KR100814349B1

KR100814349B1 - 개방-루프 및 폐쇄-루프 제어 방법 및 장치

Info

Publication number: KR100814349B1
Application number: KR1020027005769A
Authority: KR
Inventors: 스테펜 베르네트; 토마스 브뤼크너
Original assignee: 에이비비 리써치 리미티드
Priority date: 2000-09-13
Filing date: 2001-09-04
Publication date: 2008-03-18
Also published as: DE10140747A1; KR20020074150A; JP2004509591A; JP4943625B2

Abstract

본 발명은 직접 전류 링크에 연결되고, 각 직접 전류 접속부와 각 부하 접속부 사이의 두 개의 직렬 연결된 메인 스위치(T1,T2,T3,T4)/인버스 다이오드(D1,D2,D3,D4)를 포함하는 단일-위상 또는 다중-위상 3-단 전력 변환기의 제어 및 조절 방법에 관한 것이다. 두 개의 내부 메인 스위치(T2,T3)의 공유 접속점은 부하 접속부를 형성하며, 인버스 다이오드(D5,D6)와 함께 능동 클램핑 스위치(T5,T6)는 외부 메인 스위치(T1,T4) 및 직접 전류 링크의 중심 탭과 함께 내부 메인 스위치(T2,T3)의 각 공유 접속점 사이에 위치하며, 그에 의해 부하 접속부를 중심 탭에 연결하는 두 개의 가능한 경로를 형성한다. 부하 전류의 방향과 관계없이, 부하 접속부를 중심 탭에 연결하는 적어도 하나의 내부 메인 스위치(T2,T3)와 함께, 두 개의 능동 클램핑 스위치(T5,T6)중 적어도 하나가 0 상태 동안 중심 탭의 상부, 하부 또는 양 경로를 통해 지시되는 방식으로 전류를 인도하기 위해 스위치 온된다.

Description

개방-루프 및 폐쇄-루프 제어 방법 및 장치{OPEN-LOOP AND CLOSED-LOOP CONTROL METHOD AND APPARATUS}

본 발명은, 청구항 1의 전제부에 따라, DC 전압의 중간 회로(DC voltage intermediate circuit)로부터 피딩되고(feed), 능동형 클램핑 스위치(active clamped switch)를 구비한 자기-정류형 3점 변환기(self-commutating three-point converter)의 개방 루프 및 폐쇄 루프 제어 방법 및 이 목적을 위한 장치에 관한 것이다. 이러한 변환기는 자기-정류형 정류기 및 자기-정류형 인버터로 사용될 수 있다. 이러한 변환기는 중간 전력 및 고 전력의 전기 구동에 사용된다.

GB-A-2 293 503은, 개별 스위치의 출력 전류 사이에 전체 출력 전류를 분할하여 스위치의 과부하를 야기할 수 있는 최대 허용가능한 전류가 어느 하나의 스위치에서 초과하지 않도록 보장하는 펄스화된 전력 공급 장치를 개시한다. 개별 스위치가 총 전류에 기여하는 정도는 개별 스위치의 정격 전류(rated current)와 모든 스위치의 정격 전류의 합 사이의 비(ratio)에 따라 결정된다.
IGBT 3점 변환기를 위한 PWM 방법은 카쿠(Kaku) 등이 저술한 IGBT 3-레벨 변환기를 위한 스위칭 손실을 최소화한 공간 벡터 PWM 방법(IEEE Proceedings: Electrical Power Applications, Vol. 144, No. 3, May 1997, pages 182-190)으로부터 알려져 있으며, 이는 특수한 공간 벡터의 예비설정(presetting)에 의해 스위칭 손실이 감소된 동작을 가능하게 한다.
DE 41 27 706A는, 위상(phase)마다 2개의 MOSFET 트랜지스터가 프리휠링 다이오드(freewheeling diode)와 함께 N개의 병렬 회로에서 일렬로 중간 회로 DC 전압에 연결되며, 위상 탭이 MOSFET 트랜지스터 사이에 제공되는, 유도성 부하를 공급하는, 특히 펄스 제어 변환기 내 하프 브리지 회로에서, 푸시풀 제어되는 전력 MOSFET 트랜지스터의 경우에 정류 교란을 회피하는 방법을 개시한다. 위상 하프 브리지들의 각 브랜치에서 각 프리휠링 위상의 종료시에, 프리휠링 전류의 성분이 이 브랜치 내 MOSFET 트랜지스터의 기생 인버스 다이오드를 통해 다시 흐른다.
어플라이언스 이용에 대한 열적 전력 성능의 영향은 로빈슨(Robinson)의 디바이스 전류 이용에 대한 열적 성능의 영향(Power Electronics Specialists Conference, PESC '94 Record., 25th Annual IEEE Taipeh, Taiwan 20-25 June 1994, New York, IEEE, 20 June 1994 (1994-06-20), pages 427-433)에서 조사되었다. 여기서 최대 출력 전류는 스위치의 공핍 층(depletion layer) 온도를 이 방식으로 일정하게 유지하기 위하여 열적 신호에 따라 제한되는 것이 제안되었다.
IGBT의 동적 응답을 설명하는 모델이 웡(Wong)의 전력 소비 추정을 위한 IGBT 동적 성능의 EMTP 모델링(Industry Applications Conference, 1995, Thirtieth IAS Annual Meeting, IAS '95, Conference Record of the 1995 IEEE Orlando, 8-12 Oct. 1995, New York, IEEE, 8 October 1995 (1995-10-08), pages 2656-2662)으로부터 알려져 있으며, 이는 전력 손실을 추정할 수 있게 하며 열적 분석을 수행할 수 있게 해준다.
DC 중간 회로 상의 자기-정류형, 다이오드-클램핑 3점 변환기(3점 NPC 변환기)의 토플로지(topology)는 일반적으로 알려져 있다. 그것은 또한 고 전력 산업 또는 트랙션 구동(traction drive)(중간 전압 구동)과 같은 응용 분야에서 산업적으로 사용된다. 이 경우에 집적된 인버스 다이오드(integrated inverse diode)를 갖는 절연 게이트 바이폴러 트랜지스터(IGBT) 모듈이 메인 스위치로 사용된다. 기계적인 설계의 모듈적인 관점(modularity) 및 단순화의 이유 때문에, 또는 반도체 요소가 변환기에 직렬로 연결될 때 차단 전압(blocking voltage)이 균일하게 분배되는 것을 보장하기 위하여, IGBT 모듈이 또한 종종 중성-점 클램핑 다이오드(neutral-point clamped diode)(NPC 다이오드) 대신에 NPC 스위치(후속하는 부분에서 능동 NPC 스위치 또는 능동 중성-점 클램핑 스위치 또는 능동 클램핑 스위치로 칭하여진다)로 설치된다. 이 경우에 이러한 IGBT는 게이트-이미터 경로를 단락시킴으로써 "오프(off)" 상태에 놓여지거나, 또는 차단 전압 분포를 제어하기 위하여 활성 범위에서 동작되는 반면, 집적된 인버스 다이오드는 NPC 다이오드의 기능을 수행한다.

도 1은 DC 중간 회로 상의, 일반적으로 알려지고 NPC 스위치가 적합한, 앞서 설명한 형의 자기-정류형 3점 변환기 또는 간략히 말하면 3점 NPC 변환기를 나타낸다. 외부의 메인 스위치(T1U, T1V 또는 T1W)(이후에는 일반적인 형 T1으로 나타냄)와 내부의 메인 스위치(T2U, T2V 또는 T2W)(이후에는 일반적인 형 T2로 나타냄)는 각각 양극의 DC 전압 연결부와 세 개의 부하 연결부 사이에서 직렬로 배열되며, 각각의 인버스 다이오드(D1U, D1V 또는 D1W)(이후에는 일반적인 형 D1으로 나타냄)는 각각의 외부 메인 스위치(T1U, T1V 또는 T1W)와 백-투-백(back-to-back) 형식으로 각각 병렬로 연결되고, 각각의 인버스 다이오드(D2U, D2V 또는 D2W)(이후에는 일반적인 형 D2로 나타냄)는 각각의 내부 메인 스위치(T2U, T2V 또는 T2W)와 백-투-백 형식으로 각각 병렬로 연결된다.

각각의 외부 메인 스위치(T4U, T4V 또는 T4W)(이후에는 일반적인 형 T4로 나타냄)와 내부의 각 메인 스위치(T3U, T3V 또는 T3W)(이후에는 일반적인 형 T3로 나타냄)는 음극의 DC 전압 연결부와 세 개의 부하 연결부 사이에서 직렬로 배열되 며, 각각의 인버스 다이오드(D4U, D4V 또는 D4W)(이후에는 일반적인 형 D4로 나타냄)는 각각의 외부 메인 스위치(T4U, T4V 또는 T4W)와 백-투-백 형식으로 병렬로 연결되고, 각각의 인버스 다이오드(D3U, D3V 또는 D3W)(이후에는 일반적인 형 D3로 나타냄)는 각각의 내부 메인 스위치(T3U, T3V 또는 T3W)와 백-투-백 형식으로 각각 병렬로 연결된다. 부하측 위상 전류(부하 전류)는 i_phU, i_phV, i_phW로 나타낸다.

T1U, D1U, T2U 및 D2U의 공통 접합점은, 백-투-백 형식으로 병렬 연결된 인버스 다이오드(D5U)와 함께 능동 NPC 스위치(T5U)를 통해 DC 중간 회로의 중심 탭(centre tap)에 연결된다. T1V, D1V, T2V 및 D2V의 공통 접합점은, 백-투-백 형식으로 병렬 연결된 인버스 다이오드(D5V)와 함께 능동 NPC 스위치(T5V)를 통해 DC 중간 회로의 중심 탭에 같은 식으로 연결된다. 같은 방식으로 T1W, D1W, T2W 및 D2W의 공통 접합점은, 백-투-백 형식으로 병렬 연결된 인버스 다이오드(D5W)와 함께 능동 NPC 스위치(T5W)를 통해 DC 전압 중간 회로의 중심 탭에 연결된다. 능동 NPC 스위치(T5U, T5V, T5W)는 또한 이후에 T5의 일반적인 형태로 나타낸다. 인버스 다이오드(D5U, D5V, D5W)는 또한 이후에 D5로 나타낸다.

중심 탭은 동일한 정전 용량을 갖는 두 개의 축전지를 통해 두 개의 DC 전압 연결부에 연결된다. 각 축전지에 걸리는 전압은 V_dc/2이다(중간 회로 전압의 반).

T3U, D3U, T4U 및 D4U의 공통 접합점은, 백-투-백 형식으로 병렬 연결된 인버스 다이오드(D6U)와 함께 능동 NPC 스위치(T6U)를 통해 DC 전압 중간 회로의 중심 탭에 연결된다. T3V, D3V, T4V 및 D4V의 공통 접합점은, 백-투-백 형식으로 병 렬 연결된 인버스 다이오드(D6V)와 함께 능동 NPC 스위치(T6V)를 통해 DC 전압 중간 회로의 중심 탭에 같은 식으로 연결된다. 같은 방식으로 T3W, D3W, T4W 및 D4W의 공통 접합점은, 백-투-백 형식으로 병렬 연결된 인버스 다이오드(D6W)와 함께 능동 NPC 스위치(T6W)를 통해 DC 전압 중간 회로의 중심 탭에 연결된다. 능동 NPC 스위치(T6U, T6V, T6W)는 또한 이후에 T6의 일반적인 형태로 나타낸다. 인버스 다이오드(D6U, D6V, D6W)는 또한 이후에 D6으로 나타낸다.

사인파 변조(sinusoidal modulation)를 갖는 다이오드-클램핑 3점 NPC 변환기를 조사하면, 이러한 변환기의 열 설계는 다음의 표 1에 인용되는 네 개의 임계 동작점의 지배를 받는 것을 알 수 있다. 이러한 각각의 네 개의 임계 동작점에서, 위상 전류(부하 전류), 즉 변환기로부터의 출력 전력은 상기 임계 동작점에서 가장 심하게 부하가 걸리는 전력 반도체(power semiconductor)에서의 최대 허용 손실에 의해 제한된다. 다른 모든 반도체는 각각의 임계 동작점에서 저 경계 레이어 온도(lower boundary layer temperature)에 단지 도달한다. 각 반도체의 최대 손실과 최대 경계 레이어 온도는 각 반도체에 임계적인 동작점에서 필적하는 값에 도달하기 때문에, 변환기의 출력 전력이 증가되기 위해서는 모든 요소가 더 큰 요소로 대체되어야만 한다.

전기 구동 시스템, 특히 동기 기계를 갖는 전기 구동 시스템에서 변환기를 사용할 때의 추가적인 임계 동작점은 구동의 시작과 종료점이다. 이러한 상황은 0 헤르츠까지 다운되는 변환기의 매우 낮은 출력 주파수와 낮은 변조 레벨 M에 의해 특징지어진다. 위상 전류(부하 전류)는 이러한 경우에 NPC 다이오드의 손실에 의해 제한되는데, 이것은 아래 표 1의 경우 2에 해당한다. 낮은 출력 주파수 때문에, 하나의 위상은 일정 시간 기간동안 부하 전류의 피크 값으로 부하가 걸릴 수 있는데, 이는 열적으로 정상 상태에 도달하기에 충분한 것이다. 그리하여 도달할 수 있는 부하 전류는, 높은 출력 주파수에서의 동작과 비교하면, 상당히 감소된다. 이러한 문제는 정지하는 동안 스위칭 주파수를 감소시킴으로써 최소화 될 수 있을 지라도, 정지하는 동안 정격 전류에 대해 부하 전류를 감소시키는 것은 종래 중간-전압 구동(medium-voltage drive)에서는 회피될 수 없다. 그러나, 고온 및 저온 회전 밀(rolling mill)에서의 응용은 전형적으로 200%의 부하 토크를 요구하며, 따라서 구동이 정지되어 있을 때는 부하 전류의 두 배를 요구한다. 따라서, 이러한 조건의 만족을 위해서는 바람직하지 않은 방식으로 3점 NPC 변환기의 상당한 과도설계를 필요로 한다.

3점 변환기에서의 임계 동작점

	경우 1	경우 2	경우 3	경우 4
전력 요소(power factor)	1(모터)	1(모터)	-1(제너레이터)	-1(제너레이터)
변조 레벨 M	1.15(최대)	0(매우 작음)	1.15(최대)	0(매우 작음)
임계 반도체 요소	외부 메인 스위치 T1, T4, ...	NPC 다이오드 D5, D6, ...	외부 메인 스위치의 인버스 다이오드 D1, D4, ...	내부 메인 스위치 T2, T3, ...

위에서 언급한 것을 참조하면, 각 반도체 요소 사이의 손실의 불균일한 분배는 다이오드-클램핑 3점 NPC 변환기와, 다이오드-클램핑 3점 NPC 변환기와 같이 동작하고 능동 NPC 스위치를 구비한 3점 변환기의 주요한 단점이다. 이것은 또한 반도체 요소, 특히 내부 메인 스위치의 사용 레벨이 비교적 낮다는 것을 의미한다. 게다가 반도체 요소에서의 손실의 분배에 영향을 주기 위해 NPC 다이오드 대신에 종종 설치되는 (인버스 다이오드를 구비한) 능동 NPC 스위치의 성능은 이제까지 활발히 사용되지 않았다는 것을 주목할 필요가 있다.

본 발명은 처음에 언급한 형태의 능동 클램핑 스위치를 갖는 3점 변환기에 대한 개방-루프 및 폐쇄-루프 제어 방법을 구체화하는 목적에 기초를 두며, 본 발명은 변환기의 위상 모듈(phase module)의 반도체 요소 사이에서의 손실 분포를, 심지어 구동이 중단된 동안에도 모든 동작점에서 균일하게 한다.

이 목적을 위한 장치도 또한 구체화된다.

개방-루프 및 폐쇄-루프 제어 방법에 관해 본 발명의 목적은 전제부(precharacterizing clause)의 특징과 연계하여 청구항 1의 특징부(characterizing part)에 구체화된 특징에 의해 달성된다.

상기 장치에 관해 상기 목적은 전제부의 특징과 연계하여 청구항 11의 특징부에 구체화된 특징에 의해 달성된다.

본 발명에 의해 달성될 수 있는 장점은 표 1에 따른 경우 2 및 4(매우 낮은 변조 레벨을 갖는 모터 또는 제너레이터 동작)에서 NPC 스위치와 내부 스위치 사이의 손실 분배를, 특히 균일하게 한다:

-내부 메인 스위치와 능동 NPC 스위치로서 더 작은 반도체를 사용함으로써 변환기의 출력 전력을 유지하면서도 반도체의 복잡도를 전체적으로 상당히 감소시키며, 또는 대안적으로

-설치된 스위치 정격을 일정하게 유지하면서도 정지하는 동안 전력이 더 작은 정도까지 감소되게 하는 것을 가능하게 한다.

게다가, 위의 표 1에 따른 임계 동작점 1 및 3(최대 변조 레벨을 갖는 모터와 제너레이터)에서 외부 메인 스위치와 다이오드의 부하의 감소는 내부 메인 스위치와 다이오드를 희생하여 성취되며, 따라서, - 유사하게 언급된 경우 2 및 4에서 NPC 스위치와 내부 스위치 사이의 손실 분배의 통합(unification)과 관련하여- 변환기의 출력 전력의 증가(전력 수율의 증가) 또는 스위칭 주파수의 증가는 반도체 요소에서의 복잡도가 증가하지 않고도 성취된다.

추가적인 장점은 이후의 설명에서 볼 수 있을 것이다.

본 발명의 유리한 개량(refinement)은 종속항에서 특징지어진다.

이후에 본 발명은 도면에 도시된 예시적인 실시예를 참조하여 설명될 것이다.

도 1은 능동 NPC 스위치를 갖는 3점 NPC 변환기를 도시하는 도면(종래 기술)

도 2 및 도 3은 전환 동작(commutation operation) 동안 중요한 전류 프로파일을 도시하는 도면.

도 4는 양의 출력 전압의 변조 동안 전환 동작에 대한 스위칭 신호.

도 5는 음의 출력 전압의 변조 동안 전환 동작에 대한 스위칭 신호.

도 6은 3점 NPC 변환기의 종래 개방 루프에 대한 추가 요소의 블록도.

3점 NPC 변환기의 폐쇄-루프 제어

본 발명에 따른 개방 루프 및 폐쇄 루프 제어 방법의 동작법을 설명하기 위하여 능동형 클램핑 스위치가 없거나 또는 존재하는 능동형 클램핑 스위치의 활성 사용을 하지 않는 종래의 3점 NPC 변환기와 이러한 NPC 스위치의 활성 사용을 하는 변환기에서의 가능한 상태 사이의 차이점이 먼저 설명될 것이다.

처음에 설명한 것처럼, 도 1은 능동 NPC 스위치를 구비한 전압 중간 회로 상의 3점 변환기의 디자인(종래 기술)을 나타낸다. 출력 전압을 변조하기 위하여 AC 전압 측의 각 위상 연결부는 각각의 경우에 양의 중간 회로 레일(양의 DC 전압 연결부), 중성점(중심 탭) 또는 음의 중간 회로 레일(음의 DC 전압 연결부)에 연결된다. 이러한 세 개의 상태는 "+", "0" 및 "-"라고 불리어 진다. 종래의 3점 NPC 변환기에서 이러한 세 개의 상태의 각각에 대하여 하나, 단지 하나의 스위치 위치의 조합이 있다. "0" 상태에서 전류는 양의 부하 전류 방향에 대해서는 중심 탭의 상부 경로를 통해 흐르고, 음의 방향에서는 하부 경로를 통해 흐른다. T2와 T3 모두는 항상 스위치 온 상태에 있다.

종래 3점 NPC 변환기에서의 스위칭 상태(능동 클램핑 스위치를 사용하지 않음, 종래기술)

	T1	T2	T3	T4
상태 "+"	1	1	0	0
상태 "0"	0	1	1	0
상태 "-"	0	0	1	1

그러나, 능동 NPC 스위치가 활성되어 사용되지 않는다면, "0" 상태를 생성 하기 위해 대체적으로 가능한 많은 스위치 위치가 있다. 부하 전류는 T5와 T2를 스위치 온함으로써 양 방향에서 중심 텝의 상부 경로를 통해 통과할 수 있고, T6 및 T3를 스위치 온함으로써 중심 텝의 하부 경로를 통해 통과할 수 있다. 이후의 기술에서, 이러한 상태는 "0o2"(상부 경로에 대해) 및 "0u2"(하부 경로에 대해)라고 칭해진다. T5와 T2가 스위치 온 되었을 때(T3 및 T6는 스위치 오프 되고 각각은 중간 회로 전압의 반을 차단한다), T4는 또한 "-"에서 "0o2"로의 정류 후에 스위치 온 상태로 남아있을 수 있다. "+"로부터 "0u2"로의 전환 후에 유사한 상황이 스위치 T1에도 적용된다. 이러한 상태는 이후의 기술에서 "0o1"(상부 경로에 대해) 및 "0u1"(하부 경로에 대해)이라고 칭해진다. 게다가 물론 종래 상태 "0"는 위의 표 2에서처럼 또한 선택될 수 있고, T2, T3, T5 및 T6이 동시에 스위치 온 되는 것이 가능하다. 이러한 경우에, 전류가 중심 탭의 상부와 하부 경로 사이에서 분배되는 방식은 기생 요소(parasitic element), 반도체 특성에서의 스케터(scatter), 그리고 반도체 특성의 온도 의존성{예컨대 순방향 전압(forward voltage)}에 의해 지배를 받는다. 마지막으로 언급한 두 개의 스위칭 상태는 더 이상 다루지 않을 것이다.

능동 NPC 스위치의 활성 사용에 의해 "+"와 "-" 상태에 대한 어떤 대안도 없다. 그리하여 이용가능한 전부 6개의 스위칭 상태는 아래 표 3으로 요약된다.

능동 NPC 스위치를 사용한 3점 변환기에서의 스위칭 상태

	T1	T2	T3	T4	T5	T6
상태"+"	1	1	0	0	0	1
상태"0o2"	0	1	0	0	1	0
상태"0o1"	0	1	0	1	1	0
상태"0u1"	1	0	1	0	0	1
상태"0u2"	0	0	1	0	0	1
상태"-"	0	0	1	1	1	0

상부 또는 하부 NPC 경로의 의도적인 선택에 의해 "0" 상태 동안의 전도 손실의 분배에 영향을 주는 것이 분명히 가능하다. 대조적으로 "+" 및 "-" 상태에서 전도 손실은 영향을 받지 않는다. 새로운 상태로 또는 새로운 상태로부터의 전환 동작(commutation operation)은 모든 반도체에서의 스위칭 손실의 분배를 지배한다.

모든 전환 동작은 두 요소 사이에서 일어난다. 다수의 스위치가 스위칭 될 때라 할 지라도, 하나의 능동 스위치 및 하나의 인버스 다이오드에서 상당한 손실이 발생한다. 원리상 다른 스위치는 어떤 손실 없이도 스위칭할 수 있는데, 이것은 다른 스위치에는 어떤 전류도 흐르지 않으며, 또한 전환 동작 전이나 후에 어떤 역 전압도 걸리지 않기 때문이다.

이후에, 3점 NPC 변환기에서의 종래 전환에 대해 제안된 개방-루프 제어 방법에서의 전환 동작의 네 가지 형태가 비교되고, 손실 분배에 미치는 영향이 설명된다. 예로서 양의 부하 전류와 양의 출력 전압의 조절이 이 경우에 고려된다. 브리지 암(bridge arm)은 양의 DC 전압 레일("+" 상태)과 중심 탭(중성 상태 또는 "0") 사이에서 역방향과 순방향으로 스위칭된다.

이후에 종래의 전환 동작("+" <-> "0")이 우선 고려될 것이다. 능동 NPC 스위치가 능동적으로 포함되지 않는다면, 부하 전류는 T1과 D5에서 정류한다(commutate). 외부 메인 스위치(T1)와 내부 메인 스위치(T3)는 교대로 스위치 온되고 오프되는 반면, T2와 T4는 각각 온 상태와 오프 상태에 남아있다. 스위칭 손실은 T1과 D5에서 일어난다( 이 점에 대해서는 또한 도 2 참조).

이후에는 NPC 스위치가 능동적으로 포함되는, 본 발명에 따라 제안된 전환 과정("+" <-> "0o2")을 고려한다. 부하 전류는 중심 탭의 경로에서 전류의 방향과 관계없이 정확히 의도적으로 정류된다. 이것은, 바람직하게는 "+" 상태에서 스위치 온되는 T6을 개방함(스위치 오프)으로써 우선 이루어진다. 그리고 나서 데드 타임(dead time)을 고려하여 T1이 스위치 오프되고, 클램핑된 스위치 T5가 스위치 온되어, 전류의 정류 과정이 완결된다. 역 스위칭 과정은 "+"로 다시 정류되는 동안, 역순서로 일어난다. 스위칭 손실은 종래의 정류동안에서처럼, T1과 D5 모두에서 발생한다(도 2 참조).

이후에 정류 과정("+" <-> "0u2")이 고려된다. 우선 T1을 스위치 오프하고, 데드 타임을 고려하여 내부 메인 스위치 T3를 스위치 온하고, 그 후에 T2를 또한 개방함으로써, 전류 방향에 관계없이 부하 전류는 중심 탭의 하부 경로로 의도적으로 정류된다. 처음에 부하 전류는 중심 탭의 상부 경로와 하부 경로 사이에서 분배된다. T2가 개방되었을 때, 상부 경로에서의 전류는 이미 전류가 흐르는 하부 경로로 유사하게 정류된다. 역 정류 과정 동안, T2가 우선 폐쇄되고, 그리고 나서 T3이 개방된다. T1이 스위치 온되면, 전체 부하 전류는 중심 탭의 하부 경로로부터 "+" 경로로 정류된다. 의미있는 스위칭 손실은 T1과 D3에서 발생한다(도 3 참조).

이후에 정류 과정("+" <-> "0u1")이 고려된다. 위에서 기술한 정류 과정("+" <-> "0u2")에서처럼, 부하 전류는 전류의 방향에 관계없이 중심 탭의 하부 경로로 의도적으로 정류된다. 그러나, 정류 과정은 T2를 스위치 오프함으로써 성취된다. 데드 타임이후에 T3가 스위치 온되어, T1이 스위치 온 상태로 남는다. 역 스위칭 과정은 "+"로 다시 정류되는 동안 역순서로 일어난다. 스위칭 손실은 T2와 D3 모두에서 일어난다(도 3 참조).

정류 과정("+" <-> "0o2")과 종래의 정류 과정과 비교할 때, 정류 과정("+" <-> "0u2")의 사용은 스위칭 손실을 NPC 다이오드(D5)에서 내부 인버스 다이오드 D3으로 이동시키는 것을 가능하게 한다. 정류 과정("+" <-> "0u1")의 사용은 또한 스위칭 손실을 외부 스위치 T1에서 내부 스위치 T2로 이동시키는 것을 가능하게 한다.

이후에 정류 과정("+" <-> "0o1")이 고려된다. 상기 정류 과정은 정류 과정("+" <-> "0o2")과 동등하며, 음의 출력 전압의 선행 변조이후에 브리지 암이 상태("0o1")에 있다면 방향("0o1" -> "+")에서만 사용되며, 이후에 상태("+")가 배열된다. 이것은 우선 T4를 개방하고, 이후에 과정은 정류 과정("0o2" -> "+")으로부터 처럼 계속된다. 스위칭 손실은 T1과 D5에서 발생한다.

상태("-")와 다양한 널 상태(null state) 사이에서의 정류 과정은 위에서 기술한 정류 과정과 동등하다. 부하 전류가 음일 때, 부하 전류가 양일 때의 상황과는 대조적으로 손실은 백-투-백 형식으로 병렬 연결된 반도체의 각각에서 일어난다. 아래 표 4는 모든 정류 과정에 대한 손실 반도체를 나타낸다. 양의 출력 전압의 변조에 대한 정류 과정의 반도체 스위치에 공급되는 스위칭 신호는 도 4에 나타 나 있는 반면, 도 5는 음의 출력 전압의 변조에 대해 반도체 스위치에 공급되는 스위칭 신호를 나타낸다.

능동 NPC 스위치를 능동적으로 사용하는 3점 변환기에서 정류 과정에 대한 스위칭 손실

T1

D1

T2

D2

T3

D3

T4

D4

T5

D5

T6

D6

양의 부하 전류

"+"<->"0o2"

x

"+"<->"0o1"

x

"+"<->"0u1"

x

"+"<->"0u2"

x

"0o2"<->"-"

x

"0o1"<->"-"

x

"0u1"<->"-"

x

"0u2"<->"-"

x

음의 부하 전류

"+"<->"0o2"

x

"+"<->"0o1"

x

"+"<->"0u1"

x

"+"<->"0u2"

x

"0o2"<->"-"

x

"0o1"<->"-"

x

"0u1"<->"-"

x

"0u2"<->"-"

x

위에 기술한 모든 정류 과정의 의도적인 사용에 의하여 두 개의 스위치 그룹의 각각에서의 손실(따라서 경계 레이어 온도)이 서로 유사하게 되는 것을 보증하는 것이 가능해진다. 외부 반도체 요소가 고 변조 레벨(위의 표 1에서 경우 1 및 3)로 최대 부하를 받을 때, 외부 및 내부 반도체와 메인 스위치의 경계 레이어 온도는 널 상태의 적절한 선택에 의해서 서로 유사해진다. NPC 스위치의 경계 레이어 온도는 이 경우에 낮은 레벨에 있다. NPC 다이오드 또는 내부 반도체 스위치가 저 변조 레벨(위의 표 1에서 경우 2 및 4)로 최대 부하를 받을 때, NPC 반도체와 내부 반도체의 경계 레이어 온도는 널 상태의 적절한 선택에 의해서 서로 유사해진다. 이 경우에 외부 반도체와 메인 스위치의 경계 레이어 온도는 상대적으로 낮은 레벨에 있다.

위에 설명한 기능은 반도체 요소의 경계 레이어 온도의 폐쇄-루프 제어와 연속적으로 손실을 결정하는 개방-루프 및 폐쇄-루프 제어 시스템에 의해 달성되며, 이로부터 모든 반도체 요소의 경계 레이어 온도는 적절한 스위칭 상태("0o2", "0o1", "0u1", 또는 "0u2")를 고-레벨 변환기 폐쇄-루프 제어 시스템(PWM, DTC)과 경계 레이어 온도에 관한 정보로부터의 스위칭 명령에 따라 선택하고, 이로부터 반도체 스위치에 대한 필요한 구동 신호를 생성한다. 능동 클램핑 스위치를 능동적으로 포함하는 개방-루프 제어 시스템은 3점 변환기의 종래 개방-루프 제어에 대한 단지 하나의 추가적인 요소이며, 물론 펄스 폭 변조(PWM)를 위해 변조기를 대신하거나 직접 폐쇄-루프 제어를 위해 조정기(regulator)를 대신하지도 않는다.

도 6은 제안된 시스템의 블록도를 나타낸다. 변조기(1)(PWM, 즉 펄스 폭 변조 또는 DTC 즉 직접 토크 제어)는 온도 조정기와 자동 구동 디바이스(2)에 스위칭 상태 명령{노미널 값(nominal value)}을 공급한다. 상기 온도 조정기와 자동 구동 디바이스(2)에는 모든 반도체의 경계 레이어 온도와 부하 전류(i_phU, i_phV, i_phW)가 제공된다. 이 경우에 정류 과정과 널 상태는, 반도체의 경계 레이어 온도의 최적 분포를 성취하기 위해, 온도 조정기에서 선택된다. 이 경우의 자동 구동 디바이스는, 정류 과정 동안의 스위칭 순서를 고려하여, 모든 반도체 스위치에 필요한 구동 신호의 출력을 생성한다.

출력 측 상에서, 온도 조정기와 자동 구동 디바이스(2)는 모든 반도체 스위치(외부 메인 스위치, 내부 메인 스위치, NPC 스위치)의 제어 신호를 방출한다. 이러한 제어 신호는 또한 스위칭 및 유도 손실의 온라인 연산기(on-line calculation)(3)의 하나의 입력에 인가된다. 온라인 연산기(3)의 입력 측에는 또한 모든 반도체의 경계 레이어 온도와, 중간 회로 전압(V_dc/2)과 부하 전류(i_phU, i_phV, i_phW)와, 반도체 손실 근사치가 저장되는 요소(5)로부터의 신호가 공급된다.

온라인 연산기(3)로부터의 출력 신호는 모든 반도체의 경계 레이어 온도를 연산하는 온라인 연산기(4)에 인가되며, 상기 온라인 연산기(4)는 입력 측에서 그 때의 반도체 냉각제 온도(coolant temperature)와 열 변환기 모델(6)로부터 신호를 수신한다. 온라인 연산기(4)의 출력 측에서는 모든 반도체의 경계 레이어 온도를 방출한다.

예로서 아래 표 5는 정류 과정을 선택하는 적절한 방법을 예시한다. 이것은 PWM에 사용하기에 적절한 뿐만 아니라, 직접 토크 제어(DTC) 또는 직접 자기-조정(DSR)과 같은 직접 폐쇄-루프 제어 방법에 사용하기에도 적절하다. 이것은 임의의 주어진 시간에 가장 높은 경계 레이어 온도를 갖는 반도체가 다음의 정류 과정 동안 스위칭 손실로 부하를 결코 받지 않음을 보증한다. 이 선택 방법에서 반도체의 전도 손실은 무시된다. 보통 반도체 자체의 전도 손실이 최대 경계 레이 어 온도까지 반도체를 가열시키지 않을 때, 이 방법은 경계 레이어 온도가 가능한 균일하게 분포됨을 보증한다.

널 상태에서의 정류 과정에 대한 선택 표

변조	부하 전류	경계 레이어 온도			널 상태
양의 전압 (+ -> 0)	부하 전류 > 0	T1 > T2	D5 > D3		"0u1"
			D5 < D3	T1 > D3	"0u1"
				T1 < D3	"0o2"
		T1 < T2	D5 > D3		"0u2"
			D5 < D3		"0o2"
	부하 전류 < 0	D1 > D2	T5 > T3		"0u1"
			T5 < T3	D1 > T3	"0u1"
				D1 < T3	"0o2"
		D1 < D2	T5 > T3		"0u2"
			T5 < T3		"0o2"
음의 전압 (- -> 0)	부하 전류 > 0	T2 > T6	D4 > D3	T2 > D4	"0u2"
				T2 < D4	"0o1"
			D4 < D3		"0u2"
		T2 < T6	D4 > D3		"0o1"
			D4 < D3		"0o2"
	부하 전류 < 0	D2 > D6	T4 > T3	D2 > T4	"0u2"
				D2 < T4	"0o1"
			T4 < T3		"0u2"
		D2 < D6	T4 > T3		"0o1"
			T4 < T3		"0o2"

위에서 기술한 방법은 널 상태에서 정상 상태 동작 동안 기대되는 반도체 전력 손실을 연산에 포함함으로써 개선된다. PWM에서 사용될 때, 다음 널 상태의 지속 기간은 알려져 있으며, DTC와 같은 직접 폐쇄-루프 제어 방법과 함께 사용될 때, 그 지속 기간은 기계 모델로부터 먼저 연산될 수 있다. 이리하여 널 상태로의 정류 형태가, 반도체에서 발생하는 가장 높은 경계 레이어 온도가 정류 과정 및 이후의 널 상태 후에 최소가 되도록 선택될 수 있다.

제안된 개방-루프 제어 방법은, 반도체가 그 열 전력 능력(thermal power capability)의 한계에서 동작하지만 예로서 IGBT와 같은 일반적인 경우에서보다 더 큰 전류를 온하고 오프할 수 있는 회로에서 매우 주요한 장점을 갖는다. 따라서 본 방법은 반도체 요소에서 어떤 증가된 복잡도 없이도 변환기의 출력 전력에서의 개선을 달성한다. 예를 들면, IGBT 모듈에서처럼 능동 NPC 스위치가 이미 설치되었지만, 능동적으로 사용되지 않는 경우에, 본 방법은 특히 적절하다. 그러나, 능동 NPC 스위치가 추가적인 아이템으로 설치될 필요가 있는 변환기에 본 방법은 가치가 있는데, 그 이유는 변환기의 출력 전력에서의 달성할 수 있는 개선에 비해 이러한 추가적인 복잡도가 작기 때문이다. 사용되는 반도체가 이미 그 최대 허용 스위치-오프 전류의 한계에서 동작하고, 그래서 출력 전력을 증가시키는 것이 불가능한 경우에, 제안된 개방-루프 제어 방법의 사용은 반도체 요소의 복잡도의 증가 없이도 변환기의 스위칭 주파수를 증가시키는 것을 가능하게 한다. 낮은 기초 주파수에 대해 요구되는 전력 감소를 감소시키는 두 번째 목적은 같은 방식으로 보장된다.

위에 기술한 표 3으로부터, (NPC 스위치가 없는 종래 3점 NPC 변환기에서) 해당 NPC 다이오드가 외부 스위치에 걸리는 전압을 V_dc/2로 클램핑할 때, 즉 T6가 "+" 상태에서 온되고 T5가 "-" 상태에서 온되면 언제나, NPC 스위치는 온 상태이다. NPC 스위치를 능동적으로 사용하지 않는 종래 3점 NPC 변환기에 대조적으로, 반도체의 누수 전류(leakage current)의 분포와 관계없이 "+" 상태에서는 T3와 T4 사이에서 "-" 상태에서는 T1과 T2 사이에서 전압이 어떤 수동 밸런싱 저항 없이도 균일하게 분배된다. 따라서, 본 방법의 추가적인 장점은 수동 요소와 밸런싱 손실 을 절감하는 것이다.

제안된 방법과 개방-루프 제어 장치는 능동 NPC 스위치를 갖는, 산업적인 응용, 트랙션 또는 HVDC 라이팅(lighting)을 위한 중간-전압 변환기와 같은 현재의 모든 3점 NPC 변환기에서 구현될 수 있으며, 여기에서 모든 능동 스위치는 스위치 오프될 수 있는, 예를 들면, IGBT, IGCT, MCT, MTO, MOSFET 또는 실리콘-카바이드(SiC) 요소와 같은 반도체 요소의 형태이다.

Claims

DC 전압 중간 회로(voltage intermediate circuit)에 연결되고, 두 개의 직렬 연결된 제 1 및 제 2 스위치(T1, T2, T3, T4)를 구비하는, 단일-위상(single-phase) 또는 다중위상(polyphase) 3점 변환기(three-point converter)로서, 상기 제 1 및 제 2 스위치는 각 DC 전압 접속부와 각 부하 접속부 사이에서 제 1 및 제 2 스위치에 백투백 병렬 연결된(back-to-back parallel-connected) 제 1 및 제 2 다이오드(D1, D2, D3, D4)를 가지고, 상기 두 개의 제 2 스위치(T2, T3)의 공통 접합점은 부하 접속부를 형성하며, 제 3 스위치(T5, T6)로서, 상기 제3 스위치에 백투백 병렬 연결된 제 3 다이오드(D5, D6)를 가지는 제 3 스위치(T5, T6)는, 제 2 스위치(T2, T3) 및 제 1 스위치(T1, T4)의 각 공통 접합점과 상기 DC 전압 중간 회로의 중심 탭(centre tap) 사이에 연결되어, 부하 접속부를 상기 중심 탭에 연결하기 위한 제 1 및 제 2 경로가 형성되는, 단일-위상 또는 다중위상 3점 변환기의 개방-루프 및 폐쇄-루프 제어 방법(open-loop and closed-loop control method)으로서,

부하 전류의 방향에 관계없이 상기 제 3 스위치(T5, T6) 중 적어도 하나가 부하 접속부의 연결을 위한 적어도 하나의 제 2 스위치(T2, T3)와 함께 상기 중심 탭에 연결되어, 널 상태(null state) 동안 전류를 의도적으로 제 1 경로, 제 2 경로, 또는 상기 제 1 및 제 2 경로 모두를 통해 상기 중심 탭에 흐르게 하며,

상기 제 3 스위치(T5, T6)는, 스위치 및 다이오드(T1 내지 T6, D1 내지 D6)의 순간적인 열 부하(instantaneous thermal load)의 함수로서 스위치 온(switched on)되며,

상기 제 3 스위치(T5, T6)는, 순간적으로 가장 높은 경계 레이어 온도(boundary layer temperature)를 갖는 상기 스위치 및 이 스위치에 속하는 다이오드(T1 내지 T6, D1 내지 D6)가 차후의 정류 동안 스위칭 손실로 결코 부하가 걸리지 않도록 스위치 온되는 것을 특징으로 하는, 개방-루프 및 폐쇄-루프 제어 방법.
제 1항에 있어서, 양 또는 음의 외부 DC 전압 접속부의 하나로부터 중심 DC 전압 접속부 또는 상기 중심 탭으로 정류가 일어나, 관계된 외부 DC 전압 접속부에 직접 연결된 상기 제 1 스위치(T1, T4)가 초기에는 스위치 오프(switched off)되고, 데드 타임(dead time) 이후에 상기 제 3 스위치(T5, T6)가 동일한 브리지 하프(bridge half)에 연결되는 것을 특징으로 하는, 개방-루프 및 폐쇄-루프 제어 방법.
제 1항에 있어서, 양 또는 음의 외부 DC 전압 접속부의 하나로부터 중심 DC 전압 접속부 또는 상기 중심 탭으로 정류가 일어나, 관계된 외부 DC 전압 접속부에 직접 연결된 상기 제 1 스위치(T1, T4)가 초기에 스위치 오프되고, 데드 타임 이후에 다른 브리지 하프에 있는 상기 제 2 스위치(T2, T3)가 스위치 온되고, 추가적인 데드 타임 이후에 동일한 브리지 하프에 위치한 상기 제 2 스위치(T2, T3)가 스위치-오프된 제 1 스위치(T1, T4)처럼 스위치 오프되는 것을 특징으로 하는, 개방-루프 및 폐쇄-루프 제어 방법.
제 1항에 있어서, 양 또는 음의 외부 DC 전압 접속부의 하나로부터 중심 DC 전압 접속부 또는 상기 중심 탭으로 정류가 일어나, 제 1 스위치(T1, T4)를 통해 관계된 외부 DC 전압 접속부에 연결된 상기 제 2 스위치(T2, T3)가 처음으로 스위치 오프되고, 데드 타임 이후에 다른 브리지 하프에 있는 상기 제 2 스위치(T2, T3)가 스위치 오프되는 것을 특징으로 하는, 개방-루프 및 폐쇄-루프 제어 방법.
제 1항 내지 제 4항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 스위치 및 다이오드의 순간적인 열 부하를 고려하는 상기 스위치(T1 내지 T6)의 제어 신호가 변환기 폐쇄-루프 제어 시스템으로부터의 스위칭 상태 명령, 위상 전류 및 상기 스위치 및 다이오드(T1 내지 T6, D1 내지 D6)의 경계 레이어 온도로부터 형성되는 것을 특징으로 하는, 개방-루프 및 폐쇄-루프 제어 방법.
제 5항에 있어서, 변조되는 전압과 널 상태로의 다음 정류 동안의 부하 전류의 방향의 함수로서 스위칭 손실로 잠재적으로 부하가 걸리는 상기 스위치 및 다이오드(T1 내지 T6, D1 내지 D6)의 경계 레이어 온도가 서로 비교되고, 다음 널 상태는 가장 높은 경계 레이어 온도를 갖는 상기 비교되는 스위치 및 다이오드(T1 내지 T6, D1 내지 D6) 중의 하나가 차후의 정류 동안 스위칭 손실로 부하가 걸리지 않도록 선택되는 것을 특징으로 하는, 개방-루프 및 폐쇄-루프 제어 방법.
제 5항에 있어서, 온라인 연산이 제어 신호, 중간-회로 전압, 위상 전류, 경계 레이어 온도 및 상기 스위치 및 다이오드(T1 내지 T6, D1 내지 D6)의 손실 근사치의 함수로서 스위칭 및 전도 손실로부터 수행되는 것을 특징으로 하는, 개방-루프 및 폐쇄-루프 제어 방법.
제 7항에 있어서, 경계 레이어 온도의 온라인 연산이 스위칭 및 전도 손실, 냉각제 온도(coolant temperature) 및 열 변환기 모델(thermal converter model)의 함수로서 수행되는 것을 특징으로 하는, 개방-루프 및 폐쇄-루프 제어 방법.
DC 전압 중간 회로(voltage intermediate circuit)에 연결되고, 두 개의 직렬 연결된 제 1 및 제 2 스위치(T1, T2, T3, T4)를 구비하는, 단일-위상(single-phase) 또는 다중위상(polyphase) 3점 변환기(three-point converter)로서, 상기 제 1 및 제 2 스위치는 각 DC 전압 접속부와 각 부하 접속부 사이에서 제 1 및 제 2 스위치에 백투백 병렬 연결된(back-to-back parallel-connected) 제 1 및 제 2 다이오드(D1, D2, D3, D4)를 가지고, 상기 두 개의 제 2 스위치(T2, T3)의 공통 접합점은 부하 접속부를 형성하며, 제 3 스위치(T5, T6)로서, 상기 제3 스위치에 백투백 병렬 연결된 제 3 다이오드(D5, D6)를 가지는 제 3 스위치(T5, T6)는, 제 2 스위치(T2, T3) 및 제 1 스위치(T1, T4)의 각 공통 접합점과 상기 DC 전압 중간 회로의 중심 탭(centre tap) 사이에 연결되어, 부하 접속부를 상기 중심 탭에 연결하기 위한 제 1 및 제 2 경로가 형성되는, 단일-위상 또는 다중위상 3점 변환기의 개방-루프 및 폐쇄-루프 제어 장치로서,

조정기(regulator)(2)가 제공되며, 상기 조정기는 변조기(1)의 스위칭 상태 명령, 위상 전류 및 상기 스위치 및 이 스위치에 속하는 다이오드(T1 내지 T6, D1 내지 D6)의 경계 레이어 온도로부터 상기 스위치(T1 내지 T6)에 대한 제어 신호를 형성하며,

상기 제어 신호는,

상기 제 3 스위치(T5, T6)는, 스위치 및 다이오드(T1 내지 T6, D1 내지 D6)의 순간적인 열 부하(instantaneous thermal load)의 함수로서 스위치 온되며,

상기 제 3 스위치(T5, T6)는, 순간적으로 가장 높은 경계 레이어 온도를 갖는 상기 스위치 및 다이오드(T1 내지 T6, D1 내지 D6)가 차후의 정류 동안 스위칭 손실로 결코 부하가 걸리지 않도록 스위치 온되는 방식으로 설계되는 것을 특징으로 하는, 개방-루프 및 폐쇄-루프 제어 장치.
제 9항에 있어서, 제 1 온라인 연산기(3)가 입력 측에서 상기 스위치(T1 내지 T6)의 제어 신호, 상기 스위치 및 다이오드(T1 내지 T6, D1 내지 D6)의 경계 레이어 온도, 상기 위상 전류, 상기 DC 전압 중간 회로로부터의 DC 전압 및 반도체 손실 근사치가 저장되는 요소(5)로부터의 신호를 수신하고, 출력 측에 연산된 스위칭 및 전도 손실을 방출하는, 개방-루프 및 폐쇄-루프 제어 장치.
제 10항에 있어서, 제 2 온라인 연산기(4)가 입력 측에서 상기 제 1 온라인 연산기(3)로부터의 신호, 냉각제 온도 및 열 변환기 모델(6)로부터의 신호를 수신하고, 출력 측에 상기 스위치 및 다이오드(T1 내지 T6, D1 내지 D6)의 경계 레이어 온도를 방출하는, 개방-루프 및 폐쇄-루프 제어 장치.
제 6항에 있어서, 온라인 연산이 제어 신호, 중간-회로 전압, 위상 전류, 경계 레이어 온도 및 상기 스위치 및 다이오드(T1 내지 T6, D1 내지 D6)의 손실 근사치의 함수로서 스위칭 및 전도 손실로부터 수행되는 것을 특징으로 하는, 개방-루프 및 폐쇄-루프 제어 방법.
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