JP4943625B2

JP4943625B2 - 能動的なクランピングスイッチを備える３レベル電力変換装置のための制御・調節方法、およびそのための装置

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Publication number: JP4943625B2
Application number: JP2002527034A
Authority: JP
Inventors: ベルネット、シュテッフェン; ブリュックナー、トーマス
Original assignee: Abb Research Ltd
Current assignee: Abb Research Ltd
Priority date: 2000-09-13
Filing date: 2001-09-04
Publication date: 2012-05-30
Anticipated expiration: 2021-09-04
Also published as: DE10140747A1; JP2004509591A; KR20020074150A; KR100814349B1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は請求項１の上位概念に基づく、能動的なクランピングスイッチを備える、直流電圧リンクから供給を受ける自己転流形の３レベル電力変換装置のための制御・調節方法に関し、ならびにそのための装置に関する。このような種類の電力変換装置は、自己転流形の順変換装置としても、自己転流形の逆変換装置としても利用することができ、特に、中程度の出力や大規模な出力の電気駆動装置で採用されている。
【０００２】
【従来の技術】
直流電圧リンクにおける、ダイオードクランピングされる自己転流形の３レベル電力変換装置のトポロジー（３レベルＮＰＣ電力変換装置）は一般に公知であり、出力の大きい産業用駆動装置や車両用駆動装置（中圧駆動装置）といった利用分野のために工業用としても採用されている。この場合のメインスイッチとしては、たとえばインバースダイオードが内蔵された絶縁ゲート形バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）モジュールなどが用いられる。機械的な構造をモジュール化して簡素化するという理由から、あるいはこのような種類の電力変換装置で半導体デバイスを直列接続したときに均等な逆電圧の配分を保証するために、ゼロ点クランピングダイオード（ＮＰＣダイオード）の代わりに、ＩＧＢＴモジュールがＮＰＣスイッチ（以下、能動的なＮＰＣスイッチ、または能動的なゼロ点クランピングスイッチ、または能動的なクランピングスイッチと呼ぶ）としてしばしば用いられる。このときＩＧＢＴは、ゲート・エミッタ区間の短絡によって「オフ」状態にされるか、または、逆電圧配分を調節するために能動領域で作動させられるかのいずれかであるのに対し、内蔵されたインバースダイオードはＮＰＣダイオードの機能を引き受ける。
【０００３】
図１には、直流電圧リンクにおける、このような種類の一般に公知となっているＮＰＣスイッチを装備した自己転流形の３レベル電力変換装置、または簡略に３レベルＮＰＣ電力変換装置と呼ぶものが示されている。正の直流電圧接続部と３つの負荷接続部との間には、それぞれ外側のメインスイッチＴ１ＵないしＴ１ＶないしＴ１Ｗ（以下、全般に符号Ｔ１を付す）と、内側のメインスイッチＴ２ＵないしＴ２ＶないしＴ２Ｗ（以下、全般に符号Ｔ２を付す）が直列に配置されており、このとき、それぞれ外側のメインスイッチＴ１ＵないしＴ１ＶないしＴ１ＷにはインバースダイオードＤ１ＵないしＤ１ＶないしＤ１Ｗ（以下、全般に符号Ｄ１を付す）が逆平行に位置しており、それぞれ内側のメインスイッチＴ２ＵないしＴ２ＶないしＴ２ＷにはインバースダイオードＤ２ＵないしＤ２ＶないしＤ２Ｗ（以下、全般に符号Ｄ２を付す）が逆平行に位置している。
【０００４】
負の直流電圧接続部と３つの負か接続部との間には、それぞれ外側のメインスイッチＴ４ＵないしＴ４ＶないしＴ４Ｗ（以下、全般に符号Ｔ４を付す）と、内側のメインスイッチＴ３ＵないしＴ３ＶないしＴ３Ｗ（以下、全般に符号Ｔ３を付す）が直列に配置されており、このとき、それぞれ外側のメインスイッチＴ４ＵないしＴ４ＶないしＴ４ＷにはインバースダイオードＤ４ＵないしＤ４ＶないしＤ４Ｗ（以下、全般に符号Ｄ４を付す）が逆平行に位置しており、それぞれ内側のメインスイッチＴ３ＵないしＴ３ＶないしＴ３ＷにはインバースダイオードＤ３ＵないしＤ３ＶないしＤ３Ｗ（以下、全般に符号Ｄ３を付す）が逆平行に位置している。負荷側の相電流（負荷電流）には符号ｉ_ｐｈＵ、ｉ_ｐｈＶ、ｉ_ｐｈＷが付されている。
【０００５】
Ｔ１Ｕ、Ｄ１Ｕ、Ｔ２ＵおよびＤ２Ｕの共通の接続点は、逆平行なインバースダイオードＤ５Ｕを備える能動的なＮＰＣスイッチＴ５Ｕを介して、直流電圧リンクの中心タップにつながれている。同様に、Ｔ１Ｖ、Ｄ１Ｖ、Ｔ２ＶおよびＤ２Ｖの共通の接続点は、逆平行なインバースダイオードＤ５Ｖを備える能動的なＮＰＣスイッチＴ５Ｖを介して、直流電圧リンクの中心タップにつながれている。同じようにして、Ｔ１Ｗ、Ｄ１Ｗ、Ｔ２ＷおよびＤ２Ｗの共通の接続点は、逆平行なインバースダイオードＤ５Ｗを備える能動的なＮＰＣスイッチＴ５Ｗを介して、直流電圧リンクの中心タップにつながれている。能動的なＮＰＣスイッチＴ５Ｕ、Ｔ５Ｖ、Ｔ５Ｗは、以下においては全般に符号Ｔ５を付す。インバースダイオードＤ５Ｕ、Ｄ５Ｖ、Ｄ５Ｗは、以下においては全般に符号Ｄ５を付す。
【０００６】
中心タップは、容量が同じ２つのコンデンサを介して、両方の直流電圧接続部に接続されている。これらのコンデンサを通る電圧はそれぞれＶ_ｄｃ／２である（リンク電圧の半分）。
【０００７】
Ｔ３Ｕ、Ｄ３Ｕ、Ｔ４ＵおよびＤ４Ｕの共通の接続点は、逆平行なインバースダイオードＤ６Ｕを備える能動的なＮＰＣスイッチＴ６Ｕを介して、直流電圧リンクの中心タップにつながれている。同様に、Ｔ３Ｖ、Ｄ３Ｖ、Ｔ４ＶおよびＤ４Ｖの共通の接続点は、逆平行なインバースダイオードＤ６Ｖを備える能動的なＮＰＣスイッチＴ６Ｖを介して、直流電圧リンクの中心タップにつながれている。同じようにして、Ｔ３Ｗ、Ｄ３Ｗ、Ｔ４ＷおよびＤ４Ｗの共通の接続点は、逆平行なインバースダイオードＤ６Ｗを備える能動的なＮＰＣスイッチＴ６Ｗを介して、直流電圧リンクの中心タップにつながれている。能動的なＮＰＣスイッチＴ６Ｕ、Ｔ６Ｖ、Ｔ６Ｗは、以下においては全般に符号Ｔ５を付す。インバースダイオードＤ６Ｕ、Ｄ６Ｖ、Ｄ６Ｗは、以下においては全般に符号Ｄ６を付す。
【０００８】
正弦波変調の場合におけるダイオードクランピングされる３レベルＮＰＣ電力変換装置の研究が明らかにしているところでは、この電力変換装置の熱的な設計は、後掲の表Ｉに掲げる４つのクリティカルな作業点によって規定される。これらの４つのクリティカルな作業点の各々で、相電流（負荷電流）およびこれに伴う電力変換装置の出力電力は、そのクリティカルな作業点でもっとも強い負荷を受けるパワー半導体の最大限許容される損失によって制限される。他のすべての半導体は、それぞれのクリティカルな作業点で、これよりも低い障壁層温度にしか達しない。個々の半導体の最大の損失および最大の障壁層温度は、各々の半導体にとってクリティカルな動作点で上記に匹敵する値に達するので、電力変換装置の出力電力を増やそうとするならば、すべてのコンポーネントを大型のコンポーネントと交換することが必要である。
【０００９】
特に同期機を備える電気駆動システムで電力変換装置を使用する場合の追加的なクリティカルな作業点は、駆動装置の始動または停止である。このようなケースでは、電力変換装置の出力周波数がゼロヘルツに達するほど非常に低く、変調度Ｍが低いことが特徴である。この場合、相電流（負荷電流）はＮＰＣダイオードでの損失によって制限され、このことは後掲の表Ｉのケース２に相当している。低い出力周波数に起因して、熱的な定常状態に達するのに十分な時間にわたって１つの相が負荷電流のピーク値で負荷を受ける可能性がある。それにより、出力周波数が高いときの動作に比べて達成可能な負荷電流が著しく減少する。この問題は、停止時における切換周波数の低下によって緩和することができるものの、通常の中圧駆動装置では、停止時に定格電流よりも負荷電流が低下することが避けられない。ところが、たとえば高温圧延機や常温圧延機などで利用するには、駆動装置の停止時に典型的には２００％の負荷モーメントすなわち２倍の負荷電流が必要である。したがってこの条件を満たすことは、３レベルＮＰＣ電力変換装置が顕著に大型化するという不利益につながってしまう。
【表１】

【００１０】
上述の研究論文によれば、個々の半導体デバイスの間の損失の不均等な配分は、ダイオードクランピングされる３レベルＮＰＣ電力変換装置の大きな欠点であるとともに、ダイオードクランピングされる３レベルＮＰＣ電力変換装置と同じように作動する、能動的なＮＰＣスイッチを備える３レベル電力変換装置の大きな欠点である。その結果、半導体デバイス、特に内側のメインスイッチが比較的わずかしか活用されない。しかも、しばしばＮＰＣダイオードの代わりに組み込まれる能動的な（インバースダイオードを備える）ＮＰＣスイッチが有している、半導体デバイスにおける損失の配分に影響を与えるという可能性が、これまでは積極的に利用されていなかったと結論せざるを得ない。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の課題は、電力変換装置の位相モジュールのそれぞれの半導体デバイスの間の損失配分がどの作業点でも均等化され、かつ駆動装置の停止時にも均等化されるような、冒頭に述べた種類の能動的なクランピングスイッチを備える３レベル電力変換装置のための制御・調節方法を提供することである。
さらに、そのための装置が提供されることが望ましい。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上述の課題は本発明によれば、制御・調節方法に関しては、上位概念の構成要件との関連における請求項１の特徴部に記載の構成要件によって解決される。
【００１３】
上述の課題は本発明によれば、装置に関しては、上位概念の構成要件との関連における請求項１１の特徴部に記載の構成要件によって解決される。
【００１４】
本発明によって達成可能な利点は、特に、表Ｉのケース２とケース４（非常に少ない変調度でのモータまたはジェネレータとしての動作）のとき、ＮＰＣスイッチと内側のスイッチとの間の損失配分が均等化されることにより、
−内側のスイッチおよび能動的なＮＰＣスイッチよりも小さな半導体を使用することで、電力変換装置の出力電力を維持しながら、半導体に要するコストが全体的に著しく削減され、もしくは代替的に、
−設置されたスイッチの能力は一定のままで、停止時の出力低下を減らすことが可能になることである。
【００１５】
さらに、表Ｉのケース１とケース３（最大の変調度でのモータまたはジェネレータとしての動作）のとき、内側のメインスイッチとダイオードの負担で、外側のメインスイッチないしダイオードの負荷を低減することも実現され、それにより、先ほど挙げたケース２とケース４のときの、ＮＰＣスイッチと内側のスイッチとの間の損失配分の均等化との関連で、電力変換装置の出力電力の増大（出力の歩留まりの向上）か、または半導体デバイスのコストを増やすことのない切換周波数の増大が達成される。
【００１６】
その他の利点は以下の説明から明らかである。
本発明の有利な実施形態は従属クレームに記載されている。
【００１７】
【発明の実施の形態】
本発明による制御・調節法の機能様式を説明するため、まず最初に、能動的なクランピングスイッチのない、または既存の能動的なクランピングスイッチを能動的に利用しない従来式の３レベルＮＰＣ電力変換装置で考えられる諸状態と、このようなＮＰＣスイッチを能動的に利用する電力変換装置との相違点について、詳しく説明することにする。
【００１８】
図１は、すでに冒頭で説明したように、能動的なＮＰＣスイッチをもつ電圧リンクを備える３レベル電力変換装置の構造を示している（従来技術）。出力電圧を変調するため、各相の交流電圧側の接続部がそれぞれ正のリンク・バスバー（正の直流電圧接続部）、ゼロ点（中心タップ）、または負のリンク・バスバー（負の直流電圧接続部）と接続されている。この３つの状態は「＋」、「０」および「−」の符号で示されている。従来式の３レベルＮＰＣ電力変換装置には、これらの３つの状態の各々について、後掲の表ＩＩにまとめて示されているスイッチ位置の組み合わせがちょうど１つ存在している。「０」状態では、負荷電流が正の方向のときには中心タップの上側の経路が通電され、負の方向のときには下側の経路が通電される。Ｔ２とＴ３はいずれも常にターンオンされている。
【表２】

【００１９】
しかし能動的なＮＰＣスイッチを利用すると、「０」状態を具体化するために代替的な複数のスイッチ位置が得られる。負荷電流は、Ｔ５およびＴ２のターンオンによって中心タップの上側の経路を両方向に流れることができ、ないしはＴ６およびＴ３のターンオンによって中心タップの下側の経路を流れることができる。以下においては、これらの状態を「０ｏ２」（上側の経路について）ないし「０ｕ２」（下側の経路について）と呼ぶ。Ｔ５およびＴ２をターンオンすると（Ｔ３とＴ６はターンオフされ、ないしはターンオフされており、それぞれ半分のリンク電圧を遮蔽することができる）、Ｔ４は、「−」から「０ｏ２」への転流の後もターンオン状態にとどまることができる。同様のことは、「＋」から「０ｕ２」への転流の後におけるスイッチＴ１についても言える。以下においては、これらの状態を「０ｏ１」（上側の経路について）ないし「０ｕ１」（下側の経路について）と呼ぶ。さらに、当然ながら従来の状態「０」も前掲の表ＩＩのように切換可能であり、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ５およびＴ６を同時にターンオンできる可能性がある。この場合、中心タップの上側および下側の経路の間の電流配分は、非励進素子、半導体特性のばらつき、および半導体特性の温度依存性（たとえば順方向電流）によって規定される。後に挙げた両方の切換状態については、これ以上詳しく着目しない。
【００２０】
「＋」状態と「−」状態については、能動的なＮＰＣスイッチの能動的な利用によって代替的な状態は得られない。それによる全部で６つの利用可能な切換状態が、後掲の表ＩＩＩにまとめてある。
【表３】

【００２１】
明らかに、上側および下側のＮＰＣ経路を的確に選択することで、「０」状態のときの伝導損失の配分に影響を与えることができる。逆に、状態「＋」および状態「−」のときの伝導損失には影響を与えることができない。新たな状態への転流、または新たな状態からの転流が、すべての半導体の切換損失の配分を規定する。
【００２２】
あらゆる転流は２つのコンポーネントの間で起こる。複数のスイッチが切り換えられる場合でも、主要な損失は常に能動的なスイッチとインバースダイオードでのみ生じる。その他のスイッチは、転流の前後には電流を通さないか、または逆電圧を引き受けるかのいずれかなので、原則として損失なく切換を行う。
【００２３】
以下においては、提案される制御方法の４つのタイプの転流と、３レベルＮＰＣ電力変換装置における従来式の転流とを対比して、損失の配分に対する影響について説明する。ここでは一例として正の負荷電流と、正の出力電圧の変調に着目する。ブリッジ辺は、正の直流電圧バスバー（状態「＋」）と中心タップ（ゼロ状態ないし「０」）の間を往復して切り換えられる。
【００２４】
以下においては、まず最初に従来式の転流「＋」←→「０」に着目する。能動的なＮＰＣスイッチの能動的な関与がなければ、負荷電流はＴ１とＤ５の間で転流される。外側のメインスイッチＴ１および内側のメインスイッチＴ３は交互にオンオフされるのに対し、Ｔ２およびＴ４はオン状態ないしオフ状態のままにとどまる。切換損失はＴ１とＤ５で生じる（この点については図２も参照）。
【００２５】
次に、ＮＰＣスイッチが能動的に関与する、本発明で提案される転流「＋」←→「０ｏ２」に着目する。負荷電流は中心タップの上側の経路へ的確に転流され、しかも電流方向には依存していない。そのために、最初にＴ６が開かれ（ターンオフされ）、有利には「＋」状態のときにターンオンされる。続いてＴ１がターンオフされ、クランピングスイッチＴ５の所要のむだ時間に配慮したうえで、すなわち電流の転流が完了した後で、ターンオンされる。「＋」に戻る転流のときには、逆の順序で逆の切換プロセスが行われる。切換損失は、従来式の転流の場合と同じく、それぞれＴ１およびＤ５で生じる（図２参照）。
【００２６】
次に、転流「＋」←→「０ｕ２」に着目する。負荷電流は、まずＴ１がターンオフされ、内側のメインスイッチＴ３の所要のむだ時間に配慮したうえでターンオンされ、その後でＴ２も開かれることによって、電流方向に関わりなく、中心タップの下側の経路へ的確に転流される。負荷電流は、まず中心タップの上側および下側の経路に配分される。上側の経路の電流は、Ｔ２が開かれるとともに、同じくすでに通電されている下側の経路に転流する。逆方向の転流のときは、まずＴ２が閉じられ、引き続いてＴ３が開かれる。Ｔ１がターンオンされると同時に、すべての負荷電流が中心タップの下側の経路から「＋」経路に戻るように転流する。主要な切換損失はＴ１およびＤ３で生じる（図３参照）。
【００２７】
次に、「＋」←→「０ｕ１」に着目する。上に説明した転流「＋」←→「０ｕ２」の場合と同じく、負荷電流は電流方向に関わりなく中心タップの下側の経路へ的確に転流される。ただしこの転流は、Ｔ２のターンオフによって実現される。Ｔ３はむだ時間の後にターンオンされ、Ｔ１はターンオンされたままである。「＋」に戻る転流のときには、逆の順序で逆の切換プロセスが行われる。切換損失はそれぞれＴ２およびＤ３で生じる（図３参照）。
【００２８】
転流「＋」←→「０ｕ２」を採用することで、転流「＋」←→「０ｏ２」や従来式の転流に比べて、切換損失が、ＮＰＣダイオードＤ５から内側のインバースダイオードＤ３へ移行する。これに加えて、転流「＋」←→「０ｕ１」を採用することで、切換損失が外側のスイッチＴ１から内側のスイッチＴ２に移行する。
【００２９】
次に、転流「＋」←→「０ｏ１」に着目する。この転流は、転流「＋」←→「０ｏ２」と等価であり、負の出力電圧が事前に変調された後でブリッジ辺が「０ｏ１」の状態にあり、次いで状態「＋」が命じられた場合に、方向「０ｏ１」→「＋」でのみ採用される。そのために、まずＴ４が開かれた後、さらに転流「０ｏ２」→「＋」の場合と同じ手続を踏む。切換損失はＴ１およびＤ５で生じる。
【００３０】
状態「−」とさまざまなゼロ状態との間の転流は、上に説明した転流と等価である。負の負荷電流のときは、損失が、正の負荷電流の場合に対してそれぞれ逆平行な半導体で発生する。後掲の表ＩＶには、損失を伴う半導体がすべての転流について掲げられている。正の出力電圧の変調の場合に半導体スイッチに供給されるべき転流の切換信号が、図４に示されており、それに対して図５は、負の出力電圧の変調の場合に半導体スイッチに供給されるべき切換信号を示している。
【表４】

【００３１】
上に説明したすべての転流を的確に採用することで、それぞれ２つのスイッチグループの損失（およびこれに伴う遮蔽層温度）を互いに近似させることが可能である。最大の変調度で外側の半導体デバイスが最大の負荷を受ける場合（前掲の表Ｉに示すケース１とケース３）、ゼロ状態を的確に選択することで、外側および内側の半導体ないしメインスイッチの遮蔽層温度を互いに近似させる。このときＮＰＣスイッチの遮蔽層温度のほうが低いレベルにある。小さい変調度でＮＰＣダイオードまたは内側の半導体スイッチが最大の負荷を受ける場合（前掲の表Ｉに示すケース２とケース４）、ゼロ状態の的確な選択によって、ＮＰＣ半導体と内側の半導体の遮蔽層温度を互いに近似させる。このとき、外側の半導体ないしメインスイッチの遮蔽層温度のほうが低いレベルにある。
【００３２】
上に説明した機能は、半導体デバイスの遮蔽層温度の調節によって充足され、ないしは、すべての半導体デバイスの損失およびそれに伴う遮蔽層温度を継続的に判定し、重畳された電力変換装置調節（ＰＷＭ、ＤＴＣ）の切換コマンドおよび遮蔽層温度に関する情報をもとに適切な切換状態（「０ｏ２」、「０ｏ１」、「０ｕ１」または「０ｕ２」）を選択し、それに基づいて半導体スイッチに対する所要の制御信号を生成する制御・調節システムによって充足される。能動的なクランピングスイッチが能動的に関与する制御システムは、３レベル電力変換装置を従来式に制御するための追加コンポーネントにすぎず、当然ながら、パルス幅変調（ＰＷＭ）の変調器や直接制御の制御器に取って代わるものではない。
【００３３】
提案されるシステムのブロック図が図６に示されている。変調器１（ＰＷＭないしパルス幅変調、またはＤＴＣないしダイレクトトルク制御）が、温度制御器＋自動制御装置２に切換状態コマンド（目標値）を供給する。この温度制御器＋自動制御装置２には、すべての半導体の遮蔽層温度と負荷電流ｉ_ｐｈＵ、ｉ_ｐｈＶ、ｉ_ｐｈＷが供給される。このとき温度制御器では、転流プロセスの選択と、半導体の最善の遮蔽層温度配分に応じたゼロ状態の選択が行われる。自動制御装置は、転流中の切換順序を守ったうえで、すべての半導体に対する所要の制御信号の出力を具体化する。
【００３４】
温度制御器＋自動制御装置２は出力側で、すべての半導体スイッチ（外側のメインスイッチ、内側のメインスイッチ、ＮＰＣスイッチ）に対する制御信号を出す。この制御信号は、さらに、切換損失および伝導損失のオンライン計算部３の入力部にも送られる。さらにオンライン計算部３には、入力側で、すべての半導体の遮蔽層温度と、リンク電圧Ｖ_ｄｃ／２と、負荷電流ｉ_ｐｈＵ、ｉ_ｐｈＶ、ｉ_ｐｈＷと、半導体損失近似が記憶された構成要素５の信号とが送られる。
【００３５】
オンライン計算部３の出力信号は、半導体の最新の冷媒温度と熱的な電力変換装置モデル６の信号とを入力側で受けとる、すべての半導体の遮蔽層温度のオンライン計算部４に達する。オンライン計算部４は、出力側で、すべての半導体の遮蔽層温度を出力する。
【００３６】
後掲の表Ｖには、一例として、転流プロセスの選択に適した方法が掲げられている。この方法は、ＰＷＭでの適用だけでなく、ダイレクトトルク制御（ＤＴＣ）や直接自動制御（ＤＳＲ）といった直接制御方式での適用にも適している。この方法は、目下の遮蔽層温度が最高になっている半導体が、常に、次の転流のときには切換損失を負わされないことを保証する。半導体の伝導損失は、この選択方式では考慮されない。この方法は、伝導損失だけで半導体が最大の遮蔽層温度まで加熱されることはない通常のケースについては、可能な限り均等な遮蔽層温度分布を保証する。
【表５】

【００３７】
上に挙げた方法の改良は、次のゼロ状態のときに見込まれる、定常動作のときの半導体の伝導損失を計算に含めることによって達成される。ＰＭＷで適用する場合、後続するゼロ状態の時間は既知であり、たとえばＤＴＣなどの直接制御方式を適用する場合には、その時間を機械モデルから事前に算出しておくことができる。それにより、転流およびこれに続くゼロ状態の後、半導体に発生する最大の遮蔽層温度が最低限になるように、ゼロ状態への転流の種類を選択することができる。
【００３８】
提案される制御方法は、たとえばＩＧＢＴの場合に一般的に当てはまるように、半導体がその熱的な能力の限界で働いているけれどもそれ以上の電流をオンオフすることができるような回路で、大きな利点を生む。この場合には本方法によって、半導体デバイスのコストを増やすことなく、電力変換装置の出力電力の増大が達成される。能動的なＮＰＣスイッチがたとえばＩＧＢＴモジュールとしてすでに内蔵されているが能動的に利用されていないときは、本方法が格別に好適である。あるいは本方法は、能動的なＮＰＣスイッチを追加的に組み込む必要がある電力変換装置にとっても有意義である。なぜならその追加費用が、電力変換装置の出力電力の達成可能な増大に比べて小さいからである。使用されている半導体が、すでに最大限許容されるターンオフ可能な電流の限度で働いており、そのために出力電力の増大が考慮の対象にならないときは、提案される制御方法を適用すると、半導体素子に要するコストを増やすことなく、電力変換装置の切換周波数を増やすことが可能である。少ない基本周波数で、所要の出力低下を減らすという第２の目標も、同じく達成される。
【００３９】
上に取り上げた表ＩＩＩから明らかなように、能動的なＮＰＣスイッチのない従来式の３レベルＮＰＣ電力変換装置で、対応するＮＰＣダイオードが外側のスイッチを介して電圧をＶ_ｄｃ／２にクランプしたときには、ＮＰＣスイッチが常にターンオフされており、すなわち「＋」状態のときにはＴ６がターンオンされ、「−」状態のときにはＴ５がターンオンされる。したがって、能動的なＮＰＣスイッチのない従来式の３レベルＮＰＣ電力変換装置とは異なり、状態「＋」ではＴ３とＴ４の間の均等な電圧分布、また状態「−」ではＴ１とＴ２の間の均等な電圧分布が、半導体の漏れ電流の分布に関わりなく、かつ追加の受動的な平衡用抵抗器なしに保証される。つまり本方法のさらに別な利点は、受動コンポーネントや平衡損失を省略できることである。
【００４０】
提案される方法および制御装置は、すべての能動スイッチが遮断可能な半導体素子によって具体化されている、たとえばＩＧＢＴ、ＩＧＣＴ、ＭＣＴ、ＭＴＯ、ＭＯＳＦＥＴ、炭化珪素（ＳｉＣ）モジュールなどによって具体化されている、能動的なＮＰＣスイッチを備えた流通しているあらゆる３レベルＮＰＣ電力変換装置で具体化することができ、たとえば産業用の中圧電力変換装置、トラクション、ＨＶＤＥライトなどで具体化することができる。
【図面の簡単な説明】
次に、図面に示された実施例を参照しながら本発明について説明する。図面は次のとおりである：
【図１】能動的なＮＰＣスイッチを備える３レベルＮＰＣ電力変換装置である（従来技術）。
【図２】本発明に関連のある転流のときの電流の推移である。
【図３】本発明に関連のある転流のときの電流の推移である。
【図４】正の出力電圧を変調するときの転流のための切換信号である。
【図５】負の出力電圧を変調するときの転流のための切換信号である。
【図６】３レベルＮＰＣ電力変換装置の従来式の制御／調節をするための追加コンポーネントを示すブロック図である。

Claims

直流電圧リンクに接続された単相または複相の３レベル電力変換装置のための制御・調節方法であって、それぞれの直流電圧接続部とそれぞれの負荷接続部の間に直列につながれた２つの第１スイッチ（Ｔ１、Ｔ４）及び第２スイッチ（Ｔ２、Ｔ３）と、第１スイッチ（Ｔ１、Ｔ４）に並列に接続された第１ダイオード（Ｄ１、Ｄ４）、及び第２スイッチ（Ｔ２、Ｔ３）に並列に接続された第２ダイオード（Ｄ２、Ｄ３）を備えており、両方の第１スイッチ（Ｔ１、Ｔ４）の共通の接続点は負荷接続部を形成しており、内側の第２スイッチ（Ｔ２、Ｔ３）および外側の第１スイッチ（Ｔ１、Ｔ４）のそれぞれ共通の接続点と、直流電圧リンクの中心タップとの間には、第３ダイオード（Ｄ５、Ｄ６）を備える能動的な第３スイッチ（Ｔ５、Ｔ６）が介在しており、それによって負荷接続部と中心タップとを接続する２つの可能な経路が形成されている形式の方法において、負荷電流の方向に関わりなく、両方の能動的な第３スイッチ（Ｔ５、Ｔ６）の少なくとも一方が第２スイッチ（Ｔ２、Ｔ３）の少なくとも一方とともに負荷接続部と中心タップとを接続するためにターンオンされ、そのようにして、ゼロ状態のときに電流を中心タップの上側の経路、下側の経路、またはこの両方の経路に的確に通し、
能動的な第３スイッチ（Ｔ５、Ｔ６）のターンオンが、全てのスイッチ及びダイオード（Ｔ１からＴ６、Ｄ１からＤ６）の目下の熱負荷に依存して行われ、
全てのスイッチ及びダイオード（Ｔ１からＴ６、Ｄ１からＤ６）に関して半導体デバイスの損失およびそれに伴う遮蔽層温度を継続的に判定することで、能動的な第３スイッチ（Ｔ５、Ｔ６）のターンオンが、目下の遮蔽層温度が最高であるスイッチ及びダイオード（Ｔ１からＴ６、Ｄ１からＤ６）が常に、次の転流のときに切換損失を負わされないように行われることを特徴とする方法。
外側の−正または負の−直流電圧接続部の１つから中心の直流電圧接続部への転流または中心タップへの転流が、まず、該当する外側の直流電圧接続部と直接的に接続されている外側の第１スイッチ（Ｔ１、Ｔ４）がターンオフされるようにして行われ、続いてむだ時間の後に同じブリッジ半分にある能動的な第３スイッチ（Ｔ５、Ｔ６）がターンオンされる、請求項１に記載の制御・調節方法。
外側の（正または負の）直流電圧接続部の１つから中心の直流電圧接続部への転流または中心タップへの転流が、まず、該当する外側の直流電圧接続部と直接的に接続されている外側の第１スイッチ（Ｔ１、Ｔ４）がターンオフされるようにして行われ、続いてむだ時間の後に他方のブリッジ半分にある内側の第２スイッチ（Ｔ２、Ｔ３）がターンオンされ、さたにむだ時間の後に、ターンオフされた外側の第１スイッチ（Ｔ１、Ｔ４）と同じブリッジ半分にある内側の第２スイッチ（Ｔ２、Ｔ３）がターンオフされる、請求項１に記載の制御・調節方法。
外側の（正または負の）直流電圧接続部の１つから中心の直流電圧接続部への転流または中心タップへの転流が、まず、該当する外側の直流電圧接続部と外側の第１スイッチ（Ｔ１、Ｔ４）を介して接続されている内側の第２スイッチ（Ｔ２、Ｔ３）がターンオフされるようにして行われ、続いてむだ時間の後に他方のブリッジ半分にある内側の第２スイッチ（Ｔ２、Ｔ３）がターンオンされる、請求項１に記載の制御・調節方法。
重畳された電力変換装置制御器の切換状態コマンド、相電流、およびスイッチ及びダイオード（Ｔ１からＴ６、Ｄ１からＤ６）の遮蔽層温度から、半導体の目下の熱負荷を考慮した、半導体スイッチ（Ｔ１からＴ６）に対する制御信号が形成される、請求項１に記載の制御・調節方法。
変調されるべき電圧と、ゼロ状態への次回の転流のときの負荷電流の方向とに依存して、潜在的に切換損失で負荷される可能性のあるスイッチ及びダイオード（Ｔ１からＴ６、Ｄ１からＤ６）の遮蔽層温度が相互に比較され、次回のゼロ状態が、比較されたスイッチ及びダイオード（Ｔ１からＴ６、Ｄ１からＤ６）のうち遮蔽層温度が最大である半導体が次回の転流のときに切換損失を負わされないように選択される、請求項５に記載の制御・調節方法。
切換損失と伝導損失のオンライン計算が、制御信号と、リンク電圧と、相電流と、遮蔽層温度と、スイッチ及びダイオード（Ｔ１からＴ６、Ｄ１からＤ６）の損失近似とに依存して行われる、請求項５または６に記載の制御・調節方法。
遮蔽層温度のオンライン計算が、切換損失および伝導損失と、冷媒温度と、熱的な電力変換装置モデルとに依存して行われる、請求項７に記載の制御・調節方法。
直流電圧リンクに接続された単相または複相の３レベル電力変換装置のための制御・調節装置であって、それぞれの直流電圧接続部とそれぞれの負荷接続部の間に直列につながれた２つの第１スイッチ（Ｔ１、Ｔ４）及び第２スイッチ（Ｔ２、Ｔ３）と、第１スイッチ（Ｔ１、Ｔ４）に並列に接続された第１ダイオード（Ｄ１、Ｄ４）、及び第２スイッチ（Ｔ２、Ｔ３）に並列に接続された第２ダイオード（Ｄ２、Ｄ３）を備えており、両方の第２スイッチ（Ｔ２、Ｔ３）の共通の接続点は負荷接続部を形成しており、内側の第２スイッチ（Ｔ２、Ｔ３）および外側の第１スイッチ（Ｔ１、Ｔ４）のそれぞれの共通の接続点と、直流電圧リンクの中心タップとの間には、第３ダイオード（Ｄ５、Ｄ６）を備える能動的な第３スイッチ（Ｔ５、Ｔ６）が介在しており、それによって負荷接続部と中心タップとを接続する２つの可能な経路が形成されている形式の装置において、変調器（１）の切換状態コマンドと、相電流と、スイッチ及びダイオード（Ｔ１からＴ６、Ｄ１からＤ６）の遮蔽層温度とから、スイッチ（Ｔ１からＴ６）に対する制御信号を形成する温度制御器＋自動制御装置（２）が設けられ、
前記第３スイッチ（Ｔ５，Ｔ６）のターンオンが、全てのスイッチ及びダイオード（Ｔ１からＴ６、Ｄ１からＤ６）の目下の熱負荷に依存して行われ、
全てのスイッチ及びダイオード（Ｔ１からＴ６、Ｄ１からＤ６）に関して半導体デバイスの損失およびそれに伴う遮蔽層温度を継続的に判定することで、前記第３スイッチ（Ｔ５，Ｔ６）のターンオンが、目下の遮蔽層温度が最高であるスイッチ及びダイオード（Ｔ１からＴ６、Ｄ１からＤ６）が常に、次の転流のときに切換損失を負わされないように行われることを特徴とする装置。
第１のオンライン計算部（３）が入力側で、スイッチ（Ｔ１からＴ６）に対する制御信号と、スイッチ及びダイオード（Ｔ１からＴ６、Ｄ１からＤ６）の遮蔽層温度と、相電流と、リンク電圧と、半導体損失近似が記憶されている構成要素（５）の信号とを受け取り、出力側で、計算された切換損失と伝導損失を出力する、請求項９に記載の制御・調節装置。
第２のオンライン計算部（４）が入力側で、第１のオンライン計算部（４）の信号と、冷媒温度と、熱的な電力変換装置モデル（６）とを受け取り、出力側で、スイッチ及びダイオード（Ｔ１からＴ６、Ｄ１からＤ６）の遮蔽層温度を出力する、請求項１０に記載の制御・調節装置。