JP4951642B2 - 電力変換装置及びそれを用いたエレベータ装置 - Google Patents

Description

本発明は、半導体スイッチング素子を含む電力変換装置及びそれを用いたエレベータ装置に関する。

一般に半導体モジュールの内部では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等の半導体スイッチング素子が半田付けにより絶縁基板上に固定されている。半導体スイッチング素子に通電及び遮断が繰り返されることで半導体スイッチング素子の温度が上昇，下降して、半導体スイッチング素子と絶縁基板との線膨張係数の差異により半田部に応力が集中し、疲労によりクラックが発生する。このクラックが進行することにより半導体スイッチング素子の放熱が妨げられ、熱抵抗が上昇し半導体スイッチング素子が破壊する。破壊前にこれを検知する手段としては、特許文献１のような温度検知素子を用いて熱抵抗の増大を検出する方法や、特許文献２のようにハンダと抵抗との積層体を取り付けることでクラックの状態を検知する方法がある。

また、特許文献３のように、制御装置において運転指令から損失を演算した推定値と温度変化率との関係から正常と異常とを判定して劣化による熱抵抗の増大を検知する方法もある。

これらの例では、特許文献１においては温度検知素子が必要であり、また特許文献２においてはハンダと抵抗との積層体が必要であり、半導体モジュールの小型化には適さない。また、特許文献３においては損失を演算するための高価な制御回路が必要となる。

一方、温度を検出する方法として、特許文献４のようにゲート抵抗の温度による抵抗値変化を利用したものがある。また、ゲート抵抗を半導体チップに搭載する例が特許文献５に記載されており、半導体チップに搭載されたゲート抵抗の抵抗値変化から半導体チップ温度を推測することができる。しかし、半導体チップの温度がわかってもチップとケースとの熱抵抗は検出することができないためクラック進行の検知には応用できない。

また、エレベータを駆動する電力変換装置に用いられる半導体モジュールの熱抵抗変化を検出するものとして、特許文献６のように、半導体モジュールのケース温度と放熱器温度との差を検出して特定の運転モードで動かしたときの温度差から異常を判定する例や、特許文献７では、半導体モジュール内部に温度センサを設けてあらかじめ定められた運転モードで運転したときの温度差が初期値からどれだけ増加したかで劣化を検出する方法がある。前者の例では半導体モジュール内部のハンダクラックは検出できなく、また両方の例ともに特定の運転モードでの温度検出が必要であり、エレベータのサービス低下につながる可能性がある。

さらに、電気自動車あるいはハイブリッド自動車を駆動する電力変換装置に用いられる半導体モジュールの熱抵抗変化を検出する例として、特許文献８がある。この例では半導体素子の電圧降下の温度特性を利用して、車両停止時に点検し残存寿命を評価している。しかし、半導体素子の電圧降下はオン状態では数ボルト程度であるのに対してオフ状態では数百ボルト以上印加されるため精度良い測定は困難である。また、この例では、例えば上アーム側の温度上昇を測定する際に、下アームをオン・オフさせているが、ＩＧＢＴのオン電圧は低いので、測定するＩＧＢＴ自体をオン・オフさせないと十分に温度を上昇させることはできないため精度良い評価が困難である。

一方、通常の運転時にＩＧＢＴの温度上昇を抑制する方法として、三相インバータにおいて各相のスイッチングをある期間毎に停止させて（例えば上アーム側はオンのままで下アーム側はオフのままで）スイッチング損失を低減させる二相変調モードがあり、インバータに温度検出素子を付けて所定温度以上と判断した場合には二相変調モードに切替える方式が特許文献９に記載されている。ただし、これは温度が許容温度を超えるのを保護するには役立つが劣化判定はできない。

特開平９−１４８５２３号公報 特開２００８−３４７０７号公報 特開２００３−１３４７９５号公報 特開２０００−１２４７８１号公報 特開２００２−８３９６４号公報 特開２００７−２６９４１３号公報 特開２００７−２３０７２８号公報 特開２００２−１１９０４３号公報 特開２００３−１９９３８１号公報

本発明は、上記問題点を考慮してなされたものであり、比較的簡単な構成で精度良く半導体モジュールの劣化を検出できる電力変換装置及びそれを用いたエレベータ装置を提供する。

本発明による電力変換装置は、半導体スイッチング素子を含む半導体モジュールと、半導体スイッチング素子をオン・オフスイッチングする駆動回路と、駆動回路にオン・オフ指令信号を与える制御装置とを有する。さらに、本電力変換装置は、半導体モジュールの温度を検出する温度検出部と、温度検出部の検出結果に基づいて半導体モジュールの劣化を判定する劣化判定部とを備え、温度検出部は、半導体スイッチング素子のスイッチング回数を変化させたときの温度を検出し、このスイッチング回数を変化させる期間は、半導体モジュールにおける半導体スイッチング素子とケースとの間の熱抵抗が定常値に至る時間より長く、半導体モジュールの放熱器の熱時定数に対して小さい。

本発明によるエレベータ装置は、乗りかごと、乗りかごを吊るロープと、ロープを駆動して前記乗りかごを昇降させるモータとを備えるが、上記本発明による電力変換装置によってモータに電力を供給する。さらに、スイッチング回数を増大させる期間において、乗りかごの積載量が定格積載質量の略半分である０.３〜０.７倍とする。

本発明によれば、比較的簡単な構成で精度良く半導体モジュールの劣化を検出できる電力変換装置及びそれを用いたエレベータ装置を実現できる。

本発明の第一の実施形態の構成を示す。 第一の実施形態における温度曲線を示す。 第一の実施形態における検出方法の説明図である。 第一の実施形態に関するゲート抵抗の温度特性を示す。 本発明の第二の実施形態の構成を示す。 本発明の第三の実施形態における検出部の構成を示す。 本発明の第四の実施形態における温度曲線を示す。 本発明の第五の実施形態として検出に適した範囲を示す。

図１は、本発明の第一の実施形態である電力変換装置およびそれを用いて駆動制御されるエレベータ装置の概略構成を示す。商用電源７１から受電する交流電力がＰＷＭ整流器２で直流電力に変換され、平滑コンデンサ７２を介してインバータ１に供給される。インバータ１は、直流電力を所望の周波数の交流電力に変換して、交流電力によって駆動されるモータ７３に供給する。モータ７３，反らせ車８３の両側にロープ８５により乗りかご８１と釣合錘８４とが吊られた構成で、モータ７３を回転させて乗りかご８１を昇降させる。エレベータ装置の制御は電流センサ６，エンコーダを含む速度検出器７４からの信号に基づいて制御装置５により行われる。

制御装置５は、速度検出器７４，乗りかごの荷重センサ８２及び図示していないエレベータの呼び情報などからエレベータ制御部５１で速度を制御し、さらに電流制御部５２で必要なトルクが出るように電流を制御する。ＰＷＭ搬送波発生部５４と電流制御部５２からの指令により、パルス生成部５５でＰＷＭパルスを生成し、パルス送信部５６を介してゲート駆動回路３に各スイッチング素子のオン／オフ指令ＳＧが送られる。ゲート駆動回路３では、このオン／オフ指令信号をＩＧＢＴ駆動信号に変換して、ゲート抵抗３１，３２を介してゲート電圧信号を印加することにより、インバータ１を構成する各半導体モジュール１１〜１６の半導体スイッチング素子（ここではＩＧＢＴ）を駆動する。ここで、半導体モジュール１２内部においてゲート抵抗３１はＩＧＢＴ半導体チップに搭載されており、他方のゲート抵抗３２はＩＧＢＴ及び環流ダイオードの半導体チップが搭載されている絶縁基板１２１とは別の絶縁基板１２２に配置されている。ゲート抵抗３１，３２はいずれも温度によって抵抗値が変化する特性を有しており、これらの抵抗を用いて温度を検知することができる。

なお、図１のように整流器側がＰＷＭ整流器２の場合には、インバータ１と同様に各半導体モジュール２１〜２６の半導体スイッチング素子を駆動するための制御回路及びゲート駆動回路が用いられるが、構成としてはインバータと同様なので、図の簡略化のために図示は省略している。

制御装置５は、二相変調と三相変調とを切替えるための変調方式切替部５３を持っており、この切替指令に応じてパルス生成部５５では、二相変調スイッチングと三相変調スイッチングの両方のパルスを生成することができる。

また劣化判定部４があり、２つのゲート抵抗３１，３２から絶縁部４１１及び４２１を介して電圧検出部４１２及び４２２によりゲート抵抗の両端電圧Ｖ１及びＶ２を検出して、電圧比較部４３により電圧比Ｖ１／Ｖ２を検出する。ゲート抵抗の両端電圧の検出としては、ゲート駆動回路３から供給されるゲート電流が最大値の時の両端電圧を検出している。

図３は、検出のタイミングチャートを示す。パルス送信部５６からゲート駆動回路３へのオン／オフ指令ＳＧは最初オフの状態であるが、ｔ１０でオン指令が入る。ゲート駆動回路３内の例えばフォトカプラの遅延により、ｔ１１の時点でゲート電流が流れ始める。ゲート電流が流れることによりゲート電圧が上昇する。ゲート電流はｔ１２でピーク値となり、この時に電圧検出部４１２，４２２に検出指令ＳＤを与えることでゲート抵抗の両端電圧を検知する。オン指令のタイミングｔ１０からゲート電流が最大となるｔ１２までの時間はゲート電源電圧とゲート抵抗とから概ね決まるので、この時間だけ遅延させる遅延回路４０１により検出指令ＳＤを与えることができる。

ゲート電流が最大となる時点はゲート抵抗の両端電圧も最大となるため、パルス送信部５６からの信号を用いずに、逐次検出したデータを前のデータとの比較により最大値を出す構成にしてもよいが、その際ゲート電流の変化は高速であるため、比較演算の処理を高速に行うことが好ましい。

その後、ゲート電圧Ｖgeがさらに上がってｔ１３の時点でゲート閾値電圧に至るためコレクタ電流Ｉｃが流れ始める。コレクタ電流Ｉｃの上昇により配線インダクタンス分がもつ電圧の分だけコレクタ−エミッタ電圧Ｖceが低下する。その後、さらにＶceは低下してオン定常状態に至る。このようにゲート抵抗両端電圧を検出するｔ１２の時点では、コレクタ電流Ｉｃおよびコレクタ−エミッタ電圧Ｖceはまだ変化していないので、電位の変動がなくノイズが発生しにくいため精度よく検出できる。また、ｔ１４でオフ指令が入るとやや遅れたｔ１５でゲート電流Ｉｇが負の向きに流れ始めて、ｔ１６で電圧Ｖceが上昇を始めてオフ動作が行われる。この時のゲート抵抗両端電圧を検出することも可能である。

次に、図２を用いて、劣化による熱抵抗増大を検出する方法について説明する。図２はエレベータの運転例の一部として、時刻ｔ１で加速して時刻ｔ２で加速終了して一定速度で走行しているときの、速度ｖ，モータの電流ｉ，半導体モジュール１２の半導体スイッチング素子の損失Ｐ及びスイッチング素子のチップ〜ケース温度差ΔＴｊ−ｃの変化を示す。なお、モータの電流は実際には可変周波数の正弦波状の電流であるが、ここでは電流の大きさを表すために短時間の電流実効値を示した。

時刻ｔ１からｔ２の間は加速期間であり、速度ｖが増加する。加速中は慣性の影響によりｔ２以降の定速期間に比べて電流が大きくなるため損失も大きい。なお実際のエレベータでは加速期間中も乗り心地を良くするために加速度を変化させることなどのため、速度は必ずしも直線的に増加するわけではないが、ここでは図の簡略化のため加速度を一定とした。

時刻ｔ３までは二相変調スイッチング方式、すなわち三相のうち一相をその大小関係から順番に一相ずつスイッチングを休止させる方式によりスイッチング損失を低減しているが、時刻ｔ３からｔ４までの間は三相すべての相をスイッチングさせる三相変調スイッチング方式に切替えている。これにより電流は同じでも損失は増大する。図２においてΔＴｊ−ｃは、半導体モジュールが初期の状態を点線で示し、ハンダクラックにより劣化した状態を実線で示した。劣化した状態では熱抵抗が増大しているため、初期の状態に比べて温度が高くなる。また、二相変調スイッチング方式である時刻ｔ５と三相変調スイッチング方式に切替えた後の時刻ｔ６との温度差も劣化状態では増大する（すなわちΔＴ＞ΔＴ０）。通常、初期状態と劣化状態とを直接比較するためには、両方で他の環境が一致した条件で比較することが好ましく、初期状態を記憶しておくことが好ましいが、本実施形態では比較的簡単な回路あるいは方法によって時刻ｔ５と時刻ｔ６との温度差を検出することができる。

一般的な半導体モジュールでは、半導体チップとケースとの熱抵抗及びケースと放熱器との間の熱抵抗は１秒程度で定常値となるのに対して、放熱器の熱時定数は１分から数分である。そのため、ｔ３からｔ４の間の時間を、数秒とすることでΔＴｊ−ｃは十分に変化して検知でき、また放熱器の温度はほとんど上昇しない。すなわち、二相変調方式から三相変調方式に切替えてスイッチング回数を増やす期間ｔ３〜ｔ４を、半導体チップとケースとの間の熱抵抗が定常値に至る時間より長く、かつ半導体モジュールの放熱器の熱時定数よりも短い時間に設定することにより、放熱性能を損なうことなく、温度Ｔｃ，Ｔｊを精度良く検知できる。また、比較的高層の建築物で、入り口の階（例えば、１階）から展望階へ直行するエレベータにおいては、速度が一定の期間は数十秒以上あるため、その間にｔ３からｔ４の検知をするための時間は十分に確保できる。

次に、劣化による熱抵抗の増大の検出方法について説明する。

ゲート抵抗３１及び３２の温度特性を図４に示す。本実施形態において用いるゲート抵抗では、２５℃の抵抗値に対して１２５℃の抵抗値が２倍である。

ここで、ゲート抵抗３１と３２とは同じ抵抗値として、温度Ｔにおける抵抗値Ｒ(Ｔ)は（１）式で表される。

Ｒ(Ｔ)＝Ｒ０・｛１＋(２Ｒ０−Ｒ０)／(１２５−２５)・(Ｔ−２５)｝
＝Ｒ０・｛１＋Ｒ０・(Ｔ−２５)／１００｝ ・・・（１）

半導体チップに搭載されたゲート抵抗３１の抵抗値をＲ１、両端電圧をＶ１として、半導体チップが配置される絶縁基板とは別の絶縁基板に搭載されたゲート抵抗３２の抵抗値をＲ２、両端電圧をＶ２とする。ここで、ゲート抵抗３１の温度は半導体チップの温度Ｔｊであり、ゲート抵抗３２の温度はケース温度Ｔｃである。本実施形態では、両抵抗の２５℃における抵抗値Ｒ０をともに１Ωとする。

図２のｔ５において、ケース温度Ｔｃ(ｔ５)＝７０℃，損失Ｐ(ｔ５)＝Ｐ０＝１０００Ｗ、チップとケースとの間の熱抵抗の標準値Ｒth(ｊ−ｃ)＝０.０２［Ｋ／Ｗ］とすると、Ｔｊ(ｔ５)は（２）式により表される。

Ｔｊ(ｔ５)＝Ｔｃ(ｔ５)＋Ｒth(ｊ−ｃ)・Ｐ(ｔ５) ・・・（２）
＝７０＋０.０２×１０００＝９０℃

よって、抵抗値は、
Ｒ１(ｔ５)＝Ｒ１(Ｔ＝９０℃)＝１×{１＋１×(９０−２５)／１００}＝１.６５Ω
Ｒ２(ｔ５)＝Ｒ２(Ｔ＝７０℃)＝１×{１＋１×(７０−２５)／１００}＝１.４５Ω
ゲート電流の最大値をＩｇ(ｔ５)として、各ゲート抵抗の両端電圧Ｖ１，Ｖ２は、以下となる。

Ｖ１(ｔ５)＝Ｉｇ(ｔ５)・Ｒ１(ｔ５)＝１.６５・Ｉｇ(ｔ５)
Ｖ２(ｔ５)＝Ｉｇ(ｔ５)・Ｒ２(ｔ５)＝１.４５・Ｉｇ(ｔ５)

図１の電圧検出部４１２及び４２２によって、この電圧Ｖ１(ｔ５)及びＶ２(ｔ５)が検出され、電圧比較部４３の出力は、（３）式となる。

(Ｖ１／Ｖ２)｜ｔ５＝Ｖ１(ｔ５)／Ｖ２(ｔ５)＝１.６５／１.４５
＝１.１３８ ・・・（３）

検出調整部４４では、変調方式切替部５３からｔ５時点で送信された信号を受けると、ｔ５時点におけるＶ１／Ｖ２の値を検出値格納部４５に一時的に格納する。

次に図２のｔ６において、チップとケースとの熱抵抗Ｒth(ｊ−ｃ)が増大していない場合について説明する。ｔ５の時点の損失Ｐ０に対して損失がｋ倍になっているとする。ｔ６におけるＴｃは、半導体モジュールのケースと放熱器との間の熱抵抗をＲth(ｃ−ｆ)＝０.０１［Ｋ／Ｗ］として、（４）式で表される。ここで放熱器の温度はＴfinとする。

Ｔｃ(ｔ６)＝Ｔｃ(ｔ５)＋Ｒth(ｃ−ｆ)・(ｋ−１)・Ｐ０＋(Ｔfin(ｔ６)
−Ｔfin(ｔ５)) ・・・（４）

ここで、ｔ５からｔ６の時間は数秒程度であるため放熱器の温度変化は無視できる。

損失は、スイッチング周波数が１０ｋＨｚ程度とした場合には、定常損失よりもスイッチング損失の割合が大きく、二相変調から三相変調にすると、スイッチング回数が３／２＝１.５倍となり、力率が比較的高い（０.９以上）場合には、二相変調時には大きな電流値でのスイッチングが停止していたこともあり、定常損失も含めた損失が１.５倍程度となり得る。そこで、損失の増大比率をｋ＝１.５とする。

Ｔｃ(ｔ６)＝７０＋０.０１×(１.５−１)×１０００＝７５℃
Ｔｊ(ｔ６)＝Ｔｃ(ｔ６)＋Ｒth(ｊ−ｃ)・Ｐ(ｔ６)
＝７５＋０.０２×１.５×１０００＝１０５℃

よって、各抵抗値は、
Ｒ１(ｔ６)＝１×｛１＋１×(１０５−２５)／１００｝＝１.８Ω
Ｒ２(ｔ６)＝１×｛１＋１×(７５−２５)／１００｝＝１.５Ω

したがって、電圧比較部４３の出力は、（５）式となる。

(Ｖ１／Ｖ２)｜ｔ６＝Ｖ１(ｔ６)／Ｖ２(ｔ６)＝１.８／１.５＝１.２ ・・・（５）

ｔ５とｔ６とにおける電圧比率から、電圧比較部４６において（３）式と（５）式との差が次の（６）式のように導出される。

(Ｖ１／Ｖ２)｜ｔ６−(Ｖ１／Ｖ２)｜ｔ５＝１.２−１.１３８＝０.０６２
・・・（６）

一方、劣化により熱抵抗が増大した場合について以下に説明する。ここで、熱抵抗がγ倍になったとして、劣化後の熱抵抗Ｒth(ｊ−ｃ)′は（７）式となる。

Ｒth(ｊ−ｃ)′＝γ・Ｒth(ｊ−ｃ) ・・・（７）

ここではγ＝１.２すなわちチップとケース間の熱抵抗が初期値の１.２倍になったとする。

まずｔ５における温度は、損失がＰ，Ｒth(ｃ−ｆ)は劣化がないとして、劣化がない時と同じなので、Ｔｃ(ｔ５)′＝７０℃とみなしてよい。チップ温度Ｔｊは熱抵抗がγ倍になっているため、
Ｔｊ(ｔ５)′＝Ｔｃ(ｔ５)′＋Ｒth(ｊ−ｃ)・γ・Ｐ０
＝７０＋０.０２×１.２×１０００＝７０＋２４＝９４℃
となる。したがって、各抵抗値は、
Ｒ１(ｔ５)′＝Ｒ１(Ｔ＝９４℃)＝１×｛１＋１×(９４−２５)／１００｝
＝１.６９Ω
Ｒ２(ｔ５)′＝Ｒ２(Ｔ＝７０℃)＝１×｛１＋１×(７０−２５)／１００｝
＝１.４５Ω

ゲート電流の最大値をＩｇ(ｔ５)′として、各ゲート抵抗の両端電圧Ｖ１，Ｖ２は、以下となる。

Ｖ１(ｔ５)′＝Ｉｇ(ｔ５)′・Ｒ１(ｔ５)′＝１.６５・Ｉｇ(ｔ５)′
Ｖ２(ｔ５)′＝Ｉｇ(ｔ５)′・Ｒ２(ｔ５)′＝１.４５・Ｉｇ(ｔ５)′

図１の電圧検出部４１２及び４２２により、この電圧Ｖ１(ｔ５)′及びＶ２(ｔ５)′が検出され、電圧比較部４３の出力は、（８）式となる。

(Ｖ１／Ｖ２)｜ｔ５′＝Ｖ１(ｔ５)′／Ｖ２(ｔ５)′＝１.６９／１.４５
＝１.１６６ ・・・（８）

検出調整部４４では、変調方式切替部５３からｔ５時点で送信された信号を受けると、ｔ５におけるＶ１／Ｖ２の値を検出値格納部４５に一時的に格納する。

次にｔ６時点について説明する。ｔ５の時点の損失Ｐ０に対して損失がｋ倍になっている。半導体モジュールのケースと放熱器との間の熱抵抗はＲth(ｃ−ｆ)＝０.０１［Ｋ／Ｗ］のまま変化しないとして、（９）式となる。

Ｔｃ(ｔ６)′＝Ｔｃ(ｔ５)′＋Ｒth(ｃ−ｆ)・(ｋ−１)・Ｐ０＋(Ｔfin(ｔ６)′
−Ｔfin(ｔ５)′) ・・・（９）

ここでも、ｔ５からｔ６の時間は数秒程度であるため放熱器の温度変化は無視できる。

損失の増大比率は劣化していない時と同じく、ｋ＝１.５として、
Ｔｃ(ｔ６)′＝７０＋０.０１・(１.５−１)・１０００＝７５℃
Ｔｊ(ｔ６)′＝Ｔｃ(ｔ６)′＋Ｒth(ｊ−ｃ)・γ・Ｐ(ｔ６)
＝７５＋０.０２×１.２×１.５×１０００＝１１１℃

よって、各抵抗値は、
Ｒ１(ｔ６)′＝１×｛１＋１×(１１１−２５)／１００｝＝１.８６Ω
Ｒ２(ｔ６)′＝１×｛１＋１×(７５−２５)／１００｝＝１.５Ω

したがって、電圧比較部４３の出力は、（１０）式となる。

(Ｖ１／Ｖ２)｜ｔ６′＝Ｖ１(ｔ６)′／Ｖ２(ｔ６)′＝１.８６／１.５＝１.２４
・・・（１０）

ｔ５とｔ６とにおける電圧比率から、電圧比較部４６において（８）式と（１０）式との差が（１１）式のように導出される。

(Ｖ１／Ｖ２)｜ｔ６′−(Ｖ１／Ｖ２)｜ｔ５′＝１.２４−１.１６６＝０.０７４
・・・（１１）

電圧比率比較部４８では、劣化前には（６）式で算出された０.０６２、劣化時には（１１）式で算出された０.０７４が、判定閾値４７と比較される。ここで判定閾値を０.０７０とすることで、熱抵抗の劣化が検出できる。熱抵抗の劣化を検出した場合には熱抵抗増大判定部４９から制御装置５内のエレベータ制御部５１に劣化情報が伝送される。劣化情報は診断結果出力部５７で表示するとともに、診断結果送信部５８により図示していないエレベータが設置されている建物の管理室やエレベータ保守会社の遠隔監視室に伝達される。

このようにして、図２に示した損失を増大させたときの温度変化ΔＴとΔＴ０との差を用いて劣化による熱抵抗の増大を検出することができる。上記の実施形態では、熱抵抗の増大率γを１.２としたが、判定閾値４７を変えることで他の数値にも設定できる。

なお、劣化判定部４を半導体モジュール内部に具備しても良いが、電力変換装置を小型化するには半導体モジュールを小型にすることが好ましい。そのために、半導体モジュールにはゲート抵抗３１及び３２の両端電圧を検出するための端子を設けることが好ましい。

上記の実施形態は、電力変換装置の小型化に適し、かつ、高価な制御回路を必要とせず、エレベータ装置のサービスを低下させることなく、半導体モジュールの劣化を検出することができる。

図５は、本発明の第二の実施形態である電力変換装置及びそれを用いたエレベータ装置を示す。なお、以下、主に、図１の実施形態と異なる構成について説明する。

本実施形態では、図２のｔ５においてスイッチング周波数を変更させて損失を変化させる。制御装置５に、２通りのスイッチング周波数に対応するＰＷＭ搬送波発生部５４１と５４２とを設けており、これを変調方式切替部５３の指令によりパルス生成部５５でどちらの搬送波を用いるか切替えている。

搬送波発生部５４２によるスイッチング周波数は、搬送波発生部５４１によるスイッチング周波数より高く設定されている。このため、図２のｔ３〜ｔ４において搬送波発生部５４１から搬送波発生部５４２へ切替えることにより、図２のｔ３〜ｔ４の状態と同様に、スイッチング損失を増大させることができる。

また、本実施形態においては、温度の検出にゲート抵抗を用いるのではなく、スイッチング素子のチップが搭載されている絶縁基板１２１に設けた温度センサ９１とケース温度を測定する温度センサ９２とから、温度検出部４１及び４２によってチップ温度Ｔｊとケース温度Ｔｃとを検出してその差すなわち温度差ΔＴｊ−ｃを温度比較部４３０により検出している。図２におけるｔ５とｔ６とのΔＴｊ−ｃを比較して、その差が所定の閾値よりも大きければ、熱抵抗が増大していると判定される。ここで、温度センサとしては、サーミスタなどが用いられる。

本実施形態では、温度を温度センサにより直接検出しているので、温度差検出部４０の構成を簡単にできる。

図６は、本発明の第三の実施形態である電力変換装置およびそれを適用したエレベータ装置の一部を示す。なお、本図は、図１におけるインバータ１のうちの一相分を示したものである。一つの半導体モジュール１Ｕに上側アーム（１１）と下側アーム（１２）とが含まれており、それぞれのアームにおいては複数（図６では三個）の半導体スイッチング素子が並列接続されている。このような半導体スイッチング素子の並列接続により、半導体モジュールが大容量化されている。なお、図の簡略化のために上側アーム（１１）については図示を省略しているが同じ並列数のスイッチング素子が接続されている。なお、ここで下側アーム（１２）の半導体スイッチング素子について温度を検出しているのは、上側アーム（１１）の半導体スイッチング素子のエミッタは負荷に接続される部分であるためスイッチングにより電位が変動するのに対して、下側アーム（１２）の半導体スイッチング素子のエミッタは負極に接続されているためスイッチングによる電位の変化はなくノイズ分が少なく精度良く検出できるためである。

ゲート電圧はモジュールの中央部に位置する半導体スイッチング素子１２１２に接続されるゲート抵抗３１２について検出する。半導体モジュールでは内部の並列素子間で電流分担が均等化されており、各素子の温度は概ね同じであるが、半導体モジュールの中央部に配置されている方が温度上昇は大きくなりやすいため、劣化検知の信頼性向上のため半導体モジュールの中央部で検出している。

Ｔｃ＝７０℃，Ｔｊ＝９０℃とすると、Ｒ１＝Ｒ(９０℃)＝１.６５Ω，Ｒ２＝Ｒ(７０℃)＝１.４５Ωである。ここで、ゲート抵抗３２を流れるゲート電流をＩｇとすると、抵抗３１２を流れる電流は、ゲート電流がほぼ３等分され、Ｉｇ／３である。そのため、抵抗の両端電圧は（１２）式および（１３）式となる。

Ｖ１＝Ｒ１・Ｉｇ／３＝１.６５／３・Ｉｇ ・・・（１２）
Ｖ２＝Ｒ２・Ｉｇ＝１.４５・Ｉｇ ・・・（１３）

図１の実施形態と同様に電圧比を求めるために、（１２）式と（１３）式における電流値の違いを補正する。すなわち、抵抗３１２の電圧検出部４１２の検出値に並列数補正部４１４によって並列数補正値４１３（ここでは３倍）を乗じることで、電圧比較部４３以降は実施例１の場合と同様の回路及び計算方法を用いることができる。

なお、本実施形態では、半導体チップに内蔵されたゲート抵抗３１１〜３１３の抵抗値と、これらゲート抵抗とは別に配置されたゲート抵抗３２との抵抗値を同じにしたが、抵抗値が異なる場合には、並列数補正値４１３の数値を抵抗値と並列数に応じて変更すれば良い。

図７は、本発明の第四の実施形態である電力変換装置およびそれを用いたエレベータ装置における熱抵抗増大検出方法を示す。なお、図７は第一の実施形態における図２に相当するものである。図２の場合にはｔ３からｔ４までの間のスイッチング回数を増やして損失を増大させたときの温度上昇の変化から熱抵抗の増大を検出したが、本実施形態では、逆にｔ３からｔ４までのスイッチング回数を減らした時の温度差の変化から熱抵抗の増大を検出している。温度差ΔＴは、損失の変化量ΔＰと熱抵抗との積で表せるため、劣化により熱抵抗が増大すると変化量が増える。よって、図２の損失を増大させたときと同様に熱抵抗の増大を検出することできる。

熱抵抗の増大を検出するために損失を増大させる場合には、Ｔｊが半導体スイッチング素子の許容温度を超えないようにしなくてはならないが、本実施形態では許容温度を考慮しなくても良い。

図８は、本発明の第五の実施形態である電力変換装置およびそれを用いたエレベータ装置における、エレベータが力行運転する際の電流とエレベータの定格積載質量に対する実際の積載率との関係を示す。一般的なエレベータでは積載量が定格の約半分の時に釣り合うように釣合錘の重さが決められている。そのため、積載率が約０.５で電流が最小となり、積載率が１.０の上昇時及び積載なしで下降する時の電流が大きくなる。積載率が１.０の時の電流値Ｉ０に対して、２／３以下の範囲で図２に示すように二相変調方式から三相変調方式に変更しても（スイッチングの回数は３／２倍となる）、損失は電流値がＩ０の時の損失を超えることがないため、温度Ｔｊは許容温度を超えるようなことはない。

図８のように、例えば積載率が０.３〜０.７ならば、二相変調方式から三相変調方式に変更しても、定格積載時の電流を超えることはないため、熱抵抗を検出するために損失を増大させても半導体スイッチング素子の半導体チップの温度が許容温度を超えるようなことはない。図１あるいは図５における荷重センサ８２からの信号により、積載率がエレベータ制御部５１で損失を増大させることができる値である０.３〜０.７の範囲であるかどうかを検知して、変調方式切替部５３にその情報を伝達することで変調方式を切替えても良い。

以上の実施形態に限らず、本発明の技術的思想の範囲内において種々の実施形態が可能であることは言うまでもない。例えば、半導体スイッチング素子としては、ＩＧＢＴの他、パワーＭＯＳＦＥＴなどの他の半導体スイッチング素子を用いることもできる。また、本発明は、インバータに限らず、半導体モジュールが用いられるコンバータや各種スイッチング電源などにおいて実施できる。さらに、本発明による電力変換装置は、エレベータの他、一定電流の状態が継続する装置に適用することができ、同様の効果をもたらす。

１ インバータ
２ ＰＷＭ整流器
３ ゲート駆動回路
４ 劣化判定部
５ 制御装置
６ 電流センサ
１１〜１６，２１〜２６ 半導体モジュール
３１，３２ ゲート抵抗
４３，４６ 電圧比較部
４４ 検出調整部
４５ 検出値格納部
４７ 判定閾値
４８ 電圧比率比較部
４９ 熱抵抗増大判定部
５１ エレベータ制御部
５２ 電流制御部
５３ 変調方式切替部
５４ ＰＷＭ搬送波発生部
５５ パルス生成部
５６ パルス送信部
５７ 診断結果出力部
５８ 診断結果送信部
７１ 商用電源
７２ 平滑コンデンサ
７３ モータ
７４ 速度検出器
８１ 乗りかご
８２ 荷重センサ
８３ 反らせ車
８４ 釣合錘
８５ ロープ
４０１ 遅延回路
４１１，４２１ 絶縁部
４１２，４２２ 電圧検出部

Claims (6)

1. 半導体スイッチング素子を含む半導体モジュールと、
   前記半導体スイッチング素子をオン・オフスイッチングする駆動回路と、
   前記駆動回路にオン・オフ指令信号を与える制御装置と、
   を有する電力変換装置において、
   前記半導体モジュールの温度を検出する温度検出部と、
   前記温度検出部の検出結果に基づいて前記半導体モジュールの劣化を判定する劣化判定部と、
   を備え、
   前記温度検出部は、前記半導体スイッチング素子のスイッチング回数を変化させたときの温度を検出し、
   前記スイッチング回数を変化させる期間は、前記半導体モジュールにおける前記半導体スイッチング素子とケースとの間の熱抵抗が定常値に至る時間より長く、前記半導体モジュールの放熱器の熱時定数に対して小さいことを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１において、前記制御装置がスイッチング変調モードを二相変調と三相変調とを切替えることで前記スイッチング回数を変化させることを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１において、前記制御装置がスイッチング周波数を変えることで前記スイッチング回数を変化させることを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１から３のいずれか一項において、前記温度検出部は、前記半導体スイッチング素子と前記駆動回路との間に接続されるゲート抵抗を含むことを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項４において、前記温度検出部は、スイッチング時のゲート電流ピーク時における前記ゲート抵抗の両端電圧から抵抗値を検出する手段を備えることを特徴とする電力変換装置。
6. 乗りかごと、前記乗りかごを吊るロープと、前記ロープを駆動して前記乗りかごを昇降させるモータと、前記モータに電力を供給する電力変換装置と、を備えるエレベータ装置において、
   前記電力変換装置は、半導体スイッチング素子を含む半導体モジュールと、前記半導体スイッチング素子をオン・オフスイッチングする駆動回路と、前記駆動回路にオン・オフ指令信号を与える制御装置とを有し、かつ前記半導体モジュールの温度を検出する温度検出部と、前記温度検出部の検出結果に基づいて前記半導体モジュールの劣化を判定する劣化判定部とを備え、前記温度検出部は、前記半導体スイッチング素子のスイッチング回数を変化させたときの温度を検出し、
   前記スイッチング回数を増大させる期間において、前記乗りかごの積載量が定格積載質量の０.３〜０.７倍であることを特徴とするエレベータ装置。

Images