JP4966052B2 - 電力増幅器及び通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力増幅器及び通信装置に関し、より具体的には、低い歪み動作が要求される電力増幅器、及び、当該電力増幅器を備える通信装置に関する。

携帯電話や無線通信では、デジタル変調方式として、ＱＰＳＫ（４元位相変移変調）やＱＡＭ（４元振幅変調）等が一般に用いられている。これらのデジタル変調システムは、信号の振幅と位相の両方に情報を乗せるため、信号の波形の忠実な増幅が必要であり、電力増幅器には低い歪み動作が要求される。

増幅歪みを補償する機能を有する従来の電力増幅器が下記の特許文献１及び特許文献２に開示されている。以下、特許文献１及び特許文献２に開示の従来の電力増幅器について、図１７を参照して説明する。

図１７に示すように、当該従来の電力増幅器２０は、入力端子Ｎｉｎと、電力増幅用のエミッタ接地された第１バイポーラトランジスタＱ１と、出力端子Ｎｏｕｔと、可変インピーダンス用の第２バイポーラトランジスタＱ２と、電圧供給端子Ｎｖｂと、抵抗Ｒ１、Ｒ２と、キャパシタＣ１、Ｃ２と、可変インピーダンス回路２１を備える。ここで、図１７中の破線で囲まれた部分が、特許文献１に開示の従来の電力増幅器に該当し、可変インピーダンス回路２１を追加した全体が、特許文献２に開示の従来の電力増幅器に該当する。尚、特許文献２に開示の従来の電力増幅器では、特許文献１に開示の従来の電力増幅器に対して、増幅歪みの補償の調整範囲を広げる改良が施されている。

入力端子Ｎｉｎは、キャパシタＣ１を介して第１バイポーラトランジスタＱ１のベース端子（ノードＮ１）に高周波信号ＲＦｉｎを入力する。出力端子Ｎｏｕｔは、第１バイポーラトランジスタＱ１のコレクタ端子を介して増幅された高周波信号ＲＦｏｕｔを出力する。電圧供給端子Ｎｖｂは、第２バイポーラトランジスタＱ２のコレクタ端子に接続し、第２バイポーラトランジスタＱ２のエミッタ端子（ノードＮ２）、抵抗Ｒ１を夫々介して、第１バイポーラトランジスタＱ１のベース端子にバイアス電圧を供給する。抵抗Ｒ２は、電圧供給端子Ｎｖｂと第２バイポーラトランジスタＱ２のベース端子（ノードＮ３）との間に接続されている。キャパシタＣ１は、第１バイポーラトランジスタＱ１のベース端子に供給されるバイアス電圧を入力端子Ｎｉｎに対して分離するためのキャパシタである。キャパシタＣ２は、一方端が第２バイポーラトランジスタＱ２のベース端子に、他方端が可変インピーダンス回路２１の一方端に夫々接続され、可変インピーダンス回路２１の他方端は接地されている。

第２バイポーラトランジスタＱ２は、エミッタ端子が第１バイポーラトランジスタＱ１のベース端子に抵抗Ｒ１を介して接続され、コレクタ端子が電圧供給端子Ｎｖｂに接続され、ベース端子が抵抗Ｒ２に接続されている。第２バイポーラトランジスタＱ２は、エミッタ電流がベース電流とコレクタ電流との和になるが、コレクタ電流はベース電流にほぼ比例する。このため、第２バイポーラトランジスタＱ２のエミッタ電流は、バイアス電圧に対してダイオード的な電流−電圧特性を有する。従って、第２バイポーラトランジスタＱ２は、可変インピーダンス素子として機能する。

第２バイポーラトランジスタＱ２は、ベース電流が抵抗Ｒ２によって可変であるため、コレクタ電流及びエミッタ電流も抵抗Ｒ２によって可変となる。従って、使用する第２バイポーラトランジスタＱ２を選定した後であっても、抵抗Ｒ２によって第２バイポーラトランジスタＱ２の可変抵抗特性を調整することができる。

高周波信号ＲＦｉｎの信号電力が大きくなると、第１バイポーラトランジスタＱ１のベース電流が増加し、抵抗Ｒ１等によって電圧降下が生じ、第１バイポーラトランジスタＱ１のベース電圧が低下し、増幅器の利得の低下等の増幅歪みが生じる。特許文献１に開示の電力増幅器では、可変インピーダンス素子として機能する第２バイポーラトランジスタＱ２によって、当該電圧降下を補償し、結果として増幅歪みを補償することを可能としている。これは、入力された高周波信号ＲＦｉｎの大きさに応じて第２バイポーラトランジスタＱ２のコレクタ・エミッタ間のインピーダンスが減少し、その結果、第１バイポーラトランジスタＱ１のベース端子の電圧が上昇する作用を利用したものである。つまり、入力された高周波信号ＲＦｉｎの一部は、抵抗Ｒ１を通り、第２バイポーラトランジスタＱ２のエミッタ端子に入力される。その結果、第２バイポーラトランジスタＱ２のベース・エミッタ間に発生する高周波電圧によってベース・エミッタ間に瞬時電圧として大きな値が発生し、コレクタ・エミッタ間の直流電流の増加となって現れる。このコレクタ・エミッタ間の直流電流の増加が、第１バイポーラトランジスタＱ１のベース端子Ｎ１の電圧降下に反して、ベース端子の電圧を上昇させる作用となるのである。

更に、可変インピーダンス回路２１は、インピーダンスを変化させることで、入力端子Ｎｉｎに入力された高周波信号ＲＦｉｎに対する、第２バイポーラトランジスタＱ２のエミッタ端子に入力される高周波信号の比率を増減させることができる。従って、第２バイポーラトランジスタＱ２に対して、第１バイポーラトランジスタＱ１のベース端子の電圧上昇作用を変化させ、上記電圧降下とのバランスを変えることで増幅歪みの補償の調整を行うことができる。この結果、電力増幅器における歪み補正の調整自由度を広げることが可能となる。

特許第３６０７８５５号 特開平２００７−０３６９７３号公報

しかしながら、上記従来の電力増幅器には以下のような問題がある。即ち、電力増幅器に使用するバイポーラトランジスタは周波数特性を有するため、特許文献１に開示されているように、歪み補償回路にバイポーラトランジスタを用いると、周波数の違いによって歪み補償に差異が生じ、複数の周波数帯域、或いは、広い周波数範囲で、均等に歪み補償するのが困難となっている。

そこで、特許文献２に開示されているように、可変インピーダンス回路を設けてインピーダンスを調整することで、バイポーラトランジスタを用いた歪み補償回路の補償程度の調整が可能となり、電力増幅器の周波数帯域に合わせた調整が可能となる。しかし、広い周波数範囲に亘って歪み調整を行う場合に、周波数帯域別の調整が必要となり、複数の周波数帯域で歪み調整を行うことが簡単には行えないという問題が生じる。

本発明は、上記問題点に鑑みてなされたもので、その第１の目的は、複数の周波数帯域で歪み調整が容易な電力増幅器を提供する点にあり、第２の目的は、広い周波数帯域の通信方式において低歪みで信号送信可能な通信装置を提供する点にある。

上記第１の目的を達成するための本発明に係る電力増幅器は、ベース端子が直接または間接に入力端子に接続され、コレクタ端子が出力端子に接続され、エミッタ端子が接地された第１バイポーラトランジスタと、直流電流が導通可能な２端子回路で構成され、一方端が前記第１バイポーラトランジスタのベース端子に接続するインピーダンス回路と、エミッタ端子が前記インピーダンス回路の他方端に接続された第２バイポーラトランジスタと、前記第２バイポーラトランジスタのコレクタ端子に接続する電圧供給端子と、前記第２バイポーラトランジスタのベース電圧を生成するベース電圧生成回路と、前記第２バイポーラトランジスタのエミッタ端子と接地ノード間に設けられ、当該両端子間に印加される電圧の直流成分に対して非導通であるとともに、交流成分に対して周波数に応じてインピーダンスが変化するフィルタ回路と、を備えてなり、前記入力端子に入力される電力が一定の場合において、前記第２バイポーラトランジスタに入力される電力の周波数に対する変化が、前記第１バイポーラトランジスタの電圧利得の周波数に対する変化と同じになるように、前記フィルタ回路のインピーダンスの周波数に対する変化を設定することを特徴とする。

更に、上記本発明に係る電力増幅器は、好ましくは、前記フィルタ回路が、前記第２バイポーラトランジスタのエミッタ端子と接地ノード間の電流経路上に、キャパシタを備えて構成されている。

更に、上記本発明に係る電力増幅器は、好ましくは、前記フィルタ回路が、キャパシタとインダクタの直列回路で構成された共振回路で構成されている。

更に、上記本発明に係る電力増幅器は、好ましくは、前記フィルタ回路が、第１のキャパシタと第１のインダクタの直列回路で構成され、前記第２バイポーラトランジスタのエミッタ端子と接地ノード間に設けられた第１の共振回路と、第２のキャパシタと第２のインダクタの直列回路で構成され、前記第１の共振回路の前記第１のキャパシタと前記第１のインダクタの接続点と接地ノード間に設けられた第２の共振回路と、を備えて構成されている。

更に、上記本発明に係る電力増幅器は、好ましくは、前記フィルタ回路が、第１のキャパシタとインダクタの並列回路からなる共振回路と、第２のキャパシタの直列回路で構成されている。

更に、上記本発明に係る電力増幅器は、好ましくは、前記インピーダンス回路が、前記第１バイポーラトランジスタのベース端子側から見た前記第１バイポーラトランジスタのインピーダンスより、高インピーダンスである。

更に、上記本発明に係る電力増幅器は、好ましくは、前記インピーダンス回路が、抵抗またはインダクタを備えて構成されている。

更に、上記本発明に係る電力増幅器は、好ましくは、前記インピーダンス回路が、直流電流が導通可能なインピーダンス素子とキャパシタの並列回路で構成されている。

更に、上記本発明に係る電力増幅器は、好ましくは、前記ベース電圧生成回路が、前記電圧供給端子に供給される電圧を抵抗分圧して前記第２バイポーラトランジスタのベース電圧を生成するように構成されている。

上記第２の目的を達成するための本発明に係る通信装置は、上記何れかの特徴の電力増幅器を備えていることを特徴とする。

上記特徴の通信装置は、好ましくは、入力信号を処理する信号処理回路と、キャリア信号を発振する局部発振器と、前記キャリア信号を受けて前記処理された信号を変調する変調器と、前記変調された信号を増幅する送信電力増幅器と、前記送信電力増幅器からの送信信号を出力するアンテナと、を備え、前記送信電力増幅器が、上記何れかの特徴の電力増幅器を含む。

上記特徴の本発明に係る電力増幅器によれば、フィルタ回路の周波数特性を第２バイポーラトランジスタの周波数特性に適合するように調整することで、第２バイポーラトランジスタの周波数特性によって生じる周波数による歪み補償の効き方の違いを低減することができる。その結果、周波数の異なる複数の帯域に対応した電力増幅器、周波数帯域が広い通信方式の電力増幅器等において、周波数の違いによる歪みの補償の差を低減し、複数の周波数帯域及び広い周波数範囲で増幅歪みの抑制された電力増幅器を提供することが可能となる。また、電力増幅器の利得の周波数特性のばらつきを抑制することにもなる。この結果、上記特徴の本発明に係る通信装置によれば、広い周波数帯域の通信方式において低歪みで信号送信可能な通信装置を提供することが可能となる。

次に、本発明に係る電力増幅器、及び、本発明に係る電力増幅器を備えた通信装置について、図面を参照して説明する。

〈第１実施形態〉
図１に、本発明に係る電力増幅器の第１実施形態における回路構成を示す。尚、図１において、本発明の理解の容易のために、本発明に係る電力増幅器１と図１７に示す従来の電力増幅器との間で共通する回路要素には同じ符号を付して説明する。尚、以下、特に断らない限り、「本発明に係る電力増幅器」を単に「電力増幅器」と称し、「従来の電力増幅器」には、都度「従来の」と付記して区別する。

図１に示すように、電力増幅器１は、入力端子Ｎｉｎと、電力増幅用のエミッタ接地された第１バイポーラトランジスタＱ１と、出力端子Ｎｏｕｔと、可変インピーダンス用の第２バイポーラトランジスタＱ２と、電圧供給端子Ｎｖｂと、インピーダンス回路２と、フィルタ回路３と、抵抗Ｒ２、Ｒ３と、キャパシタＣ１、Ｃ２と、を備えて構成される。

第１バイポーラトランジスタＱ１は、ベース端子がインピーダンス回路２の一方端（ノードＮ１）、及び、キャパシタＣ１を介して入力端子Ｎｉｎに接続され、コレクタ端子が出力端子Ｎｏｕｔに接続され、エミッタ端子が接地されている。第２バイポーラトランジスタＱ２は、ベース端子Ｎ３が抵抗Ｒ２、Ｒ３の夫々に接続され、コレクタ端子が電圧供給端子Ｎｖｂに接続され、エミッタ端子Ｎ２がインピーダンス回路２の他方端（ノードＮ２）に接続されている。

第２バイポーラトランジスタＱ２のベース電圧を生成するベース電圧生成回路４が、抵抗Ｒ２、Ｒ３とキャパシタＣ２で構成されている。具体的には、抵抗Ｒ２、Ｒ３の直列回路が電圧供給端子Ｎｖｂと接地ノード間に設けられ、その中点（ノードＮ３）が第２バイポーラトランジスタＱ２のベース端子とキャパシタＣ２の一方端に接続し、キャパシタＣ２の他方端が接地されている。第２バイポーラトランジスタＱ２のベース電圧は、電圧供給端子Ｎｖｂの端子電圧ＶＢと、抵抗Ｒ２、Ｒ３の抵抗比で定まる。尚、図１に示すベース電圧生成回路４は一例であり、図１に示す回路構成に対して、種々の変形例が可能である。

インピーダンス回路２は、直流電流が導通可能な２端子回路で構成され、一方端が第１バイポーラトランジスタＱ１のベース端子（ノードＮ１）に、他方端が第２バイポーラトランジスタＱ２のエミッタ端子（ノードＮ２）に夫々接続している。図１に示す回路構成では、インピーダンス回路２は、直流電流が導通可能な抵抗Ｒ１で構成されているが、抵抗Ｒ１の他に、インダクタ、抵抗とインダクタの直列回路、或いは、抵抗、インダクタ、抵抗とインダクタの直列回路等のインピーダンス素子とキャパシタの並列回路等で構成されても構わない。

電圧供給端子Ｎｖｂは、第２バイポーラトランジスタＱ２のコレクタ端子に接続され、第２バイポーラトランジスタＱ２のエミッタ端子（ノードＮ２）、及び、インピーダンス回路２を経由して、第１バイポーラトランジスタのベース端子（ノードＮ１）にバイアス電圧を供給する。尚、キャパシタＣ１は、第１バイポーラトランジスタＱ１のベース端子に供給されるバイアス電圧を入力端子Ｎｉｎに対して分離するためのキャパシタである。

フィルタ回路３は、第２バイポーラトランジスタのエミッタ端子（ノードＮ２）と接地ノード間に設けられ、当該両端子間に印加される電圧の直流成分に対して非導通であるとともに、交流成分に対して周波数に応じてインピーダンスが変化し、通過特性が変化するように構成されている。第１実施形態では、フィルタ回路３は、インダクタＬ１とキャパシタＣ３の直列回路からなるＬＣ直列共振回路として構成され、インダクタＬ１の一方端がノードＮ２に、他方端がキャパシタＣ３の一方端に夫々接続され、キャパシタＣ３の他方端が接地されて構成される。

次に、図１に示す電力増幅器１の動作について説明する。入力端子Ｎｉｎへの入力電力Ｐｉｎ、出力端子Ｎｏｕｔからの出力電力Ｐｏｕｔ、電力増幅器１の利得をＧ（ｆ）とすると、これらの間の関係は、以下の数１で表される。尚、数１に示される入力電力Ｐｉｎと出力電力Ｐｏｕｔの次元は「ｄＢｍ」としている。

［数１］
Ｐｏｕｔ＝Ｇ（ｆ）＋Ｐｉｎ

ここで、利得Ｇ（ｆ）は、第１バイポーラトランジスタＱ１の周波数特性により、周波数ｆの関数で表され、周波数が高いほど小さくなる。よって、数１に示す関係式より、出力端子Ｎｏｕｔから一定の出力電力Ｐｏｕｔを出力しようとする場合、周波数が高いほどより多くの入力電力を入力する必要がある。そのため、同じ出力電力Ｐｏｕｔのとき、入力電力Ｐｉｎの一部を利用して歪み補償を行っているので、入力電力が大きいほど、第２バイポーラトランジスタＱ２のエミッタ端子（ノードＮ２）から第２バイポーラトランジスタＱ２側に入力される電力も大きくなり、歪み補償効果も大きくなる。つまり、周波数が高いほど、歪み補償が効くことになる。この結果、周波数によって歪み補償に差が生じる。

斯かる周波数による歪み補償の差をなくすには、周波数が高くなるほど歪み補償が効かなくすればよい。つまり、周波数が高くなるほど、第２バイポーラトランジスタＱ２のエミッタ端子（ノードＮ２）から第２バイポーラトランジスタＱ２側に入力される電力を減らせばよい。よって、第２バイポーラトランジスタＱ２のエミッタ端子の手前（第１バイポーラトランジスタＱ１側）に、周波数が高くなるほど、より大きな電力が入力されるようなフィルタ回路３を備える。この結果、フィルタ回路３に、周波数が高くなるほど電力が入力され、逆に第２バイポーラトランジスタＱ２側に入力される電力は減少する。

ここで、この歪み補償の周波数による差は、第１バイポーラトランジスタＱ１の利得の周波数特性によるもので、その変化に比例する。よって、このときのフィルタ回路３の特性を、入力端子Ｎｉｎに入力される電力が一定で考えたときの第２バイポーラトランジスタＱ２側に入力される電力の周波数による変化を、第１バイポーラトランジスタＱ１の利得の周波数特性による変化と同じになるように決めることで、周波数による歪み補償の差を低減させることができる。

また、フィルタ回路３は、第２バイポーラトランジスタＱ２のエミッタ端子Ｎ２に接続しており、第１バイポーラトランジスタＱ１のベース端子Ｎ１からは、インピーダンス回路２を介して接続する。このとき、インピーダンス回路２は、ノードＮ１から見た第１バイポーラトランジスタＱ１のベース端子側のインピーダンスより、高インピーダンスにする。こうすることで、インピーダンス的に、インピーダンス回路２側を第１バイポーラトランジスタＱ１から切り離し、フィルタ回路３のインピーダンスの変化が、インピーダンス回路２を介して第１バイポーラトランジスタＱ１のベース端子（ノードＮ１）へ影響しないようにする。

図２に、フィルタ回路３を備えた図１に示す回路構成の電力増幅器１の振幅歪み特性を、入力端子Ｎｉｎに入力する高周波入力信号の周波数が、２ＧＨｚ、３ＧＨｚ、４ＧＨｚの３通りについて、縦軸を振幅歪み（ｄＧａｉｎ）、横軸を出力電力（ｄＢｍ）として、夫々示す。

図３に、フィルタ回路３を備えた図１に示す回路構成の電力増幅器１のＥＶＭ（Ｅｒｒｏｒ Ｖｅｃｔｏｒ Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）を、入力端子Ｎｉｎに入力する高周波入力信号の周波数が、２ＧＨｚ、３ＧＨｚ、４ＧＨｚの３通りについて、縦軸をＥＶＭ、横軸を出力電力（ｄＢｍ）として、夫々示す。

図４に、比較例として、図１に示す回路構成からフィルタ回路３を除外した電力増幅器の振幅歪み特性を、入力端子Ｎｉｎに入力する高周波入力信号の周波数が、２ＧＨｚ、３ＧＨｚ、４ＧＨｚの３通りについて、縦軸を振幅歪み（ｄＧａｉｎ）、横軸を出力電力（ｄＢｍ）として、夫々示す。

図５に、比較例として、図１に示す回路構成からフィルタ回路３を除外した電力増幅器のＥＶＭを、入力端子Ｎｉｎに入力する高周波入力信号の周波数が、２ＧＨｚ、３ＧＨｚ、４ＧＨｚの３通りについて、縦軸をＥＶＭ、横軸を出力電力（ｄＢｍ）として、夫々示す。

尚、図４及び図５の比較例として用いる電力増幅器の回路構成は、フィルタ回路３の有無による効果を検証するための比較例であるため、図１に示す電力増幅器１からフィルタ回路３を除去した点だけが異なる回路構成であり、図１７に例示した従来の電力増幅器とは異なる。

図２と図４を比較すると、図４の比較例では、高周波入力信号の周波数が２ＧＨｚ、３ＧＨｚ、４ＧＨｚの隣接する各周波数間で、増幅歪みの差が大きく現れているが、図２の電力増幅器１では、２ＧＨｚと３ＧＨｚの間で増幅歪みの差が小さくなっている。その結果、図３と図５を比較すると、図５の比較例では、周波数によってＥＶＭに大きな差が現れている。しかし、図３の電力増幅器１では、図２における増幅歪みの差が小さくなった２ＧＨｚと３ＧＨｚのＥＶＭの差がなくなり、この２つの周波数２ＧＨｚ、３ＧＨｚにおいて低いＥＶＭを維持している。

図６に、図４及び図５の比較例と同じ図１に示す回路構成からフィルタ回路３を除外した電力増幅器における、第２バイポーラトランジスタＱ２のベース・エミッタ間の電圧利得（電圧利得Ａ）と、出力端子Ｎｏｕｔの出力電圧利得（電圧利得Ｂ）と、電圧利得Ａと電圧利得Ｂの差（電圧利得差Ｃ＝電圧利得Ｂ−電圧利得Ａ）を、縦軸を各電圧利得、横軸を周波数として夫々示す。また、図７に、図４及び図５の比較例と同じ図１に示す回路構成からフィルタ回路３を除外した電力増幅器の出力電力が２０ｄＢｍ時のＥＶＭを、縦軸をＥＶＭ、横軸を周波数として示す。

図６と図７を比較すると、上述した通り、図６において電圧利得差Ｃの傾きが小さいほど、歪み補償の周波数特性（周波数依存性）が小さいことを示す。図６では、電圧利得差Ｃの傾きが大きいため、歪み補償の周波数特性が大きく、図７に示すように、ＥＶＭが周波数特性を有し、周波数が高いほどＥＶＭが大きくなっている。ここで、図６の電圧利得Ｃの値と、図７のＥＶＭを対比させると、図７におけるＥＶＭが２％未満の範囲を考えると、図１に示す電力増幅器１においては、電圧利得差Ｃが、−１８から−１６（ｄＢ）の範囲に入っていれば、増幅歪みの周波数特性が小さくなり、低いＥＶＭを維持できることが分かる。

図８に、フィルタ回路３を備えた図１に示す回路構成の電力増幅器１の図６に対応する各電圧利得Ａ〜Ｃ、つまり、第２バイポーラトランジスタＱ２のベース・エミッタ間の電圧利得（電圧利得Ａ）と、出力端子Ｎｏｕｔの出力電圧利得（電圧利得Ｂ）と、電圧利得Ａと電圧利得Ｂの差（電圧利得差Ｃ＝電圧利得Ｂ−電圧利得Ａ）を、縦軸を各電圧利得、横軸を周波数として夫々示す。また、図９に、フィルタ回路３を備えた図１に示す回路構成の電力増幅器１の出力電力が２０ｄＢｍ時のＥＶＭを、縦軸をＥＶＭ、横軸を周波数として示す。

図８と図９を比較すると、図８における電圧利得差Ｃが−１８から−１６（ｄＢ）の範囲に収まる周波数は、２ＧＨｚから３ＧＨｚの範囲になる。この２ＧＨｚから３ＧＨｚの範囲で、図９のＥＶＭを見ると、この周波数範囲で、低いＥＶＭになっており、図１のフィルタ回路３を付加することによって、歪み補償回路における周波数特性を小さく抑制できることが、図８と図９から分かる。

図１に示す電力増幅器１の回路構成では、上述の如く、電力増幅器１の第２バイポーラトランジスタＱ２の電圧利得の周波数特性による歪み補償の効果の差を抑制することができる。その結果、各周波数でのＥＶＭを低く抑えることを可能としているので、広帯域の増幅器において、より歪みを抑制した電力増幅器の提供が可能となり、異なる周波数帯域で動作する電力増幅器において、フィルタ回路３による１つの歪み補償回路での歪み補償動作が可能となる。

ここで、図１に示すフィルタ回路３は、ＬＣ共振を利用していることから、共振周波数が存在し、図８より、図２、図３、図８、図９の特性測定に利用した実施例では、３．３ＧＨｚ付近に共振周波数があることは分かる。このため、本実施例では、３．３ＧＨｚ付近でのＥＶＭが悪化して、周波数特性を抑制できる範囲が２ＧＨｚから３ＧＨｚとなっている。従って、フィルタ回路３を構成するＬＣ共振回路の共振周波数を調整することで、周波数特性を抑制できる範囲を広げることができる。

〈第２実施形態〉
図１０に、本発明に係る電力増幅器の第２実施形態における回路構成を示す。尚、図１０において、本発明の理解の容易のために、第２実施形態の電力増幅器５と図１に示す第１実施形態の電力増幅器１との間で共通する回路要素には同じ符号を付して説明する。

図１０に示すように、第２実施形態の電力増幅器５は、第１実施形態の電力増幅器１のフィルタ回路３を別のフィルタ回路６に置換した点で異なるだけで、他の回路構成要素は第１実施形態と同じであり、重複する説明は割愛する。

フィルタ回路６は、第２バイポーラトランジスタのエミッタ端子（ノードＮ２）と接地ノード間に設けられ、当該両端子間に印加される電圧の直流成分に対して非導通であるとともに、交流成分に対して周波数に応じてインピーダンスが変化し、通過特性が変化するように構成されている。第２実施形態では、フィルタ回路６は、インダクタＬ１、Ｌ２とキャパシタＣ３、Ｃ４を備えて構成され、インダクタＬ１の一方端がノードＮ２に、インダクタＬ１の他方端がキャパシタＣ３とインダクタＬ２の各一方端に夫々接続され、インダクタＬ２の他方端がキャパシタＣ４の一方端に接続され、キャパシタＣ３、Ｃ４の各他方端が相互に接続して接地されている。つまり、フィルタ回路６は、インダクタＬ１とキャパシタＣ３からなる第１のＬＣ直列共振回路と、インダクタＬ２とキャパシタＣ４からなる第２のＬＣ直列共振回路を備えた構成となっている。

フィルタ回路６は、第１実施形態のフィルタ回路３と同様に、周波数が高くなるほど、より大きな電力が入力される構成であるため、第２実施形態の電力増幅器５は、第１実施形態の電力増幅器１と同様の効果、つまり、第２バイポーラトランジスタＱ２の電圧利得の周波数特性による歪み補償の効果の差を抑制して、各周波数でのＥＶＭを低く抑える効果を奏する。

図１１に、フィルタ回路６を備えた図１０に示す回路構成の電力増幅器５における、第２バイポーラトランジスタＱ２のベース・エミッタ間の電圧利得（電圧利得Ａ）と、出力端子Ｎｏｕｔの出力電圧利得（電圧利得Ｂ）と、電圧利得Ａと電圧利得Ｂの差（電圧利得差Ｃ＝電圧利得Ｂ−電圧利得Ａ）を、縦軸を各電圧利得、横軸を周波数として夫々示す。また、図１２に、フィルタ回路６を備えた図１０に示す回路構成の電力増幅器５の出力電力が２０ｄＢｍ時のＥＶＭを、縦軸をＥＶＭ、横軸を周波数として示す。

第１実施形態と同様に、図１１と図１２を比較すると、図１１における電圧利得差Ｃが−１８から−１６（ｄＢ）の範囲に収まる周波数は、２ＧＨｚから３．６ＧＨｚの範囲となる。図１２において、この２ＧＨｚから３．６ＧＨｚの範囲でＥＶＭを見ると、この周波数範囲のＥＶＭは全て２％未満であり、図１０のフィルタ回路６を付加することによって、当該周波数範囲でＥＶＭを低く抑制可能であることが分かる。

第２実施形態では、第１実施形態に比べて、より広い周波数範囲で周波数特性を抑制できる。第２実施形態のフィルタ回路６においては、第１実施形態のフィルタ回路３より、共振周波数をより高い周波数に設定できるため、広い周波数範囲で、歪み補償の周波数特性の差を抑制でき、歪みを抑制することが可能になる。

〈第３実施形態〉
図１３に、本発明に係る電力増幅器の第３実施形態における回路構成を示す。尚、図１３において、本発明の理解の容易のために、第３実施形態の電力増幅器７と図１に示す第１実施形態の電力増幅器１との間で共通する回路要素には同じ符号を付して説明する。

図１３に示すように、第３実施形態の電力増幅器７は、第１実施形態の電力増幅器１のフィルタ回路３を別のフィルタ回路８に置換した点で異なるだけで、他の回路構成要素は第１実施形態と同じであり、重複する説明は割愛する。

フィルタ回路８は、第２バイポーラトランジスタのエミッタ端子（ノードＮ２）と接地ノード間に設けられ、当該両端子間に印加される電圧の直流成分に対して非導通であるとともに、交流成分に対して周波数に応じてインピーダンスが変化し、通過特性が変化するように構成されている。第３実施形態では、フィルタ回路８は、インダクタＬ１とキャパシタＣ３、Ｃ５を備えて構成され、インダクタＬ１とキャパシタＣ５の各一方端が共通にノードＮ２に接続され、インダクタＬ１とキャパシタＣ５の各他方端が共通にキャパシタＣ３の一方端に接続され、キャパシタＣ３の他方端が接地されている。つまり、フィルタ回路８は、インダクタＬ１とキャパシタＣ５からなるＬＣ並列共振回路を備えた構成となっている。

フィルタ回路８は、第１実施形態のフィルタ回路３と同様に、周波数が高くなるほど、より大きな電力が入力される構成であるため、第３実施形態の電力増幅器７は、第１実施形態の電力増幅器１と同様の効果、つまり、第２バイポーラトランジスタＱ２の電圧利得の周波数特性による歪み補償の効果の差を抑制して、各周波数でのＥＶＭを低く抑える効果を奏する。

図１４に、フィルタ回路８を備えた図１３に示す回路構成の電力増幅器７における、第２バイポーラトランジスタＱ２のベース・エミッタ間の電圧利得（電圧利得Ａ）と、出力端子Ｎｏｕｔの出力電圧利得（電圧利得Ｂ）と、電圧利得Ａと電圧利得Ｂの差（電圧利得差Ｃ＝電圧利得Ｂ−電圧利得Ａ）を、縦軸を各電圧利得、横軸を周波数として夫々示す。また、図１５に、フィルタ回路８を備えた図１３に示す回路構成の電力増幅器７の出力電力が２０ｄＢｍ時のＥＶＭを、縦軸をＥＶＭ、横軸を周波数として示す。

第１実施形態と同様に、図１４と図１５を比較すると、図１４における電圧利得差Ｃが−１８から−１６（ｄＢ）の範囲に収まる周波数は、２ＧＨｚから４ＧＨｚの範囲となる。図１５において、この２ＧＨｚから４ＧＨｚの範囲でＥＶＭを見ると、この周波数範囲のＥＶＭは全て２％未満であり、図１３のフィルタ回路８を付加することによって、当該周波数範囲でＥＶＭを低く抑制可能であることが分かる。

第３実施形態では、第１及び第２実施形態に比べて、より広い周波数範囲で周波数特性を抑制できる。第３実施形態のフィルタ回路８においては、共振周波数を２ＧＨｚより低い周波数に設定できるため、広い周波数範囲で、歪み補償の周波数特性の差を抑制でき、歪みを抑制することが可能になる。

〈第４実施形態〉
図１６に、本発明に係る通信装置（以下、適宜「本発明装置」と称する）の概略的な構成を示す。図１６に示すように、本発明装置１０は、信号処理回路１１、変調器１２、局部発振器１３、ドライバ増幅器１４、送信電力増幅器１５、送受切換スイッチ１６、アンテナ１７、及び、電源１８を備えて構成される。

信号処理回路１１で処理された信号は、変調器１２で局部発振器１３からのキャリア信号を受けて変調される。当該変調信号は、ドライバ増幅器１４において増幅され、更に、送信電力増幅器１５において増幅される。送信電力増幅器１５から出力される送信信号は、送受切換スイッチ１６を介してアンテナ１７から送信される。電源１８は、送信電力増幅器１５に電力を供給する。送信電力増幅器１５は、上記第１乃至第２実施形態の電力増幅器１、５、７の何れか１つを少なくとも含んで構成される。

従って、本発明装置１０は、複数の異なる周波数帯域または周波数帯域が広い通信方式で動作させる場合に、本発明に係る電力増幅器を用いることで、周波数帯域毎に歪み補償回路を調整したり、複数の歪み補償回路を用いたりする必要がなくなる。この結果、広い周波数範囲をカバーでき、小型化した通信装置が実現可能となる。

本発明は、電力増幅器及び通信装置、特に、低い歪み動作が要求される電力増幅器、及び、当該電力増幅器を備える通信装置に利用可能である。

本発明に係る電力増幅器の第１実施形態の回路構成を示す回路図 第１実施形態の電力増幅器の振幅歪みと出力電力の関係を周波数別に示す図 第１実施形態の電力増幅器のＥＶＭと出力電力の関係を周波数別に示す図 第１実施形態の電力増幅器からフィルタ回路を除いた場合の振幅歪みと出力電力の関係を周波数別に示す図 第１実施形態の電力増幅器からフィルタ回路を除いた場合のＥＶＭと出力電力の関係を周波数別に示す図 第１実施形態の電力増幅器からフィルタ回路を除いた場合の第２バイポーラトランジスタのベース・エミッタ間の電圧利得（電圧利得Ａ）と、出力電圧利得（電圧利得Ｂ）と、電圧利得Ａと電圧利得Ｂの差の各周波数特性を示す図 第１実施形態の電力増幅器からフィルタ回路を除いた場合の出力電力が２０ｄＢｍ時のＥＶＭの周波数特性を示す図 第１実施形態の電力増幅器の第２バイポーラトランジスタのベース・エミッタ間の電圧利得（電圧利得Ａ）と、出力電圧利得（電圧利得Ｂ）と、電圧利得Ａと電圧利得Ｂの差の各周波数特性を示す図 第１実施形態の電力増幅器の出力電力が２０ｄＢｍ時のＥＶＭの周波数特性を示す図 本発明に係る電力増幅器の第２実施形態の回路構成を示す回路図 第２実施形態の電力増幅器の第２バイポーラトランジスタのベース・エミッタ間の電圧利得（電圧利得Ａ）と、出力電圧利得（電圧利得Ｂ）と、電圧利得Ａと電圧利得Ｂの差の各周波数特性を示す図 第２実施形態の電力増幅器の出力電力が２０ｄＢｍ時のＥＶＭの周波数特性を示す図 本発明に係る電力増幅器の第３実施形態の回路構成を示す回路図 第３実施形態の電力増幅器の第２バイポーラトランジスタのベース・エミッタ間の電圧利得（電圧利得Ａ）と、出力電圧利得（電圧利得Ｂ）と、電圧利得Ａと電圧利得Ｂの差の各周波数特性を示す図 第３実施形態の電力増幅器の出力電力が２０ｄＢｍ時のＥＶＭの周波数特性を示す図 本発明に係る通信装置の概略の構成を示すブロック図 従来の電力増幅器の一回路構成例を示す回路図

符号の説明

１、５、７： 本発明に係る電力増幅器
２： インピーダンス回路
３、６、８： フィルタ回路
４： ベース電圧生成回路
１０： 本発明に係る通信装置
１１： 信号処理回路
１２： 変調器
１３： 局部発振器
１４： ドライバ増幅器
１５： 送信電力増幅器
１６： 送受切換スイッチ
１７： アンテナ
１８： 電源
２０： 従来の電力増幅器
２１： 可変インピーダンス回路
Ｃ１〜Ｃ５： キャパシタ
Ｌ１、Ｌ２： インダクタ
Ｎ１： ノード（第１バイポーラトランジスタのベース端子）
Ｎ２： ノード（第２バイポーラトランジスタのエミッタ端子）
Ｎ３： ノード（第２バイポーラトランジスタのベース端子）
Ｎｉｎ： 入力端子
Ｎｏｕｔ： 出力端子
Ｎｖｂ： 電圧供給端子
Ｒ１〜Ｒ３： 電気抵抗素子
ＲＦｉｎ： 高周波入力信号
ＲＦｏｕｔ： 高周波出力信号
Ｑ１： 第１バイポーラトランジスタ
Ｑ２： 第２バイポーラトランジスタ

Claims (11)

1. ベース端子が直接または間接に入力端子に接続され、コレクタ端子が出力端子に接続され、エミッタ端子が接地された第１バイポーラトランジスタと、
   直流電流が導通可能な２端子回路で構成され、一方端が前記第１バイポーラトランジスタのベース端子に接続するインピーダンス回路と、
   エミッタ端子が前記インピーダンス回路の他方端に接続された第２バイポーラトランジスタと、
   前記第２バイポーラトランジスタのコレクタ端子に接続する電圧供給端子と、
   前記第２バイポーラトランジスタのベース電圧を生成するベース電圧生成回路と、
   前記第２バイポーラトランジスタのエミッタ端子と接地ノード間に設けられ、当該両端子間に印加される電圧の直流成分に対して非導通であるとともに、交流成分に対して周波数に応じてインピーダンスが変化するフィルタ回路と、を備えてなり、
   前記入力端子に入力される電力が一定の場合において、前記第２バイポーラトランジスタに入力される電力の周波数に対する変化が、前記第１バイポーラトランジスタの電圧利得の周波数に対する変化と同じになるように、前記フィルタ回路のインピーダンスの周波数に対する変化を設定することを特徴とする電力増幅器。
2. 前記フィルタ回路が、前記第２バイポーラトランジスタのエミッタ端子と接地ノード間の電流経路上に、キャパシタを備えて構成されていることを特徴とする請求項１に記載の電力増幅器。
3. 前記フィルタ回路が、キャパシタとインダクタの直列回路で構成された共振回路であることを特徴とする請求項１に記載の電力増幅器。
4. 前記フィルタ回路が、
   第１のキャパシタと第１のインダクタの直列回路で構成され、前記第２バイポーラトランジスタのエミッタ端子と接地ノード間に設けられた第１の共振回路と、
   第２のキャパシタと第２のインダクタの直列回路で構成され、前記第１の共振回路の前記第１のキャパシタと前記第１のインダクタの接続点と接地ノード間に設けられた第２の共振回路と、を備えてなることを特徴とする請求項１に記載の電力増幅器。
5. 前記フィルタ回路が、第１のキャパシタとインダクタの並列回路からなる共振回路と、第２のキャパシタの直列回路で構成されていることを特徴とする請求項１に記載の電力増幅器。
6. 前記インピーダンス回路が、前記第１バイポーラトランジスタのベース端子側から見た前記第１バイポーラトランジスタのインピーダンスより、高インピーダンスであることを特徴とする請求項１〜５の何れか１項に記載の電力増幅器。
7. 前記インピーダンス回路が、抵抗またはインダクタを備えて構成されていることを特徴とする請求項１〜６の何れか１項に記載の電力増幅器。
8. 前記インピーダンス回路が、直流電流が導通可能なインピーダンス素子とキャパシタの並列回路で構成されていることを特徴とする請求項１〜７の何れか１項に記載の電力増幅器。
9. 前記ベース電圧生成回路が、前記電圧供給端子に供給される電圧を抵抗分圧して前記第２バイポーラトランジスタのベース電圧を生成することを特徴とする請求項１〜８の何れか１項に記載の電力増幅器。
10. 請求項１〜９の何れか１項に記載の電力増幅器を備えていることを特徴とする通信装置。
11. 前記通信装置が、
    入力信号を処理する信号処理回路と、
    キャリア信号を発振する局部発振器と、
    前記キャリア信号を受けて前記処理された信号を変調する変調器と、
    前記変調された信号を増幅する送信電力増幅器と、
    前記送信電力増幅器からの送信信号を出力するアンテナと、を備え、
    前記送信電力増幅器が、請求項１〜９の何れか１項に記載の電力増幅器を含むことを特徴とする請求項１０に記載の通信装置。