JP4138138B2 - 絶対変位測定装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、リニアエンコーダや光波干渉測長器等に適用される絶対変位測定装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、検出対象の機械的変位を検出するものとして、スケール式リニアエンコーダや光波干渉測長器が知られている。これらの変位検出原理には、相対変位検出方式（インクリメンタル式）と絶対変位検出方式（アブソリュート式）とがある。相対変位検出方式は、機械的変位に応じて正弦波状信号を出力する変位検出器を用いて、得られる正弦波状信号の周期数を計数することにより変位を求める。絶対変位検出方式は、信号周期の異なる複数の正弦波状信号を出力する変位検出器を用いて、各正弦波状信号の位相検出を行い、得られた位相情報を合成することにより、絶対変位を求める。
【０００３】
具体的に絶対変位検出方式の場合は例えば、周期が大きく異なる３つの正弦波状信号を出力する変位検出器が用いられる。最も周期の大きな正弦波状信号は粗分解能信号であり、これより周期の小さい信号が中分解能信号、更に周期の小さい信号が微分解能信号である。求める変位に対応する粗分解能信号における位相情報を中分解能信号で内挿し、更に微分解能信号で内挿するという処理を行うことにより、粗分解能信号の周期内で高精度の絶対変位を求めることが行われる。
【０００４】
上述のように絶対変位測定装置では、周期が大きく異なる正弦波状信号を出力する複数個の変位検出器が必要になる。しかし、予め用意されている変位検出器の測定レンジを超える測定レンジについては、原理的に絶対測定を行うことはできない。そこで、周期が近い二つの正弦波状信号を出力する変位検出器を用意しておき、それらの出力を合成することによって、周期の大きな正弦波状信号を得て、これによりもともと変位検出器では予定されていない大きな測定レンジでの絶対測定を可能とする波長合成法が提案されている（例えば、特開昭５９−７９１１４号）。
【０００５】
従来提案されている波長合成法は、図１２（ａ）に示すように周期Ｐ１の三角波信号と、同図（ｂ）に示すような周期Ｐ２の三角波信号との差分をとり、同図（ｃ）に示すように、周期Ｐ２×Ｐ１／（Ｐ２−Ｐ１）なる周期の合成信号を得るものである。周期Ｐ１，Ｐ２が近いものであれば、合成された信号の周期Ｐ２×Ｐ１／（Ｐ２−Ｐ１）は大きいものとなり、これを粗分解能信号として、粗分解能信号内での周期Ｐ１又はＰ２の数と端数距離を演算することにより、粗分解能信号周期内で絶対位置を求めることができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上述した従来提案されている波長合成法では、単純に二つの信号の差分をとった場合には、図１２（ｄ）に示すように、周期の切り替わりにおいて誤差が生じるため、この誤差を修正して図１２（ｃ）に示すような合成信号を得るという修正演算が不可欠になる。この様な修正演算を行う代わりに、変調のかかった二つの信号を混合して発生するビート信号を自乗し、ローパスフィルタを通して検波する方式もあるが、これは正確な変調を必要とするという難点がある。
【０００７】
また、従来の波長合成法では、合成により得られた周期信号を更に別の周期信号と合成するという多重合成は考えられていない。これは、合成波長の周期がもとの信号周期に比べて極端に大きくなると、上述した修正演算や変調の正確性がより強く要求されるようになるためである。そしてこの様な多重合成を行わないとすると、測定レンジの大きな周期信号を得るためには、周期が極めて近い二つの変位検出器が必要になる。その様な変位検出器を用意することは、例えば電気的変位検出器の場合であれば、スケール目盛の加工精度の限界から微小な目盛差のスケールを得ることが難しい。また光学式変位検出器の場合にも光源波長を任意に選択することが難しいことから、大きな測定レンジを実現することが困難となる。
【０００８】
この発明は、上記事情を考慮してなされたもので、単純な演算に従って波長合成を行って長周期信号を得て、正確な絶対位置測定を行うことを可能とした絶対変位測定装置を提供することを目的としている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る絶対変位測定装置は、検出対象の変位Ｌに対応して周期Ｐ１の正弦波状信号Ｓ1A及び余弦波状信号Ｓ1Bを出力する第１の変位検出器と、この第１の変位検出器と併設されて、前記検出対象の変位Ｌに対応して周期Ｐ2（≠Ｐ1）の正弦波状信号Ｓ2A及び余弦波状信号Ｓ2Bを出力する第２の変位検出器と、前記第１及び第２の変位検出器と併設されて、前記検出対象の変位Ｌに対応して周期Ｐ3（≠Ｐ2，Ｐ1であり、且つ｜Ｐ3−Ｐ2｜≠｜Ｐ2−Ｐ1｜）の正弦波状信号Ｓ3A及び余弦波状信号Ｓ3Bを出力する第３の変位検出器と、前記第１及び第２の変位検出器から得られる正弦波状信号Ｓ1A，Ｓ2A及び余弦波状信号Ｓ1B，Ｓ2Bを合成して、周期Ｐ1とＰ2の最小公倍数値の周期Ｐxを持つ正弦波状信号ＳxA＝Ｓ1A×Ｓ2B−Ｓ1B×Ｓ2A及び余弦波状信号ＳxB＝Ｓ1B×Ｓ2B＋Ｓ1A×Ｓ2Aを得る第１の波長合成手段と、前記第２及び第３の変位検出器から得られる正弦波状信号Ｓ2A，Ｓ3A及び余弦波信号Ｓ2B，Ｓ3Bを合成して、周期Ｐ2とＰ3の最小公倍数値の周期Ｐyを持つ正弦波状信号ＳyA＝Ｓ2A×Ｓ3B−Ｓ2B×Ｓ3A及び余弦波状信号ＳyB＝Ｓ2B×Ｓ3B＋Ｓ2A×Ｓ3Aを得る第２の波長合成手段と、前記第１及び第２の波長合成手段から得られる正弦波状信号ＳxA，ＳyA及び余弦波信号ＳxB，ＳyBを合成して、周期ＰxとＰyの最小公倍数値の周期ＰIを持つ正弦波状信号ＳIA＝ＳxA×ＳyB−ＳxB×ＳyA及び余弦波状信号ＳIB＝ＳxB×ＳyB＋ＳxA×ＳyAを得る第３の波長合成手段と、前記第１乃至第３の変位検出器のいずれかの出力信号、前記第１又は第２の波長合成手段の出力信号、及び前記第３の波長合成手段の出力信号をそれぞれ微分解能信号、中分解能信号及び粗分解能信号として、それぞれの位相を検出する位相検出手段と、この位相検出手段により検出された前記微分解能信号、中分解能信号及び粗分解能信号の位相情報に基づいて前記変位Ｌを前記周期ＰI内の絶対位置として求める距離演算手段と、を備えたことを特徴とする。
【００１２】
ここで前記距離演算手段は、例えば、前記位相検出手段により検出された位相情報を内挿処理して、前記微分解能信号、中分解能信号及び粗分解能信号の周期内のそれぞれの端数距離を求める端数距離演算手段と、この端数距離演算手段により粗分解能信号について得られた距離に含まれる中分解能信号の周期数と端数距離とから予備的な全距離を求め、この予備的な全距離に含まれる微分解能信号の周期数と端数距離とから最終的な全距離を求める演算を行う全距離演算手段とを備えて構成される。
【００１３】
またこの場合好ましくは、前記全距離演算手段は、前記予備的な全距離を求める際に、粗分解能信号に基づいて得られる距離を中分解能信号の周期で除することにより得られる剰余分としての想定端数距離と中分解能信号に基づいて得られる端数距離との差分の大きさと、その想定端数距離の中分解能信号の周期における位相関係に応じて周期数を補正すると共に、前記最終的な全距離を求める際に、予備的な全距離を微分解能信号の周期で除することにより得られる剰余分としての想定端数距離と微分解能信号に基づいて得られる端数距離との差分の大きさと、その想定端数距離の微分解能信号の周期における位相関係に応じて周期数を補正する周期数補正手段を有するものとする。
【００１４】
この発明によると、２相正弦波状信号の乗算と加減算という単純な演算により波長合成された長周期の２相正弦波状信号を得て、この合成された２相正弦波状信号の周期内で正確な絶対位置を求めることができる。
またこの発明によると、３つの２相正弦波状信号の間で波長合成して得られる２つの２相正弦波状信号を更に波長合成するという多重波長合成を行うことにより、周期精度の高い粗分解能信号を得ることができる。これにより、大きな測定レンジでの正確な絶対位置測定が可能になる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、この発明の実施例を説明する。
［参考例］
図１及び図２は、二つの変位検出器１，２を用いた場合の参考例の構成を示している。図１は二つの変位検出器１，２と、それらの出力信号を波長合成する合成回路３までの構成であり、図２はその合成回路３で得られた出力信号と、変位検出器１，２のいずれか一方の出力を用いて変位（位置）算出を行う回路部の構成を示している。
【００１６】
この参考例において用いる変位検出器１，２は、検出対象の機械的変位に対して所定周期の２相正弦波状信号を出力するものであればよい。その具体例は後述する。これらの変位検出器１，２の出力信号の１周期に対応する機械的変位量はそれぞれＰ１，Ｐ２とし、これらは近いが異なる値、具体的にこの実施例の場合、Ｐ１＜Ｐ２とする。検出対象の変位量をＬとすると、一方の変位検出器１の２相正弦波状信号（正弦波状信号Ｓ1Aと余弦波状信号Ｓ1B）は、次の数１で表される。
【００１７】
【数１】
【００１８】
この２相正弦波状信号Ｓ1A，Ｓ1Bを図３に示す。もう一方の変位検出器２の２相正弦波状信号（正弦波状信号Ｓ2Aと余弦波状信号Ｓ2B）は、次の数２で表される。
【００１９】
【数２】
【００２０】
この２相正弦波状信号Ｓ2A，Ｓ2Bを図４に示す。
これらの数式において、φ１，φ２はそれぞれ初期位相、ｋ１，ｋ２は信号振幅であり、基本的には一定である。
波長合成回路３では、これらの変位検出器１，２の出力信号を次の数３の演算式に従って合成して、正弦波状信号ＳxAと余弦波状信号ＳxBを得る。
【００２１】
【数３】
【００２２】
図５は、この様にして合成される２相正弦波状信号ＳxA，ＳxBを示している。数３は具体的に、数１及び数２を代入すると、次の数４のように表される。
【００２３】
【数４】
【００２４】
この様な波長合成によって、もとの２相正弦波状信号の周期Ｐ１，Ｐ２に対して、その最小公倍数の周期Ｐ2Ｐ1／（Ｐ2−Ｐ1）を持つ２相正弦波状信号ＳxA，ＳxBが得られる。新たな２相正弦波状信号の周期をＰｘ＝Ｐ2Ｐ1／（Ｐ2−Ｐ1）とおけば、数４は数５と表される。
【００２５】
【数５】
【００２６】
この参考例の波長合成法では、検出された２相正弦波状信号を単純に演算するだけであり、位相比較による修正や変調処理、フィルタリングも必要がない。しかも、演算式は乗算と加減算のみで、割り算を用いないので、桁落ちすることもない。また、二つの２相正弦波状信号のＳ1AとＳ1Bの間、及びＳ2AとＳ2Bの間で振幅と位相が等しければ、（Ｓ1A，Ｓ1B）と（Ｓ2A，Ｓ2B）の間で振幅と位相が等しくなくても、合成された２相正弦波状信号ＳxAとＳxBの振幅と位相は等しい。
【００２７】
この様にして合成された２相正弦波状信号ＳxA，ＳxBを粗分解能信号、変位検出器１，２のいずれかの出力である２相正弦波状信号を微分解能信号として用いて、変位Ｌを粗分解能信号の周期内での絶対変位として求めることができる。具体的にこの参考例では、変位検出器１，２のうち周期の小さい出力を出す変位検出器１の出力信号Ｓ1A，Ｓ1Bを微分解能信号Ｓ0A，Ｓ0Bとし、合成された２相正弦状信号ＳxA，ＳxBを粗分解能信号として、それらの位相検出と内挿処理を行い、合成することにより変位Ｌを求める。
【００２８】
即ち、図２に示すように、位相検出部４では、微分解能信号である２相正弦波状信号Ｓ0A，Ｓ0Bと粗分解能信号である合成された２相正弦波状信号ＳxA，ＳxBについてそれぞれ、位相検出器４１，４２により位相φ0，φxを検出する。得られた位相情報に基づいて、端数距離演算部５及び全距離演算部６において、距離演算を行う。まず、得られた位相角φxを端数距離演算回路４４に入れることにより、次の数６に基づく演算に従って、位相角φxに対応する距離Ｌxが求められる。
【００２９】
【数６】
【００３０】
数６により求められた距離Ｌxは、信号伝搬や内挿に基づく誤差を含むので、この値を参照して、微分解能信号であるＳ0A，Ｓ0Bを用いて、より高精度の検出を行う。但し、求めた距離Ｌxには、２相正弦波状信号Ｓ0A，Ｓ0Bの周期数を特定できるだけの精度（±Ｐ0／２）が必要である。得られた距離Ｌxを全距離演算部６の周期数演算回路５１に入れることにより、次式７に示す、想定端数距離Ｄ0′と周期数Ｎ0′が求められる。
【００３１】
【数７】
【００３２】
数７の意味は、図６に示す通りであり、Ｄ0′は、ＬxをＰ0で除したときの剰余分を示し、Ｎ0′は同じくＬxをＰ0で除したときの整数分を示している。一方、微分解能信号について得られた位相角φ0について、同様に端数距離演算回路４３により演算して、端数距離Ｄ0を求める。先に得られた周期数Ｎ0′が正しいものであれば、これと端数距離Ｄ0とから、Ｎ0′×Ｐ0＋Ｄ0なる演算で距離が求められる。しかし、周期数Ｎ0′は、距離Ｌxが含む誤差に起因する誤差を含むため、これを補正することが必要になる。これは、周期数補正回路５２において、次のような場合分け補正として行われて、正しい周期数ＮOを求める。
【００３３】
【数８】
【００３４】
数８による周期数補正の意味は、具体的に図７を参照して説明すると、次のようになる。図７は、周期Ｐ0の微分解能信号を位相角で示したものである。想定端数距離Ｄ0′が図７（ａ）に示すように、微分解能信号の１周期内の後半にあったとする。このとき、端数距離Ｄ0と想定端数距離Ｄ0′の差分の絶対値が、誤差範囲±Ｐ0／２より大きいとすると、真の端数距離Ｄ0は、図７（ａ）に示したように、想定端数距離Ｄ0′が求められた周期数Ｎ0′に対応する周期より一つ上の周期内にあることになる。従って、正しい周期数Ｎ0は、Ｎ0′に＋１すればよい。これが▲１▼である。
【００３５】
一方、想定端数距離Ｄ0′が図７（ｂ）に示すように、微分解能信号の１周期内の前半にあったとする。このとき、端数距離Ｄ0と想定端数距離Ｄ0′の差分の絶対値が、誤差範囲±Ｐ0／２より大きいとすると、真の端数距離Ｄ0は、図７（ｂ）に示したように、想定端数距離Ｄ0′が求められた周期より一つ下の周期内にあることになる。従って、正しい周期数Ｎ0は、Ｎ0′−１とすればよい。これが▲２▼である。
【００３６】
以上のようにして補正された周期数Ｎ0を用い、端数距離Ｄ0と微分解能信号の周期Ｐ0を用いて、距離演算回路５３において、Ｌ＝Ｎ0×Ｐ0＋Ｄ0なる演算を行うことにより、正しい変位Ｌが求められる。
以上のようにこの参考例によれば、二つの変位検出器の正弦波状信号の単純な波長合成により長周期の合成信号を得て、この合成信号を粗分解能信号、もとの正弦波状信号を微分解能信号として高精度の絶対変位測定が可能になる。
【００３７】
［実施例１］
上記参考例では二つの変位検出器を用いたが、測定レンジを更に拡大するためには、３つ以上の変位検出器を用い、複数段の波長合成を行えばよい。具体的に３つの変位検出器を用いた実施例を以下に説明する。図８は、その様な実施例の絶対変位測定装置における変位検出器からその出力の波長合成までの構成を示し、図９はその後の処理回路構成を示している。
【００３８】
３つの変位検出器８０１，８０２，８０３は、同じ検出対象の変位Ｌを検出して、それぞれ２相正弦波状信号Ｓ1（正弦波状信号Ｓ1Aと余弦波状信号Ｓ1B）、Ｓ2（正弦波状信号Ｓ2Aと余弦波状信号Ｓ2B）、Ｓ3（正弦波状信号Ｓ3Aと余弦波状信号Ｓ3B）を出力する。ここで、２相正弦波状信号（Ｓ1A，Ｓ1B），（Ｓ2A，Ｓ2B），（Ｓ3A，Ｓ3B）の周期はそれぞれ、Ｐ1，Ｐ2，Ｐ3であり、これらは互いに近いが全て異なる値とする。具体的には例えば、Ｐ3＞Ｐ2＞Ｐ1とする。またこの場合、｜Ｐ3−Ｐ2｜≠｜Ｐ2−Ｐ1｜）の条件を満たすことが必要である。これらの信号を、数９に示す。
【００３９】
【数９】
【００４０】
第１の変位検出器８０１と第２の変位検出器８０２の出力２相正弦波状信号を先の参考例と同様に波長合成回路８１１により合成して、信号周期Ｐ1，Ｐ2の最小公倍数の周期Ｐxを持つ２相正弦波状信号Ｓx（正弦波状信号ＳxAと余弦波状信号ＳxB）を生成する。同様に、第２の変位検出器８０２と第３の変位検出器８０３の出力２相正弦波状信号を波長合成回路８１２により合成して、信号周期Ｐ2，Ｐ3の最小公倍数の周期Ｐyを持つ２相正弦波状信号Ｓy（正弦波状信号ＳyAと余弦波状信号ＳyB）を生成する。これらの合成された２相正弦波状信号ＳxA，ＳxB，ＳyA，ＳyBは、次のように表される。
【００４１】
【数１０】
【００４２】
前述のように、｜Ｐ3−Ｐ2｜≠｜Ｐ2−Ｐ1｜の条件から、周期ＰxとＰyは異なる値をとる。そしてこの実施例においては、合成された二つの２相正弦波状信号（ＳxA，ＳxB）と（ＳyA，ＳyB）を、同様の手法で波長合成回路８１３により合成する。これにより得られる２相正弦波状信号ＳIA，ＳIBは、次式のように表される。
【００４３】
【数１１】
【００４４】
そしてこの実施例においては、変位検出器８０１〜８０３のいずれかの出力正弦波状信号を微分解能信号、波長合成回路８１１，８１２のいずれかの出力正弦波状信号を中分解能信号、最後の波長合成回路８１３の出力正弦波状信号を粗分解能信号として用いて、絶対変位検出を行う。具体的に図８では、第１の変位検出器８０１の出力の周期Ｐ1が最も小さいものとして、これを微分解能信号とする場合を示している。波長合成回路８１１，８１２の出力正弦波状信号（ＳxA，ＳxB），（ＳyA，ＳyB）の周期Ｐx，Pyの大小関係は、｜Ｐ3−Ｐ2｜と｜Ｐ2−Ｐ1｜の大小関係で決まるが、これらのいずれを中分解能信号としてもよく、図８では信号ＳxA，ＳxBを中分解能信号とする場合を示している。
【００４５】
こうして得られた各分解能信号の処理は、基本的に先の参考例と同様に処理される。即ち図９に示すように、微分解能信号Ｓ1A，Ｓ1B、中分解能信号ＳxA，ＳxB、粗分解能信号ＳIA，ＳIBについて、それぞれ位相検出回路９０１，９０２，９０３で位相角検出を行う。次いで、得られた位相角φ1，φx，φIについてそれぞれ、端数距離演算回路９１１，９１２，９１３において、端数距離を求める。その原理も先の参考例で説明したのと同じである。粗分解能信号ＳIA，ＳIBにたいての端数距離演算回路９１３からは、求めようとする変位Ｌに対する粗い距離ＬIbが得られる。
【００４６】
次に、得られた距離ＬIbに基づいて、全距離演算部６において、中分解能信号による内挿、更にその結果につき微分解能信号による内挿を行って、全距離を算出する。即ち、距離ＬIbに基づいて、先の参考例と同様の手法で中分解能信号の周期数を周期数演算回路９２１で求め、その周期数と中分解能信号の周期Ｐx及び端数距離Ｄxとから、全距離演算回路９２３で全距離Ｌx（予備的な全距離）を求める。この際、やはり先の参考例と同様に、周期数補正回路９２２で満周期数の補正を行う。全距離演算回路９２３から得られた予備的な全距離Ｌxに基づいて、更に微分解能信号の周期数を周期数演算回路９２４で求め、その周期数と微分解能信号の周期Ｐ1及び端数距離Ｄ1とから、全距離演算回路９２６で最終的な全距離Ｌ1を求める。ここでも、周期数補正回路９２５により、満周期数の補正を行う。
【００４７】
周期数補正回路９２２での補正は、周期数演算回路９２１で得られる周期数Ｎx′を、粗分解能信号に基づいて得られる距離ＬIbを中分解能信号の周期Ｐxで除することにより得られる剰余分としての想定端数距離Ｄx′と中分解能信号に基づいて得られる端数距離Ｄxとの差分の大きさと、その想定端数距離Ｄx′の中分解能信号の周期Ｐxにおける位相関係に応じて補正する。その場合分け補正は、次のようになる。
【００４８】
【数１２】
【００４９】
以上の補正により、補正された予備的な全距離Ｌxが求められる。次に、周期数補正回路９２５での補正は、周期数演算回路９２４で得られる周期数Ｎ1′を、距離Ｌxを微分解能信号の周期Ｐ1で除することにより得られる剰余分としての想定端数距離Ｄ1′と微分解能信号に基づいて得られる端数距離Ｄ1との差分の大きさと、その想定端数距離Ｄ1′の微分解能信号の周期Ｐ1における位相関係に応じて補正する。その場合分け補正は、次のようになる。
【００５０】
【数１３】
【００５１】
以上の補正を行うことにより、全距離演算回路９２６により、最終的な全距離Ｌ1は、Ｌ1＝Ｐ1×Ｎ1＋Ｄ1として求められる。以上により、粗分解能信号に基づいて得られた距離ＬIbを修正して、正確な変位Ｌを算出することができる。
この実施例によると、多重波長合成を利用することにより、もとの変位検出器として出力の信号周期が極端に近いものを用いなくても、大きな測定レンジを実現することができる。従って、電気的変位検出器の場合にはスケール加工が容易になる。任意の光源波長を選択することが困難な光学式変位検出器の場合にも、簡単に大きな測定レンジの装置を得ることが可能になる。
【００５２】
［実施例２］
図１０は、実施例１の方式を具体的に適用したリニアエンコーダの構成を示している。スケール１０１には、格子ピッチの異なる３種のスケール格子１１１，１１２，１１３が平行に形成されている。このスケール１０１に対して、測長方向に相対移動可能にセンサヘッド１０２が取り付けられ、センサヘッド１０２にはスケール格子１１１，１１２，１１３にそれぞれ対向する変位センサ１２１，１２２，１２３が設けられる。変位センサ１２１，１２２，１２３は、センサヘッド１０２のスケール１０１に対する相対変位に応じて、光学的、電気的或いは磁気的なスケール格子との結合が変化して、格子ピッチに対応して異なる信号周期の２相正弦波状信号が得られるものである。
【００５３】
なおスケール１０１では、３つのスケール格子１１１，１１２，１１２の目盛が図に示す原点位置で揃うようにする。これにより、変位検出器１２１，１２２，１２３から得られる正弦波状信号は、原点位置で位相がゼロとなり、初期位相の調整は不要となる。これらの２相正弦波状信号をアブソリュート演算装置１０３に取り込んで、実施例１で説明した波長合成、位相検出、端数距離演算及び全距離演算を行うことにより、絶対変位を測定することができる。
【００５４】
［実施例３］
図１１は、実施例１の方式を光波干渉式測長器に適用した実施例である。二光束型干渉計測用として典型的なマイケルソン干渉光学系を用いて、光源波長がλ１，λ２，λ３と異なる３つの干渉光源２０１，２０２，２０３の光束を同時に入射させて、干渉した光の強度変化から、固体側コーナーキューブ２０４に対する移動側コーナーキューブ２０６の変位に対応する３種の２相正弦波状信号信号を得るものである。
【００５５】
各光源２０１，２０２，２０３からの光束は、偏光ビームスプリッタ２０５で一部反射、一部透過する。これらの反射光と透過光の固定側コーナーキューブ２０４及び移動側コーナーキューブ２０６での反射光が、相対変位Ｌに対応した光路長差をもって干渉して光検出器２１１，２１２，２１３に入る。これらの検出器２１１，２１２，２１３の出力２相正弦波状信号をアブソリュート演算手段２１４に取り込んで、実施例１で説明したと同様の演算処理を行うことにより、絶対変位を算出することができる。
【００５６】
この実施例の場合、３種の二光束の光路長差は、光学部品の形状が理想的であれば、固定側コーナーキューブ２０４と移動側コーナーキューブ２０６が接している変位Ｌ＝０においてゼロとなる。これは、光源２０１，２０２，２０３の位置や、光検出器２１１，２１２，２１３の位置とは無関係に成り立つから、零点設定のための特別な調整は要らない。
【００５７】
この発明は上記実施例に限られない。例えば、実施例１で説明した多重波長合成により得られる最大信号周期ＰIを用いても測定レンジが足りない場合には、更に第４の変位検出器を用意して、波長合成を行うことも可能である。また、最大信号周期の合成信号ＳIを粗分解能信号とし、この粗分解能信号における中分解能信号の周期数を特定について、別個の測長手段を用いることもできる。例えば、図１１の構成において３種の光源を、５９４ｎｍＨｅ−Ｎｅレーザ、６１２ｎｍＨｅ−Ｎｅレーザ、及び６３３ｎｍＨｅ−Ｎｅレーザであるとする。このとき、得られる３種の２相正弦波状信号の周期は、Ｐ１＝５９４／２＝２９７［ｎｍ］、Ｐ２＝６１２／２＝３０６［ｎｍ］、Ｐ３＝６３３／２＝３１６．５［ｎｍ］である。
【００５８】
実施例１で説明した手法でこれらの信号の合成を行って得られる合成信号の周期Ｐx，Ｐy，ＰIはそれぞれ、Ｐx＝１０．１［μｍ］、Ｐy＝９．２［μｍ］、ＰI＝１０６．７［μｍ］である。この程度に拡大された信号周期になると、周期数演算によらず、例えばノギスによる測定で周期数を特定することが可能である。また、６１２ｎｍＨｅ−Ｎｅレーザと６３３ｎｍＨｅ−Ｎｅレーザは波長安定化が可能である。従って、最終的な絶対測長を６３３ｎｍ波長安定化Ｈｅ−Ｎｅレーザ光源を用いて行えば、波長安定度が１０-8程度であるので、例えば１００ｍｍの測定値の不確かさは、１００［ｍｍ］×１０-8＝１［ｎｍ］となり、極めて高精度の測定が可能になる。また、波長安定化Ｈｅ−Ｎｅレーザ光源の波長の絶対値は基準光源を用いて正確な校正ができるので、国際的なトレーサブル体系に則った絶対測定が可能になる。
【００５９】
【発明の効果】
以上述べたようにこの発明によれば、２相正弦波状信号の乗算と加減算という単純な演算により波長合成された長周期の２相正弦波状信号を得て、この合成された２相正弦波状信号の周期内で正確な絶対位置を求めることができると共に、３つの２相正弦波状信号の間で波長合成して得られる２つの２相正弦波状信号を更に波長合成するという多重波長合成を行うことにより、周期精度の高い粗分解能信号を得ることができる。これにより、大きな測定レンジでの正確な絶対位置測定が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の参考例による絶対変位測定装置における変位検出器とその出力の波長合成回路の構成を示す図である。
【図２】 同参考例の信号処理回路の構成を示す図である。
【図３】 同参考例の一方の変位検出器の出力信号波形を示す図である。
【図４】 同参考例の他方の変位検出器の出力信号波形を示す図である。
【図５】 同参考例の合成信号波形を示す図である。
【図６】 同参考例の距離演算の原理を説明するための図である。
【図７】 同参考例の周期数補正の原理を説明するための図である。
【図８】 この発明の実施例１による絶対変位測定装置における変位検出器とその出力の波長合成回路の構成を示す図である。
【図９】 同実施例の信号処理回路の構成を示す図である。
【図１０】 実施例１の方式を適用した実施例２の測定装置の構成を示す図である。
【図１１】 実施例１の方式を適用した実施例３の測定装置の構成を示す図である。
【図１２】 従来の波長合成法を説明するための図である。
【符号の説明】
１，２…変位検出器、３…波長合成回路、４…位相検出部、５…端数演算部、６…全距離演算部。
【発明の属する技術分野】
この発明は、リニアエンコーダや光波干渉測長器等に適用される絶対変位測定装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、検出対象の機械的変位を検出するものとして、スケール式リニアエンコーダや光波干渉測長器が知られている。これらの変位検出原理には、相対変位検出方式（インクリメンタル式）と絶対変位検出方式（アブソリュート式）とがある。相対変位検出方式は、機械的変位に応じて正弦波状信号を出力する変位検出器を用いて、得られる正弦波状信号の周期数を計数することにより変位を求める。絶対変位検出方式は、信号周期の異なる複数の正弦波状信号を出力する変位検出器を用いて、各正弦波状信号の位相検出を行い、得られた位相情報を合成することにより、絶対変位を求める。
【０００３】
具体的に絶対変位検出方式の場合は例えば、周期が大きく異なる３つの正弦波状信号を出力する変位検出器が用いられる。最も周期の大きな正弦波状信号は粗分解能信号であり、これより周期の小さい信号が中分解能信号、更に周期の小さい信号が微分解能信号である。求める変位に対応する粗分解能信号における位相情報を中分解能信号で内挿し、更に微分解能信号で内挿するという処理を行うことにより、粗分解能信号の周期内で高精度の絶対変位を求めることが行われる。
【０００４】
上述のように絶対変位測定装置では、周期が大きく異なる正弦波状信号を出力する複数個の変位検出器が必要になる。しかし、予め用意されている変位検出器の測定レンジを超える測定レンジについては、原理的に絶対測定を行うことはできない。そこで、周期が近い二つの正弦波状信号を出力する変位検出器を用意しておき、それらの出力を合成することによって、周期の大きな正弦波状信号を得て、これによりもともと変位検出器では予定されていない大きな測定レンジでの絶対測定を可能とする波長合成法が提案されている（例えば、特開昭５９−７９１１４号）。
【０００５】
従来提案されている波長合成法は、図１２（ａ）に示すように周期Ｐ１の三角波信号と、同図（ｂ）に示すような周期Ｐ２の三角波信号との差分をとり、同図（ｃ）に示すように、周期Ｐ２×Ｐ１／（Ｐ２−Ｐ１）なる周期の合成信号を得るものである。周期Ｐ１，Ｐ２が近いものであれば、合成された信号の周期Ｐ２×Ｐ１／（Ｐ２−Ｐ１）は大きいものとなり、これを粗分解能信号として、粗分解能信号内での周期Ｐ１又はＰ２の数と端数距離を演算することにより、粗分解能信号周期内で絶対位置を求めることができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上述した従来提案されている波長合成法では、単純に二つの信号の差分をとった場合には、図１２（ｄ）に示すように、周期の切り替わりにおいて誤差が生じるため、この誤差を修正して図１２（ｃ）に示すような合成信号を得るという修正演算が不可欠になる。この様な修正演算を行う代わりに、変調のかかった二つの信号を混合して発生するビート信号を自乗し、ローパスフィルタを通して検波する方式もあるが、これは正確な変調を必要とするという難点がある。
【０００７】
また、従来の波長合成法では、合成により得られた周期信号を更に別の周期信号と合成するという多重合成は考えられていない。これは、合成波長の周期がもとの信号周期に比べて極端に大きくなると、上述した修正演算や変調の正確性がより強く要求されるようになるためである。そしてこの様な多重合成を行わないとすると、測定レンジの大きな周期信号を得るためには、周期が極めて近い二つの変位検出器が必要になる。その様な変位検出器を用意することは、例えば電気的変位検出器の場合であれば、スケール目盛の加工精度の限界から微小な目盛差のスケールを得ることが難しい。また光学式変位検出器の場合にも光源波長を任意に選択することが難しいことから、大きな測定レンジを実現することが困難となる。
【０００８】
この発明は、上記事情を考慮してなされたもので、単純な演算に従って波長合成を行って長周期信号を得て、正確な絶対位置測定を行うことを可能とした絶対変位測定装置を提供することを目的としている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る絶対変位測定装置は、検出対象の変位Ｌに対応して周期Ｐ１の正弦波状信号Ｓ1A及び余弦波状信号Ｓ1Bを出力する第１の変位検出器と、この第１の変位検出器と併設されて、前記検出対象の変位Ｌに対応して周期Ｐ2（≠Ｐ1）の正弦波状信号Ｓ2A及び余弦波状信号Ｓ2Bを出力する第２の変位検出器と、前記第１及び第２の変位検出器と併設されて、前記検出対象の変位Ｌに対応して周期Ｐ3（≠Ｐ2，Ｐ1であり、且つ｜Ｐ3−Ｐ2｜≠｜Ｐ2−Ｐ1｜）の正弦波状信号Ｓ3A及び余弦波状信号Ｓ3Bを出力する第３の変位検出器と、前記第１及び第２の変位検出器から得られる正弦波状信号Ｓ1A，Ｓ2A及び余弦波状信号Ｓ1B，Ｓ2Bを合成して、周期Ｐ1とＰ2の最小公倍数値の周期Ｐxを持つ正弦波状信号ＳxA＝Ｓ1A×Ｓ2B−Ｓ1B×Ｓ2A及び余弦波状信号ＳxB＝Ｓ1B×Ｓ2B＋Ｓ1A×Ｓ2Aを得る第１の波長合成手段と、前記第２及び第３の変位検出器から得られる正弦波状信号Ｓ2A，Ｓ3A及び余弦波信号Ｓ2B，Ｓ3Bを合成して、周期Ｐ2とＰ3の最小公倍数値の周期Ｐyを持つ正弦波状信号ＳyA＝Ｓ2A×Ｓ3B−Ｓ2B×Ｓ3A及び余弦波状信号ＳyB＝Ｓ2B×Ｓ3B＋Ｓ2A×Ｓ3Aを得る第２の波長合成手段と、前記第１及び第２の波長合成手段から得られる正弦波状信号ＳxA，ＳyA及び余弦波信号ＳxB，ＳyBを合成して、周期ＰxとＰyの最小公倍数値の周期ＰIを持つ正弦波状信号ＳIA＝ＳxA×ＳyB−ＳxB×ＳyA及び余弦波状信号ＳIB＝ＳxB×ＳyB＋ＳxA×ＳyAを得る第３の波長合成手段と、前記第１乃至第３の変位検出器のいずれかの出力信号、前記第１又は第２の波長合成手段の出力信号、及び前記第３の波長合成手段の出力信号をそれぞれ微分解能信号、中分解能信号及び粗分解能信号として、それぞれの位相を検出する位相検出手段と、この位相検出手段により検出された前記微分解能信号、中分解能信号及び粗分解能信号の位相情報に基づいて前記変位Ｌを前記周期ＰI内の絶対位置として求める距離演算手段と、を備えたことを特徴とする。
【００１２】
ここで前記距離演算手段は、例えば、前記位相検出手段により検出された位相情報を内挿処理して、前記微分解能信号、中分解能信号及び粗分解能信号の周期内のそれぞれの端数距離を求める端数距離演算手段と、この端数距離演算手段により粗分解能信号について得られた距離に含まれる中分解能信号の周期数と端数距離とから予備的な全距離を求め、この予備的な全距離に含まれる微分解能信号の周期数と端数距離とから最終的な全距離を求める演算を行う全距離演算手段とを備えて構成される。
【００１３】
またこの場合好ましくは、前記全距離演算手段は、前記予備的な全距離を求める際に、粗分解能信号に基づいて得られる距離を中分解能信号の周期で除することにより得られる剰余分としての想定端数距離と中分解能信号に基づいて得られる端数距離との差分の大きさと、その想定端数距離の中分解能信号の周期における位相関係に応じて周期数を補正すると共に、前記最終的な全距離を求める際に、予備的な全距離を微分解能信号の周期で除することにより得られる剰余分としての想定端数距離と微分解能信号に基づいて得られる端数距離との差分の大きさと、その想定端数距離の微分解能信号の周期における位相関係に応じて周期数を補正する周期数補正手段を有するものとする。
【００１４】
この発明によると、２相正弦波状信号の乗算と加減算という単純な演算により波長合成された長周期の２相正弦波状信号を得て、この合成された２相正弦波状信号の周期内で正確な絶対位置を求めることができる。
またこの発明によると、３つの２相正弦波状信号の間で波長合成して得られる２つの２相正弦波状信号を更に波長合成するという多重波長合成を行うことにより、周期精度の高い粗分解能信号を得ることができる。これにより、大きな測定レンジでの正確な絶対位置測定が可能になる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、この発明の実施例を説明する。
［参考例］
図１及び図２は、二つの変位検出器１，２を用いた場合の参考例の構成を示している。図１は二つの変位検出器１，２と、それらの出力信号を波長合成する合成回路３までの構成であり、図２はその合成回路３で得られた出力信号と、変位検出器１，２のいずれか一方の出力を用いて変位（位置）算出を行う回路部の構成を示している。
【００１６】
この参考例において用いる変位検出器１，２は、検出対象の機械的変位に対して所定周期の２相正弦波状信号を出力するものであればよい。その具体例は後述する。これらの変位検出器１，２の出力信号の１周期に対応する機械的変位量はそれぞれＰ１，Ｐ２とし、これらは近いが異なる値、具体的にこの実施例の場合、Ｐ１＜Ｐ２とする。検出対象の変位量をＬとすると、一方の変位検出器１の２相正弦波状信号（正弦波状信号Ｓ1Aと余弦波状信号Ｓ1B）は、次の数１で表される。
【００１７】
【数１】
この２相正弦波状信号Ｓ1A，Ｓ1Bを図３に示す。もう一方の変位検出器２の２相正弦波状信号（正弦波状信号Ｓ2Aと余弦波状信号Ｓ2B）は、次の数２で表される。
【００１９】
【数２】
この２相正弦波状信号Ｓ2A，Ｓ2Bを図４に示す。
これらの数式において、φ１，φ２はそれぞれ初期位相、ｋ１，ｋ２は信号振幅であり、基本的には一定である。
波長合成回路３では、これらの変位検出器１，２の出力信号を次の数３の演算式に従って合成して、正弦波状信号ＳxAと余弦波状信号ＳxBを得る。
【００２１】
【数３】
図５は、この様にして合成される２相正弦波状信号ＳxA，ＳxBを示している。数３は具体的に、数１及び数２を代入すると、次の数４のように表される。
【００２３】
【数４】
この様な波長合成によって、もとの２相正弦波状信号の周期Ｐ１，Ｐ２に対して、その最小公倍数の周期Ｐ2Ｐ1／（Ｐ2−Ｐ1）を持つ２相正弦波状信号ＳxA，ＳxBが得られる。新たな２相正弦波状信号の周期をＰｘ＝Ｐ2Ｐ1／（Ｐ2−Ｐ1）とおけば、数４は数５と表される。
【００２５】
【数５】
この参考例の波長合成法では、検出された２相正弦波状信号を単純に演算するだけであり、位相比較による修正や変調処理、フィルタリングも必要がない。しかも、演算式は乗算と加減算のみで、割り算を用いないので、桁落ちすることもない。また、二つの２相正弦波状信号のＳ1AとＳ1Bの間、及びＳ2AとＳ2Bの間で振幅と位相が等しければ、（Ｓ1A，Ｓ1B）と（Ｓ2A，Ｓ2B）の間で振幅と位相が等しくなくても、合成された２相正弦波状信号ＳxAとＳxBの振幅と位相は等しい。
【００２７】
この様にして合成された２相正弦波状信号ＳxA，ＳxBを粗分解能信号、変位検出器１，２のいずれかの出力である２相正弦波状信号を微分解能信号として用いて、変位Ｌを粗分解能信号の周期内での絶対変位として求めることができる。具体的にこの参考例では、変位検出器１，２のうち周期の小さい出力を出す変位検出器１の出力信号Ｓ1A，Ｓ1Bを微分解能信号Ｓ0A，Ｓ0Bとし、合成された２相正弦状信号ＳxA，ＳxBを粗分解能信号として、それらの位相検出と内挿処理を行い、合成することにより変位Ｌを求める。
【００２８】
即ち、図２に示すように、位相検出部４では、微分解能信号である２相正弦波状信号Ｓ0A，Ｓ0Bと粗分解能信号である合成された２相正弦波状信号ＳxA，ＳxBについてそれぞれ、位相検出器４１，４２により位相φ0，φxを検出する。得られた位相情報に基づいて、端数距離演算部５及び全距離演算部６において、距離演算を行う。まず、得られた位相角φxを端数距離演算回路４４に入れることにより、次の数６に基づく演算に従って、位相角φxに対応する距離Ｌxが求められる。
【００２９】
【数６】
数６により求められた距離Ｌxは、信号伝搬や内挿に基づく誤差を含むので、この値を参照して、微分解能信号であるＳ0A，Ｓ0Bを用いて、より高精度の検出を行う。但し、求めた距離Ｌxには、２相正弦波状信号Ｓ0A，Ｓ0Bの周期数を特定できるだけの精度（±Ｐ0／２）が必要である。得られた距離Ｌxを全距離演算部６の周期数演算回路５１に入れることにより、次式７に示す、想定端数距離Ｄ0′と周期数Ｎ0′が求められる。
【００３１】
【数７】
数７の意味は、図６に示す通りであり、Ｄ0′は、ＬxをＰ0で除したときの剰余分を示し、Ｎ0′は同じくＬxをＰ0で除したときの整数分を示している。一方、微分解能信号について得られた位相角φ0について、同様に端数距離演算回路４３により演算して、端数距離Ｄ0を求める。先に得られた周期数Ｎ0′が正しいものであれば、これと端数距離Ｄ0とから、Ｎ0′×Ｐ0＋Ｄ0なる演算で距離が求められる。しかし、周期数Ｎ0′は、距離Ｌxが含む誤差に起因する誤差を含むため、これを補正することが必要になる。これは、周期数補正回路５２において、次のような場合分け補正として行われて、正しい周期数ＮOを求める。
【００３３】
【数８】
数８による周期数補正の意味は、具体的に図７を参照して説明すると、次のようになる。図７は、周期Ｐ0の微分解能信号を位相角で示したものである。想定端数距離Ｄ0′が図７（ａ）に示すように、微分解能信号の１周期内の後半にあったとする。このとき、端数距離Ｄ0と想定端数距離Ｄ0′の差分の絶対値が、誤差範囲±Ｐ0／２より大きいとすると、真の端数距離Ｄ0は、図７（ａ）に示したように、想定端数距離Ｄ0′が求められた周期数Ｎ0′に対応する周期より一つ上の周期内にあることになる。従って、正しい周期数Ｎ0は、Ｎ0′に＋１すればよい。これが▲１▼である。
【００３５】
一方、想定端数距離Ｄ0′が図７（ｂ）に示すように、微分解能信号の１周期内の前半にあったとする。このとき、端数距離Ｄ0と想定端数距離Ｄ0′の差分の絶対値が、誤差範囲±Ｐ0／２より大きいとすると、真の端数距離Ｄ0は、図７（ｂ）に示したように、想定端数距離Ｄ0′が求められた周期より一つ下の周期内にあることになる。従って、正しい周期数Ｎ0は、Ｎ0′−１とすればよい。これが▲２▼である。
【００３６】
以上のようにして補正された周期数Ｎ0を用い、端数距離Ｄ0と微分解能信号の周期Ｐ0を用いて、距離演算回路５３において、Ｌ＝Ｎ0×Ｐ0＋Ｄ0なる演算を行うことにより、正しい変位Ｌが求められる。
以上のようにこの参考例によれば、二つの変位検出器の正弦波状信号の単純な波長合成により長周期の合成信号を得て、この合成信号を粗分解能信号、もとの正弦波状信号を微分解能信号として高精度の絶対変位測定が可能になる。
【００３７】
［実施例１］
上記参考例では二つの変位検出器を用いたが、測定レンジを更に拡大するためには、３つ以上の変位検出器を用い、複数段の波長合成を行えばよい。具体的に３つの変位検出器を用いた実施例を以下に説明する。図８は、その様な実施例の絶対変位測定装置における変位検出器からその出力の波長合成までの構成を示し、図９はその後の処理回路構成を示している。
【００３８】
３つの変位検出器８０１，８０２，８０３は、同じ検出対象の変位Ｌを検出して、それぞれ２相正弦波状信号Ｓ1（正弦波状信号Ｓ1Aと余弦波状信号Ｓ1B）、Ｓ2（正弦波状信号Ｓ2Aと余弦波状信号Ｓ2B）、Ｓ3（正弦波状信号Ｓ3Aと余弦波状信号Ｓ3B）を出力する。ここで、２相正弦波状信号（Ｓ1A，Ｓ1B），（Ｓ2A，Ｓ2B），（Ｓ3A，Ｓ3B）の周期はそれぞれ、Ｐ1，Ｐ2，Ｐ3であり、これらは互いに近いが全て異なる値とする。具体的には例えば、Ｐ3＞Ｐ2＞Ｐ1とする。またこの場合、｜Ｐ3−Ｐ2｜≠｜Ｐ2−Ｐ1｜）の条件を満たすことが必要である。これらの信号を、数９に示す。
【００３９】
【数９】
第１の変位検出器８０１と第２の変位検出器８０２の出力２相正弦波状信号を先の参考例と同様に波長合成回路８１１により合成して、信号周期Ｐ1，Ｐ2の最小公倍数の周期Ｐxを持つ２相正弦波状信号Ｓx（正弦波状信号ＳxAと余弦波状信号ＳxB）を生成する。同様に、第２の変位検出器８０２と第３の変位検出器８０３の出力２相正弦波状信号を波長合成回路８１２により合成して、信号周期Ｐ2，Ｐ3の最小公倍数の周期Ｐyを持つ２相正弦波状信号Ｓy（正弦波状信号ＳyAと余弦波状信号ＳyB）を生成する。これらの合成された２相正弦波状信号ＳxA，ＳxB，ＳyA，ＳyBは、次のように表される。
【００４１】
【数１０】
前述のように、｜Ｐ3−Ｐ2｜≠｜Ｐ2−Ｐ1｜の条件から、周期ＰxとＰyは異なる値をとる。そしてこの実施例においては、合成された二つの２相正弦波状信号（ＳxA，ＳxB）と（ＳyA，ＳyB）を、同様の手法で波長合成回路８１３により合成する。これにより得られる２相正弦波状信号ＳIA，ＳIBは、次式のように表される。
【００４３】
【数１１】
そしてこの実施例においては、変位検出器８０１〜８０３のいずれかの出力正弦波状信号を微分解能信号、波長合成回路８１１，８１２のいずれかの出力正弦波状信号を中分解能信号、最後の波長合成回路８１３の出力正弦波状信号を粗分解能信号として用いて、絶対変位検出を行う。具体的に図８では、第１の変位検出器８０１の出力の周期Ｐ1が最も小さいものとして、これを微分解能信号とする場合を示している。波長合成回路８１１，８１２の出力正弦波状信号（ＳxA，ＳxB），（ＳyA，ＳyB）の周期Ｐx，Pyの大小関係は、｜Ｐ3−Ｐ2｜と｜Ｐ2−Ｐ1｜の大小関係で決まるが、これらのいずれを中分解能信号としてもよく、図８では信号ＳxA，ＳxBを中分解能信号とする場合を示している。
【００４５】
こうして得られた各分解能信号の処理は、基本的に先の参考例と同様に処理される。即ち図９に示すように、微分解能信号Ｓ1A，Ｓ1B、中分解能信号ＳxA，ＳxB、粗分解能信号ＳIA，ＳIBについて、それぞれ位相検出回路９０１，９０２，９０３で位相角検出を行う。次いで、得られた位相角φ1，φx，φIについてそれぞれ、端数距離演算回路９１１，９１２，９１３において、端数距離を求める。その原理も先の参考例で説明したのと同じである。粗分解能信号ＳIA，ＳIBにたいての端数距離演算回路９１３からは、求めようとする変位Ｌに対する粗い距離ＬIbが得られる。
【００４６】
次に、得られた距離ＬIbに基づいて、全距離演算部６において、中分解能信号による内挿、更にその結果につき微分解能信号による内挿を行って、全距離を算出する。即ち、距離ＬIbに基づいて、先の参考例と同様の手法で中分解能信号の周期数を周期数演算回路９２１で求め、その周期数と中分解能信号の周期Ｐx及び端数距離Ｄxとから、全距離演算回路９２３で全距離Ｌx（予備的な全距離）を求める。この際、やはり先の参考例と同様に、周期数補正回路９２２で満周期数の補正を行う。全距離演算回路９２３から得られた予備的な全距離Ｌxに基づいて、更に微分解能信号の周期数を周期数演算回路９２４で求め、その周期数と微分解能信号の周期Ｐ1及び端数距離Ｄ1とから、全距離演算回路９２６で最終的な全距離Ｌ1を求める。ここでも、周期数補正回路９２５により、満周期数の補正を行う。
【００４７】
周期数補正回路９２２での補正は、周期数演算回路９２１で得られる周期数Ｎx′を、粗分解能信号に基づいて得られる距離ＬIbを中分解能信号の周期Ｐxで除することにより得られる剰余分としての想定端数距離Ｄx′と中分解能信号に基づいて得られる端数距離Ｄxとの差分の大きさと、その想定端数距離Ｄx′の中分解能信号の周期Ｐxにおける位相関係に応じて補正する。その場合分け補正は、次のようになる。
【００４８】
【数１２】
以上の補正により、補正された予備的な全距離Ｌxが求められる。次に、周期数補正回路９２５での補正は、周期数演算回路９２４で得られる周期数Ｎ1′を、距離Ｌxを微分解能信号の周期Ｐ1で除することにより得られる剰余分としての想定端数距離Ｄ1′と微分解能信号に基づいて得られる端数距離Ｄ1との差分の大きさと、その想定端数距離Ｄ1′の微分解能信号の周期Ｐ1における位相関係に応じて補正する。その場合分け補正は、次のようになる。
【００５０】
【数１３】
以上の補正を行うことにより、全距離演算回路９２６により、最終的な全距離Ｌ1は、Ｌ1＝Ｐ1×Ｎ1＋Ｄ1として求められる。以上により、粗分解能信号に基づいて得られた距離ＬIbを修正して、正確な変位Ｌを算出することができる。
この実施例によると、多重波長合成を利用することにより、もとの変位検出器として出力の信号周期が極端に近いものを用いなくても、大きな測定レンジを実現することができる。従って、電気的変位検出器の場合にはスケール加工が容易になる。任意の光源波長を選択することが困難な光学式変位検出器の場合にも、簡単に大きな測定レンジの装置を得ることが可能になる。
【００５２】
［実施例２］
図１０は、実施例１の方式を具体的に適用したリニアエンコーダの構成を示している。スケール１０１には、格子ピッチの異なる３種のスケール格子１１１，１１２，１１３が平行に形成されている。このスケール１０１に対して、測長方向に相対移動可能にセンサヘッド１０２が取り付けられ、センサヘッド１０２にはスケール格子１１１，１１２，１１３にそれぞれ対向する変位センサ１２１，１２２，１２３が設けられる。変位センサ１２１，１２２，１２３は、センサヘッド１０２のスケール１０１に対する相対変位に応じて、光学的、電気的或いは磁気的なスケール格子との結合が変化して、格子ピッチに対応して異なる信号周期の２相正弦波状信号が得られるものである。
【００５３】
なおスケール１０１では、３つのスケール格子１１１，１１２，１１２の目盛が図に示す原点位置で揃うようにする。これにより、変位検出器１２１，１２２，１２３から得られる正弦波状信号は、原点位置で位相がゼロとなり、初期位相の調整は不要となる。これらの２相正弦波状信号をアブソリュート演算装置１０３に取り込んで、実施例１で説明した波長合成、位相検出、端数距離演算及び全距離演算を行うことにより、絶対変位を測定することができる。
【００５４】
［実施例３］
図１１は、実施例１の方式を光波干渉式測長器に適用した実施例である。二光束型干渉計測用として典型的なマイケルソン干渉光学系を用いて、光源波長がλ１，λ２，λ３と異なる３つの干渉光源２０１，２０２，２０３の光束を同時に入射させて、干渉した光の強度変化から、固体側コーナーキューブ２０４に対する移動側コーナーキューブ２０６の変位に対応する３種の２相正弦波状信号信号を得るものである。
【００５５】
各光源２０１，２０２，２０３からの光束は、偏光ビームスプリッタ２０５で一部反射、一部透過する。これらの反射光と透過光の固定側コーナーキューブ２０４及び移動側コーナーキューブ２０６での反射光が、相対変位Ｌに対応した光路長差をもって干渉して光検出器２１１，２１２，２１３に入る。これらの検出器２１１，２１２，２１３の出力２相正弦波状信号をアブソリュート演算手段２１４に取り込んで、実施例１で説明したと同様の演算処理を行うことにより、絶対変位を算出することができる。
【００５６】
この実施例の場合、３種の二光束の光路長差は、光学部品の形状が理想的であれば、固定側コーナーキューブ２０４と移動側コーナーキューブ２０６が接している変位Ｌ＝０においてゼロとなる。これは、光源２０１，２０２，２０３の位置や、光検出器２１１，２１２，２１３の位置とは無関係に成り立つから、零点設定のための特別な調整は要らない。
【００５７】
この発明は上記実施例に限られない。例えば、実施例１で説明した多重波長合成により得られる最大信号周期ＰIを用いても測定レンジが足りない場合には、更に第４の変位検出器を用意して、波長合成を行うことも可能である。また、最大信号周期の合成信号ＳIを粗分解能信号とし、この粗分解能信号における中分解能信号の周期数を特定について、別個の測長手段を用いることもできる。例えば、図１１の構成において３種の光源を、５９４ｎｍＨｅ−Ｎｅレーザ、６１２ｎｍＨｅ−Ｎｅレーザ、及び６３３ｎｍＨｅ−Ｎｅレーザであるとする。このとき、得られる３種の２相正弦波状信号の周期は、Ｐ１＝５９４／２＝２９７［ｎｍ］、Ｐ２＝６１２／２＝３０６［ｎｍ］、Ｐ３＝６３３／２＝３１６．５［ｎｍ］である。
【００５８】
実施例１で説明した手法でこれらの信号の合成を行って得られる合成信号の周期Ｐx，Ｐy，ＰIはそれぞれ、Ｐx＝１０．１［μｍ］、Ｐy＝９．２［μｍ］、ＰI＝１０６．７［μｍ］である。この程度に拡大された信号周期になると、周期数演算によらず、例えばノギスによる測定で周期数を特定することが可能である。また、６１２ｎｍＨｅ−Ｎｅレーザと６３３ｎｍＨｅ−Ｎｅレーザは波長安定化が可能である。従って、最終的な絶対測長を６３３ｎｍ波長安定化Ｈｅ−Ｎｅレーザ光源を用いて行えば、波長安定度が１０-8程度であるので、例えば１００ｍｍの測定値の不確かさは、１００［ｍｍ］×１０-8＝１［ｎｍ］となり、極めて高精度の測定が可能になる。また、波長安定化Ｈｅ−Ｎｅレーザ光源の波長の絶対値は基準光源を用いて正確な校正ができるので、国際的なトレーサブル体系に則った絶対測定が可能になる。
【００５９】
【発明の効果】
以上述べたようにこの発明によれば、２相正弦波状信号の乗算と加減算という単純な演算により波長合成された長周期の２相正弦波状信号を得て、この合成された２相正弦波状信号の周期内で正確な絶対位置を求めることができると共に、３つの２相正弦波状信号の間で波長合成して得られる２つの２相正弦波状信号を更に波長合成するという多重波長合成を行うことにより、周期精度の高い粗分解能信号を得ることができる。これにより、大きな測定レンジでの正確な絶対位置測定が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の参考例による絶対変位測定装置における変位検出器とその出力の波長合成回路の構成を示す図である。
【図２】 同参考例の信号処理回路の構成を示す図である。
【図３】 同参考例の一方の変位検出器の出力信号波形を示す図である。
【図４】 同参考例の他方の変位検出器の出力信号波形を示す図である。
【図５】 同参考例の合成信号波形を示す図である。
【図６】 同参考例の距離演算の原理を説明するための図である。
【図７】 同参考例の周期数補正の原理を説明するための図である。
【図８】 この発明の実施例１による絶対変位測定装置における変位検出器とその出力の波長合成回路の構成を示す図である。
【図９】 同実施例の信号処理回路の構成を示す図である。
【図１０】 実施例１の方式を適用した実施例２の測定装置の構成を示す図である。
【図１１】 実施例１の方式を適用した実施例３の測定装置の構成を示す図である。
【図１２】 従来の波長合成法を説明するための図である。
【符号の説明】
１，２…変位検出器、３…波長合成回路、４…位相検出部、５…端数演算部、６…全距離演算部。
Claims (3)
- 検出対象の変位Ｌに対応して周期Ｐ１の正弦波状信号Ｓ1A及び余弦波状信号Ｓ1Bを出力する第１の変位検出器と、
この第１の変位検出器と併設されて、前記検出対象の変位Ｌに対応して周期Ｐ2（≠Ｐ1）の正弦波状信号Ｓ2A及び余弦波状信号Ｓ2Bを出力する第２の変位検出器と、
前記第１及び第２の変位検出器と併設されて、前記検出対象の変位Ｌに対応して周期Ｐ3（≠Ｐ2，Ｐ1であり、且つ｜Ｐ3−Ｐ2｜≠｜Ｐ2−Ｐ1｜）の正弦波状信号Ｓ3A及び余弦波状信号Ｓ3Bを出力する第３の変位検出器と、
前記第１及び第２の変位検出器から得られる正弦波状信号Ｓ1A，Ｓ2A及び余弦波状信号Ｓ1B，Ｓ2Bを合成して、周期Ｐ1とＰ2の最小公倍数値の周期Ｐxを持つ正弦波状信号ＳxA＝Ｓ1A×Ｓ2B−Ｓ1B×Ｓ2A及び余弦波状信号ＳxB＝Ｓ1B×Ｓ2B＋Ｓ1A×Ｓ2Aを得る第１の波長合成手段と、
前記第２及び第３の変位検出器から得られる正弦波状信号Ｓ2A，Ｓ3A及び余弦波信号Ｓ2B，Ｓ3Bを合成して、周期Ｐ2とＰ3の最小公倍数値の周期Ｐyを持つ正弦波状信号ＳyA＝Ｓ2A×Ｓ3B−Ｓ2B×Ｓ3A及び余弦波状信号ＳyB＝Ｓ2B×Ｓ3B＋Ｓ2A×Ｓ3Aを得る第２の波長合成手段と、
前記第１及び第２の波長合成手段から得られる正弦波状信号ＳxA，ＳyA及び余弦波信号ＳxB，ＳyBを合成して、周期ＰxとＰyの最小公倍数値の周期ＰIを持つ正弦波状信号ＳIA＝ＳxA×ＳyB−ＳxB×ＳyA及び余弦波状信号ＳIB＝ＳxB×ＳyB＋ＳxA×ＳyAを得る第３の波長合成手段と、
前記第１乃至第３の変位検出器のいずれかの出力信号、前記第１又は第２の波長合成手段の出力信号、及び前記第３の波長合成手段の出力信号をそれぞれ微分解能信号、中分解能信号及び粗分解能信号として、それぞれの位相を検出する位相検出手段と、
この位相検出手段により検出された前記微分解能信号、中分解能信号及び粗分解能信号の位相情報に基づいて前記変位Ｌを前記周期ＰI内の絶対位置として求める距離演算手段と、
を備えたことを特徴とする絶対変位測定装置。 - 前記距離演算手段は、
前記位相検出手段により検出された位相情報を内挿処理して、前記微分解能信号、中分解能信号及び粗分解能信号の周期内のそれぞれの端数距離を求める端数距離演算手段と、
この端数距離演算手段により粗分解能信号について得られた距離に含まれる中分解能信号の周期数と端数距離とから予備的な全距離を求め、この予備的な全距離に含まれる微分解能信号の周期数と端数距離とから最終的な全距離を求める演算を行う全距離演算手段と
を有することを特徴とする請求項１記載の絶対変位測定装置。 - 前記全距離演算手段は、
前記予備的な全距離を求める際に、粗分解能信号に基づいて得られる距離を中分解能信号の周期で除することにより得られる剰余分としての想定端数距離と中分解能信号に基づいて得られる端数距離との差分の大きさと、その想定端数距離の中分解能信号の周期における位相関係に応じて周期数を補正すると共に、前記最終的な全距離を求める際に、予備的な全距離を微分解能信号の周期で除することにより得られる剰余分としての想定端数距離と微分解能信号に基づいて得られる端数距離との差分の大きさと、その想定端数距離の微分解能信号の周期における位相関係に応じて周期数を補正する周期数補正手段を有する
ことを特徴とする請求項１記載の絶対変位測定装置。
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