３０３及び３０４の出力Ｖ_ａ及びＶ_ｂのわずか６組から誤差を求めるため、光学センサ３０３及び３０４のノイズ等により高精度に求めることができない、Ｖ_ｘ、Ｖ_ｙのゼロクロス、Ｖ_ｘ＝Ｖ_ｙとなる値を検出する高価なゼロクロスサンプル回路が必要となるという課題を有していた。

通常ＸＹテーブル３８２と架台３８３の動作面は、Ｘ−Ｙ基準面３８９と平行に調整されるため、Ｚ２位置検出器３８６−２はＸＹテーブル３８２の全可動範囲でも一定値となり、静止時に位置検出器の測定変動は０．０１μｍ以下である。このため、通常のリサージュ波形は縁にならず点に近く、外乱を与えても、図１３に示すように、その測定点は、非常に偏った分布を示す。

このような、偏り存在するデータを用いて補正を行った場合、上記２つの方法では十分な精度を得られないばかりか、逆に精度が悪化するという課題があった。

本発明は、前記従来の課題を解決するもので、上記各誤差を簡単かつ安価な演算処理回路により演算して、センサのノイズ等の不確定さの影響を小さくし、かつ、偏りのあるデータを用いても、十分な精度の位置検出を行なうことのできる出力信号補正装置と誤差補正機能を有効に使用する出力信号補正方法を提供することを目的とする。

本発明は、上記技術的課題を解決するために、以下の構成のデジタルスケール出力信号補正装置を提供する。

本発明の第１態様によれば、
誤差を含むＡ相正弦波信号及び前記Ａ相正弦波信号に対して位相差を有する誤差を含むＢ相正弦波信号を含むエンコーダ信号を入力し、前記誤差を補正した位置情報又は角度情報を出力するデジタルスケール出力信号補正装置であって、
前記Ａ相正弦波信号がＡＤ変換されたＡ相正弦波信号値と、前記Ｂ相正弦波信号がＡＤ変換されたＢ相正弦波信号値を記憶するデータ保持部と、
前記データ保持部に格納されている、前記Ａ相正弦波信号値と前記Ｂ相正弦波信号値の瞬時値に関し、６個以上の複数のＡ相Ｂ相ペアを入力値とし、それぞれの入力値について、前記Ａ相正弦波信号値のオフセット、前記Ｂ相正弦波信号値のオフセット、前記Ａ相正弦波信号値と前記Ｂ相正弦波信号値の大きさ比、前記Ａ相正弦波信号値と前記Ｂ相正弦波信号値の位相差を算出する誤差演算部と、
前記誤差演算部が算出した結果により前記Ａ相Ｂ相ペアを補正するデータ変換部と、
前記データ変換部の出力を割り算する割算器と、
前記割算器からの出力のarctan値を出力するarctan部と、を有し、
前記Ａ相正弦波信号値と前記Ｂ相正弦波信号値が

と表わされ、前記Ａ相Ｂ相ペアが（Ｘ_ｎ、Ｙ_ｎ）であるとき、
前記誤差演算部は、（Ｂ相正弦波信号値／Ａ相正弦波信号値）のarctan値arctan(Ｙ_ｎ／Ｘ_ｎ）をパラメータとして、前記Ａ相Ｂ相ペアと正弦波信号上の点との距離の自乗和が最小になるように（Ａ_ｘ，Ｂ_ｘ，Ａ_ｙ，Ｂ_ｙ，Ｐ_ｘ，Ｐ_ｙ）を決定し、前記パラメータに対し前記Ａ相正弦波信号値を正弦波に近似したときのＡ相オフセットとＡ相大きさとＡ相位相と、前記パラメータに対し前記Ｂ相正弦波信号値を正弦波に近似したときのＢ相オフセットとＡ相に対するＢ相大きさ誤差とＡ相に対するＢ相位相誤差とを演算し、
新たなＡ相Ｂ相ペア（Ｘ，Ｙ）に対して、ゲインＧ _ｘ ，Ｇ _ｙ を、

とし、前記Ａ相正弦波信号値を基準にした前記Ｂ相正弦波信号値の位相差＋π／２を、

としたとき、

と示されるように、３個の加算器と２個の乗算器により構成された前記データ変換部が、前記新たなＡ相Ｂ相ペア（Ｘ，Ｙ）の補正値（Ｘ’，Ｙ’）を算出するよう構成されたことを特徴とする、デジタルスケール出力信号補正装置を提供する。

上記構成において、Ａ相正弦波信号とＢ相正弦波信号とは、それぞれ独立して誤差を含むものであり、互いに位相に差を有している信号である。位相差は、例えば、９０゜である。Ｂ相正弦波信号値は、Ａ相正弦波信号値の前記ＡＤ変換と同時にＡＤ変換されるように構成されていてもよい。

また、当該出力信号の補正は、繰り返し行われてもよい。具体的には、デジタルスケール出力信号補正装置は、さらに、前記デジタルスケール出力信号補正装置において実行される補正回数設定入力部と、
補正後のデータを再度補正装置に入力する切り替え部と、
実際の補正回数と前記補正回数の設定部の設定数とを比較する制御部を具備し、
前記補正回数設定入力部によって指定された回数の補正を繰り返し行うように構成されていてもよい。

本発明の第２態様によれば、誤差を含むＡ相正弦波信号及び前記Ａ相正弦波信号に対して位相差を有する誤差を含むＢ相正弦波信号を含むエンコーダ信号を入力し、前記誤差を補正した位置情報又は角度情報を出力するデジタルスケール出力信号補正方法であって、
前記Ａ相正弦波信号がＡＤ変換されたＡ相正弦波信号値

と、前記Ｂ相正弦波信号がＡＤ変換されたＢ相正弦波信号値

の瞬時値をデータ変換部と誤差演算部に入力し、６個以上の複数のＡ相Ｂ相ペア（Ｘ_ｎ、Ｙ_ｎ）から、誤差演算部において、最小自乗法により、前記Ａ相正弦波信号値のオフセットＰ_ｘ、前記Ｂ相正弦波信号値のオフセットＰ_ｙ、前記Ａ相正弦波信号値と前記Ｂ相正弦波信号値の大きさ比

および前記Ａ相正弦波信号値と前記Ｂ相正弦波信号値の位相差

を算出し、
オフセット加算と一次変換を実行するよう構成された前記データ変換部の定数を決定し、

と示されるように、データ変換部において新たなＡ相Ｂ相ペアの補正値（Ｘ’，Ｙ’）を算出し、
前記新たなＡ相Ｂ相ペアの補正値（Ｘ’，Ｙ’）を割算器において割り算し、
前記割算器からの出力のarctan値を出力する、ことを特徴とする、デジタルスケール出力信号補正方法を提供する。

また、上記の第２の態様のデジタルスケール出力信号補正方法を搭載した機器において、機器の原点復帰動作と同期して、６個以上の複数のＡ相Ｂ相ペア（Ｘ _ｎ 、Ｙ _ｎ ）をより均一に取得することができる。

以上のように、本発明のデジタルスケール出力信号補正装置及びデジタルスケール出力信号補正方法によれば、高価なゼロクロスサンプル回路を使うことなく、６個以上任意の多数のデータを使用することで高精度に、かつ、高度な調整や経時変化に対応して移動体の位置を検出することができる。

また、Ａ相正弦波信号及びＢ相正弦波信号の大きな誤差がある場合、上記の補正を複数回繰り返すことで高精度の補正とすることができる。

以下本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。

（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態におけるエンコーダ出力信号補正装置の構成図である。図１において、図８と同じ構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。また、図１の例においても、図８の位置上位桁検出回路３２０は存在するが、図８の位置上位桁検出回路３２０と全く同一で、本発明とは直接関係ないので、記載を省略している。

データ保持部４０は、信号Ｖ_ｘ、Ｖ_ｙをＡ／Ｄ変換した瞬時値検出部３１０の出力のデジタルデータＸ、Ｙを６組以上保持する部分で、メモリと制御部から構成されている。誤差演算部５０は、データ保持部４０の保持した６個以上の出力をもとにして下記アルゴリズムに従って、Ｖ_ｘのオフセット、Ｖ_ｙのオフセット、ゲインと位相差を補正する１次変換補正値の合計６つの補正値を算出する。データ変換部６０は、誤差演算部５０の出力した６つの補正値により、瞬時値検出部３１０の出力のデジタル化された数値データＸ、Ｙをリアルタイムで変換し、変換結果のＸ’、Ｙ’を位置検出部３３０に入力する。

以下、誤差演算部５０の処理アルゴリズムを説明する。図１において、光学センサ３０３，３０４の出力は数１１、数１２

に示したように振幅誤差（Ｖ_１，Ｖ_２）、位相誤差（ｃ，ｄ）、直流オフセット（Ｐ，Ｑ）などの誤差を含む２相正弦波信号である。

この２相正弦波信号Ｖ_ｘ及びＶ_ｙはサンプルホールド回路３１１及び３１２、Ａ／Ｄ変換器３１３，３１４によってデジタル化された数値データＸ、Ｙに変換される。Ｘ及びＹは、それぞれ次の式のように表される。

この２相正弦波信号ＸおよびＹは、図１の目盛り１個分を１周期（またはｎ周期）、すなわち２π[ｒａｄｉａｎ]とする正弦波であり、理想的な２相正弦波 Ｘ＝ｃｏｓθ 及び、Ｙ＝ｓｉｎθに対して、
振幅

位相誤差

直流オフセット

となる。

これらの各誤差量は、このような位置検出装置において直接検出することは不可能であるので、２相正弦波信号Ａ及びＢの瞬時値の多数のペアからこれらの各誤差量

を検出することを考える。

１からＮ（Ｎは６以上）個までのＡＤ変換値の組を

とする。ｎは１からＮまでの任意の数である。そのそれぞれの組について

を求める。入力Ｖ_ｘ，Ｖ_ｙは、ほぼ理想状態に調整できているため、

と考えられる。

この条件で上記誤差分をもとめる。たとえば、評価関数を数２２、数２３のように設定できる。

評価関数の数２２、数２３を最小にする解は

となり、連立１次方程式を解くことで求めることができる。

したがって、

の関係を利用することで、ＡＤ変換結果Ｘ_ｎ、Ｙ_ｎに

の変換を行えばよい。

ここで、
オフセット

ゲイン

フェイズ差＋π／２

である。

としたのは、Ｖ_ｘを基準にすることにより、時間ごとに分けて補正を行ったときに、時間分割の継ぎ目で位置が不連続になるのを避けるためである。

図１の誤差演算部５０は、数２４、数２５に従い、Ｘ，ＹからＸ’、Ｙ’に変換する係数を求める。データ変換部６０は、数２７の変換を行う部分である。

高速にリアルタイムに補正を行う場合は、誤差演算部５０及びデータ変換部６０をＦＰＧＡのようなＬＳＩによりハードウェアで構築すればよい。

高速にリアルタイムに補正を行う必要がない場合は、データ保持部４０および誤差演算部５０をＬＳＩと比べて安価なパソコン等のＣＰＵを用いて、数２４、数２５をソフト処理により実現できる。通常、図９に示した３次元測定機には、モータ等を制御し、測定を行い、測定データを保持し、解析し、解析結果を表示するためのパソコン及びディスプレイが装備されている。データ保持部４０、誤差演算部５０を３次元測定装置に具備されたパソコンにて実施することで、追加ハードウェアなく本誤差演算部を実装することが可能となる。

以上は、

とし、入力Ｖ_ｘ，Ｖ_ｙは、ほぼ理想状態に調整できているため、

と考え、一度の補正方式を例にあげた。

しかし、実際にはＶ_ｘ、Ｖ_ｙにも誤差があるため、上記の補正を複数回繰り返すことで高精度の補正とすることができる。具体的には、数２７で変換したＸ’、Ｙ’を測定データとして再度誤差をもとめ、再度補正をかけてやればよい。２回の補正を行った結果をＸ''、Ｙ''とすると

の変換を行えばよい。

１度目の変換と同様に
オフセット

ゲイン

フェイズ差＋π／２

である。

変換行列を

とすると、

となる。

同様に、２回のみでなく、３回以上の任意の十分な回数変換を行うこともできる。

図２、３は、本補正方式によるデータ保持部４０、誤差演算部５０をパソコンに実装し、データ変換部６０のみをハードウェアで実現し、補正パラメータを設定後はリアルタイムの出力を可能にした図９の３次元測定機により、被測定物３８７に平面度の保障された平面を設置して、測定した一例である。

図２の測定結果は、図１２と同様に傾き補正つきで１．２ｍｍ／秒にてＹ方向に測定した結果である。被測定物の設置条件は変えずに、本補正を実施して補正パラメータを設定した後、測定した場合であり、補正パラメータの設定前後に測定を行っている。先に説明したように、この測定時に被測定物は、Ｙ方向に０．３６μｍ／ｍｍの傾きがあり、リサージュ１回転あたりが発振周波数安定化Ｈｅ−Ｎｅレーザの波長の半分、つまり約０．３１５μｍにあたる。

これに対し、補正前の図１２の測定データは、
０．３１５[μｍ]／０．３６[μｍ／ｍｍ]＝０．８７５ｍｍ
ごとの約５ｎｍの周期的誤差が補正前には確認できる。一方、図２の補正後の測定結果からは、発振周波数安定化Ｈｅ−Ｎｅレーザの波長に依存する０．８７５ｍｍごとの誤差がなくなっている。なお、図１２のデータにおいて、測定形状が若干異なるのは、２度測定（被測定物を動かさず）したためである。

図３の×点は、図２の測定を行う直前に補正の実施に用いた図９のＺ２位置検出器３８６−２の測定点である。図３において、円は参考のために表示した原点を中心とする円である。このデータは、Ｚ２位置検出器３８６−２の補正機能をオペレータの意思により実施し、補正データを収集するときにオペレータが意図的に外乱を与えたものである。本３次元測定装置が完全に停止している場合は、測定データが０．０１μｍ以下で安定しているため測定データがリサージュ面と比較して偏ってしまい、補正を行うことはできないが、外乱をあたえることで補正データに図３のような偏りはあるが補正を実施できる。収集した補正データには偏りがあるが、図３で見る限りオフセット誤差、ゲイン誤差、位相誤差が正しく補正されていることが確認できる。

また、補正精度を上げるため、補正データを収集するとき、ステージを前記位置検出器の正弦波１周期分以上かつ動作を検知できない幅以下動作させる方法もある。本測定機の場合、３μｍほど動作させれば、Ｚ１位置検出器３８６−１、Ｘ位置検出器３８６−Ｘ、Ｙ位置検出器３８６−Ｙは確実に補正を行うことができる。３μｍであれば、オペレータからみて装置動作の許容範囲内であり、測定の支障になることはない。

また、３次元測定装置を立ち上げたとき最初に行う原点復帰動作と同期させて行い、より均一な測定データを得ることにより補正精度をあげることも可能である。位置検出器はインクリメンタルであり、電源投入直後は絶対位置を検出できないため、自動測定を行うためには別のセンサを用いてアクチュエータの絶対位置を検出することが必要である。この動作を原点復帰動作と呼んでいる。ＸＹテーブル３８２の動作面は、Ｘ−Ｙ基準面３８９と平行に調整されるが、ＸＹテーブルの可動範囲数十ｍｍ角の範囲では、０．５μｍ以上の傾きが調整できず残るため、上記原点復帰中には十分な偏りのない補正データを収集することができる。

（第２実施の形態）
特開２０００−２８３７２８号公報に開示の薄板材の厚み変動測定装置に、上記第１実施形態にかかる補正方式を適用した場合及び適用しなかった場合について測定し、その結果を比較する。測定方法は図４、図５に示すように、位置検出器１２０を用いて、薄板材Ｗの両側から測定することにより、薄板材の厚み変動を測定する方式である。図９の位置検出器と同様に測定用スケール設定手段３８４を用いて構成できる。しかも、薄板材の厚み変動測定装置は測定光路が非常に短いため、高精度の測定が可能である。

リアルタイムでの補正と測定結果が不要の場合には、Ｖ_ｘ、Ｖ_ｙを一度保存し、測定後に第１実施形態の補正処理を行い、測定データを変換することもできる。

図６Ａ及び図６Ｂに本補正方式を適用した場合としなかった場合との実施結果を示す。図６Ａは、センサＺ１からの出力波形Ｖ_ｘ１、Ｖ_ｙ１、センサＺ２からの出力波形Ｖ_ｘ２、Ｖ_ｙ２をＶ_ｘ１、Ｖ_ｘ２を横軸にＶ_ｙ１、Ｖ_ｙ２を縦軸表示（リサージュ波形）したものである。拡大リサージュ波形は

ｋ_const＝０．９として、Ｖ_ｘmagを横軸、Ｖ_ｙmagを縦軸にとり、リサージュ波形の歪分を拡大表示している。

本方式による補正前は、非常に大きい歪をもっていることがわかるが、本方式による補正後は、ほとんど歪がわからなくなっている。

図７Ａ及び図７Ｂは、１２５ｋＨｚのサンプリングのフィルタ処理なしの測定を、時間（測定時間０．２秒）横軸に、薄板材の同一場所の位置と厚さを縦軸に表示したものである。被測定物は薄板材であり、薄板材の厚み変動測定装置では被測定物の外周３点だけ保持する方式のため測定点を含む被測定物は測定中４０〜５０Ｈｚで、１ミクロン前後振動している。補正前は薄板材の同一点を測定しているにもかかわらず、測定した被測定物の厚さは周波数１ｋＨｚ以上、振幅８ｎｍで高速に変動しているようにみえる。しかし、上記データを本方式による補正すると、１ｎｍ以下の精度で安定して測定できていることがわかる。この薄板材の厚み変動測定装置でも、測定用スケール手段の発振周波数安定化Ｈｅ−Ｎｅレーザの波長は約０．６３３μｍであり、リサージュ一回転の距離は３１６．５ｎｍであり、３００分割以上の内挿精度があることが推測できる。

なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、その他種々の態様で実施可能である。

本発明のデジタルスケール出力信号補正装置は、位置検出の高精度化を可能にする機能を有し、従来の目盛の代わりに波長安定性の保証されたＨｅ−Ｎｅレーザの干渉を応用した測長システムに適用し、位置検出器を使用する測定機の動作と同期させて補正を実施することにより測定装置の測定精度を高精度化することができる。

本発明の第１実施形態１におけるデジタルスケール出力信号補正装置の概略構成を示す図。 図１のデジタルスケール出力信号補正装置を用いた測定結果の一例を示す図。 図１のデジタルスケール出力信号補正装置を用いた補正結果とリサージュ図形との比較を示す図。 図１のデジタルスケール出力信号補正装置を搭載した測定装置の構成例を示す図。 図４の測定装置の部分拡大図。 本補正方式を適用しなかった場合の実施結果を示すグラフ。 本補正方式を適用した場合の実施結果を示すグラフ。 本補正方式を適用しなかった場合の補正結果の一例を示す図。 本補正方式を適用した場合の補正結果の一例を示す図。 従来のデジタルスケール出力信号補正装置の構成例を示す図。 従来のプローブ走査型３次元測定機の構成図。 リサージュ波形の一例であり、理想的に調整された状態を示す図。 リサージュ波形の一例であり、オフセットのみがずれた状態を示す図。 リサージュ波形の一例であり、ゲインのみがずれた状態を示す図。 リサージュ波形の一例であり、位相のみがずれた状態を示す図。 従来のハード調整による補正方法の構成図。 従来の測定結果の一例を示す図。 従来の補正結果とリサージュ図形との比較を示す図。 従来のエンコーダ出力信号補正方式の説明図。 従来の他のエンコーダ出力信号補正方式の説明図。 図１４に示すエンコーダ出力信号補正方式の課題を説明する図。

１ 移動体
２ 目盛
４０ データ保持部
５０ 誤差演算部
６０ データ変換部
３０３，３０４ 光学センサ
３１０ 瞬時値検出部
３１１，３１２ サンプルホールド回路
３１３，３１４ Ａ／Ｄ変換器
３２０ 位置上位桁検出回路
３３１ 除算器
３３２ ａｒｃｔａｎ部
３４０ データ保持部
３５０ 誤差演算部

Claims (4)

1. 誤差を含むＡ相正弦波信号及び前記Ａ相正弦波信号に対して位相差を有する誤差を含むＢ相正弦波信号を含むエンコーダ信号を入力し、前記誤差を補正した位置情報又は角度情報を出力するデジタルスケール出力信号補正装置であって、
   前記Ａ相正弦波信号がＡＤ変換されたＡ相正弦波信号値と、前記Ｂ相正弦波信号がＡＤ変換されたＢ相正弦波信号値を記憶するデータ保持部と、
   前記データ保持部に格納されている、前記Ａ相正弦波信号値と前記Ｂ相正弦波信号値の瞬時値に関し、６個以上の複数のＡ相Ｂ相ペアを入力値とし、それぞれの入力値について、前記Ａ相正弦波信号値のオフセット、前記Ｂ相正弦波信号値のオフセット、前記Ａ相正弦波信号値と前記Ｂ相正弦波信号値の大きさ比、前記Ａ相正弦波信号値と前記Ｂ相正弦波信号値の位相差を算出する誤差演算部と、
   前記誤差演算部が算出した結果により前記Ａ相Ｂ相ペアを補正するデータ変換部と、
   前記データ変換部の出力を割り算する割算器と、
   前記割算器からの出力のarctan値を出力するarctan部と、を有し、
   前記Ａ相正弦波信号値と前記Ｂ相正弦波信号値が
   

   

   

   と表わされ、前記Ａ相Ｂ相ペアが（Ｘ_ｎ、Ｙ_ｎ）であるとき、
   前記誤差演算部は、（Ｂ相正弦波信号値／Ａ相正弦波信号値）のarctan値arctan(Ｙ_ｎ／Ｘ_ｎ）をパラメータとして、前記Ａ相Ｂ相ペアと正弦波信号上の点との距離の自乗和が最小になるように（Ａ_ｘ，Ｂ_ｘ，Ａ_ｙ，Ｂ_ｙ，Ｐ_ｘ，Ｐ_ｙ）を決定し、前記パラメータに対し前記Ａ相正弦波信号値を正弦波に近似したときのＡ相オフセットとＡ相大きさとＡ相位相と、前記パラメータに対し前記Ｂ相正弦波信号値を正弦波に近似したときのＢ相オフセットとＡ相に対するＢ相大きさ誤差とＡ相に対するＢ相位相誤差とを演算し、
   新たなＡ相Ｂ相ペア（Ｘ，Ｙ）に対して、ゲインＧ _ｘ ，Ｇ _ｙ を、
   

   

   とし、前記Ａ相正弦波信号値を基準にした前記Ｂ相正弦波信号値の位相差＋π／２を、
   

   

   としたとき、
   

   

   
   と示されるように、３個の加算器と２個の乗算器により構成された前記データ変換部が、前記新たなＡ相Ｂ相ペア（Ｘ，Ｙ）の補正値（Ｘ’，Ｙ’）を算出するよう構成されたことを特徴とする、デジタルスケール出力信号補正装置。
2. さらに、前記デジタルスケール出力信号補正装置において実行される補正回数設定入力部と、
   補正後のデータを再度補正装置に入力する切り替え部と、
   実際の補正回数と前記補正回数の設定部の設定数とを比較する制御部を具備し、
   前記補正回数設定入力部によって指定された回数の補正を繰り返し行うことを特徴とする請求項１に記載のデジタルスケール出力信号補正装置。
3. 誤差を含むＡ相正弦波信号及び前記Ａ相正弦波信号に対して位相差を有する誤差を含むＢ相正弦波信号を含むエンコーダ信号を入力し、前記誤差を補正した位置情報又は角度情報を出力するデジタルスケール出力信号補正方法であって、
   前記Ａ相正弦波信号がＡＤ変換されたＡ相正弦波信号値
   

   

   と、前記Ｂ相正弦波信号がＡＤ変換されたＢ相正弦波信号値
   

   

   の瞬時値をデータ変換部と誤差演算部に入力し、６個以上の複数のＡ相Ｂ相ペア（Ｘ_ｎ、Ｙ_ｎ）から、誤差演算部において、最小自乗法により、前記Ａ相正弦波信号値のオフセットＰ_ｘ、前記Ｂ相正弦波信号値のオフセットＰ_ｙ、前記Ａ相正弦波信号値と前記Ｂ相正弦波信号値の大きさ比
   

   

   および前記Ａ相正弦波信号値と前記Ｂ相正弦波信号値の位相差
   

   

   を算出し、
   オフセット加算と一次変換を実行するよう構成された前記データ変換部の定数を決定し、
   

   

   と示されるように、データ変換部において新たなＡ相Ｂ相ペアの補正値（Ｘ’，Ｙ’）を算出し、
   前記新たなＡ相Ｂ相ペアの補正値（Ｘ’，Ｙ’）を割算器において割り算し、
   前記割算器からの出力のarctan値を出力する、ことを特徴とする、デジタルスケール出力信号補正方法。
4. 請求項３に記載のデジタルスケール出力信号補正方法を実行する機器において、前記６個以上の複数のＡ相Ｂ相ペア（Ｘ _ｎ 、Ｙ _ｎ ）を、前記機器の原点復帰動作と同期して、より均一に取得することを特徴とするデジタルスケール出力信号補正方法。

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