JP2022521802A - マルチレベルインバータの交流出力に過渡電圧変動が発生した場合の電流制限のための方法及びマルチレベルインバータ - Google Patents

マルチレベルインバータの交流出力に過渡電圧変動が発生した場合の電流制限のための方法及びマルチレベルインバータ Download PDF

Info

Publication number
JP2022521802A
JP2022521802A JP2021550173A JP2021550173A JP2022521802A JP 2022521802 A JP2022521802 A JP 2022521802A JP 2021550173 A JP2021550173 A JP 2021550173A JP 2021550173 A JP2021550173 A JP 2021550173A JP 2022521802 A JP2022521802 A JP 2022521802A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
current
frt
bridge
potential
magnitude
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2021550173A
Other languages
English (en)
Other versions
JP7421566B2 (ja
Inventor
シュティッケルマン，ウーヴェ
ツェルヒ，ローランド
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
SMA Solar Technology AG
Original Assignee
SMA Solar Technology AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by SMA Solar Technology AG filed Critical SMA Solar Technology AG
Publication of JP2022521802A publication Critical patent/JP2022521802A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP7421566B2 publication Critical patent/JP7421566B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/325—Means for protecting converters other than automatic disconnection with means for allowing continuous operation despite a fault, i.e. fault tolerant converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/5388—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with asymmetrical configuration of switches

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

マルチレベルインバータ（１）の直流出力（１７、１８、１９）に過渡電圧変動が発生した場合の電流制限のための方法が開示され、マルチレベルインバータ（１）は、第１直流入力（３）、第２直流入力（４）、中性端子（５）及びブリッジ出力（６、７、８）を有するブリッジ回路（２、３１）と、ブリッジ出力（６、７、８）及び直流出力（１７、１８、１９）の間にチョーク（１３、１４、１５）が接続されたラインフィルタ（１６）と、直流出力（１７、１８、１９）及び中性端子（５）の間に接続されたコンデンサ（２５、２６、２７）と、を備える。この方法では、コンデンサ（２５、２６、２７）の電圧（ＶＣ１＿ａｃ）に応じて、チョーク電流（ＩＬ１＿ａｃ）が第１電流閾値（Ｉ＿ＦＲＴ＿１）を超える時、通常動作モードが中断され、電流制限のための対策が開始される。こうした方法を実行するように構成された制御ユニット（２９）を備えるマルチレベルインバータ（１）がさらに開示されている。【選択図】図１

Description

本発明は、マルチレベルインバータの交流出力に過渡電圧変動が発生した場合の電流制限のための方法に関する。本発明はさらに、そうした方法を実行するように構成された制御ユニットを有するマルチレベルインバータに関する。
規範的要件に起因して、分散型エネルギー生成システムのインバータは、特定のグリッド障害が発生した時にグリッドから切断されてはならないが、そうしたグリッド障害を乗り越えることができなければならず、又は、無効電力の供給によってグリッドの安定化に寄与することができなければならない（ＦＲＴ－フォルトライドスルー）。乗り越えられなければならない可能性のあるグリッド障害の１つは、数百マイクロ秒から１～２ミリ秒以内にゼロパーセントまでグリッド電圧が突然一時的に降下すること、又は、インバータの出力の負荷が突然一時的に変化することである。
インバータの交流出力に過渡電圧降下が突然発生した場合、インバータのブリッジ回路のブリッジ出力にはインバータの通常動作時における時と同様の電位が存在し続ける。これにより、ブリッジ出力と交流出力との間に配置されたラインフィルタのチョークが高い電圧差によって磁化され、このことが高い電流勾配を引き起こす。インバータのレギュレータは、インバータの交流出力におけるこうした急速な変化に即座に追従することができず、その結果、インバータの構成要素の破壊を防止するためにさらなる電流制限が必要とされる。
インバータがオフにされてグリッドから又は負荷から切断される絶対電流制限を下回る第１電流閾値を超える時、グリッドから又は負荷からインバータを切断することなくインバータのブリッジ回路のすべてのパワー半導体スイッチの駆動信号を即座に同時に遮断すること、及びその後に、次の通常の駆動クロック信号によって、若しくは、第１電流閾値又は第１電流閾値よりも小さい第２電流閾値を下回った後、インバータの通常動作を継続することが、インバータの交流出力に過渡電圧変動が発生した場合の電流制限において従来技術では公知であり一般的である。第１電流閾値を再び超えると、駆動信号を遮断することによってブリッジ回路のパワー半導体スイッチのすべてがその後再びオフにされ、その結果、２レベルコントローラの原理に従って電流制限が達成される。
マルチレベルインバータ、特にＮＰＣトポロジ（中性点クランプトポロジ）として知られているマルチレベルインバータの場合、原理は、ブリッジ回路の入力端子で異なる電位にリンクされている電圧レベルがブリッジ回路の出力端子に印加されることを必要とする。その結果、ブリッジ回路のすべてのパワー半導体スイッチが、スイッチオフ状態への移行のために同時に駆動される時、スイッチオフ状態への異なるパワー半導体スイッチの移行の異なる速度に起因して、ブリッジ回路に追加で存在するフリーホイーリングダイオードを通じて生じる電流と組み合わせて、インバータの通常動作中よりも高い電圧がブリッジ回路の個々のパワー半導体スイッチに一時的に存在することが起こり得る。これらのより高い電圧は、特定の状況では、ブリッジ回路の個々のパワー半導体スイッチに損傷を与える可能性がある。
さらに、ブリッジ回路のすべてのパワー半導体スイッチを単に同時にオフにすることによって、マルチレベルインバータの複数の電圧レベルのうち２つの異なる電圧レベルのみが実際に使用され、その結果、最適化された電流制限の既存の可能性は使用されないままである。
したがって、本発明の目的は、マルチレベルインバータ及び対応のインバータの交流出力にそれぞれ過渡電圧変動が発生した場合の電流制限のための方法を提供することであり、電流制限は、可能な最小電流及び可能な最低クロック周波数によってインバータのブリッジ回路のパワー半導体スイッチのローディングが有効になっていることに関して最適化され、かつ、ブリッジ回路の通常動作時に比べてパワー半導体スイッチにおいてより高電圧が発生することが阻止される。
この目的は、本発明によれば、独立請求項１に記載の方法及び独立請求項７に記載のマルチレベルインバータによって達成される。本発明の有利な実施形態は従属請求項に記載されている。
マルチレベルインバータの交流出力に過渡電圧変動が発生した場合の電流制限のための本発明に係る方法では、２つの場合が区別され、マルチレベルインバータは、第１直流入力、第２直流入力、中性端子及びブリッジ出力を有するブリッジ回路と、ブリッジ出力と交流出力との間にチョークが接続されたラインフィルタと、交流出力及び中性端子の間に接続されたコンデンサであって、第１直流入力に存在する電位、又は、第２直流入力に存在する電位、又は、ブリッジ出力への中性端子に存在する電位を選択的に印加するように構成されたコンデンサと、を備えている。
通常動作モードでのインバータの動作中、コンデンサの電圧の大きさが電圧閾値を上回る場合、チョークを流れる電流の大きさが第１電流閾値を超えた時、通常動作モードが中断され、かつ、チョークを流れる電流の大きさが、第１電流閾値以下である第２電流閾値を下回るまで、中性端子に存在する電位がブリッジ出力に印加される。
通常動作モードでのインバータの動作中、コンデンサの電圧の大きさが電圧閾値以下である場合、チョークを流れる電流の大きさが第１電流閾値を超えた時、通常動作モードが同様に中断され、かつ、直流入力以外のそれぞれ他の直流入力の電位であって、そこに存在する電位は、第１電流閾値を超える前にブリッジ出力に最後に印加された電位である、電位が、チョークを流れる電流の大きさが第１電流閾値以下の第２電流閾値を下回るまでブリッジ出力に印加される。このことは、第１電流閾値を超える前に、第１直流入力に存在する電位がブリッジ出力に印加され、その後に第１電流閾値を超えた後、第２直流入力に存在する電位がブリッジ出力に印加されることを意味する。したがって、第１電流閾値を超えた後、第１電流閾値を超える前に第２直流入力に存在する電位がブリッジ出力に印加された場合、第１直流入力に存在する電位がブリッジ出力に印加される。
第１電流閾値を超えた時のコンデンサの電圧の値に応じてブリッジ出力に異なる電位を印加することは、本発明に係る電流制限のための方法が適用される場合、電流の大きさの減衰を生じさせる電流勾配の最適な設定を保証する。コンデンサの電圧の大きさが電圧閾値を上回る場合は、交流出力での穏やかな過渡電圧降下の場合に対応し、及びしたがって、結果として生じる電流の大きさの上昇に対する穏やかな電流勾配にも対応する。したがって、チョークを流れる電流の大きさが第１電流閾値を超えた後、結果として生じる電流の大きさの減衰のための穏やかな電流勾配が、中性端子に存在する電位を印加することによってもたらされる一方で、第１電流閾値を超える前の電位以外のそれぞれ他の直流入力の電位が印加される場合、又は、先行技術による方法に沿って、すべてのパワー半導体スイッチがオフにされる時、電流の減衰の大きさについて著しく大きな電流勾配が生じる。電流の大きさを減衰させるために可能な最低電流勾配に設定することによって、電流制限のための方法の過程で様々な電位がブリッジ出力に印加される可能な最低クロック周波数を保証する。
コンデンサの電圧の大きさが電圧閾値以下の場合は、過渡電圧降下が大きくなる場合と、電流の大きさの上昇で生じる電流勾配が大きくなる場合とに対応する。この場合、中性端子に存在する電位が第１電流閾値を超えた後に印加された時、チョークを流れる電流の大きさが上昇し続け、これはその後、直流入力以外のそれぞれ異なる直流入力の電位を印加することにより防止され、そこに存在する電位は、第１電流閾値を超える前にブリッジ出力に最後に印加された。
したがって、このことは、過渡電圧降下の場合に、電圧閾値を上回るコンデンサの電圧について、チョークを流れる電流の大きさが、中性端子に存在する電位がブリッジ出力に印加された時に第１電流閾値を超えた後は上昇しないというように、本発明に係る方法において電圧閾値の大きさを決定するために当業者に対する指令を生じさせる。
電流閾値を超える前の直流入力以外のそれぞれの他の直流入力への電位の印加は、好ましくは、対応の直流入力とブリッジ出力との間のパワー半導体スイッチのすべてが適切な駆動によってスイッチオン状態に移行される本発明に係る方法で発生する。マルチレベルインバータで使用されるブリッジ回路では、これは、トポロジに応じて、必要に応じて、複数のパワー半導体スイッチを必要とする場合がある。
第１電流閾値の大きさの決定は、インバータの通常動作モードで発生する電流リップルの最大値を上回り、かつ、絶対電流制限を下回るように行われ、絶対電流制限に達すると、インバータはオフにされてグリッドから又は負荷から切断される。
電流制限の方法中にブリッジ出力に様々な電位が印加されるクロック周波数と、電流制限中に結果として生じる電流リップルの振幅との間で良好な妥協点が達成されるように第２電流閾値が特定される必要がある。第１電流閾値に等しい第２電流閾値が選択された場合、実際には１つのみの電流閾値が存在する。この場合、特に、過度に高いクロック周波数を回避するために、チョークを流れる電流の測定値を平滑化するための追加の手段を提供することが有利である。
ここでは、インバータの通常動作モードは、乗り越えられるべき障害が存在しない場合にグリッドに又は負荷に供給するための動作モードを示す。この動作モードでは、供給される交流電流の第１半波中に、第１直流入力に存在する電位を有するパルス幅変調パルスが、中性端子に存在する電位と交互に交流出力に印加され、及び、供給される交流電流の第２半波中に、第２直流入力に存在する電位を有するパルス幅変調パルスが、中性端子に存在する電位と交互に交流出力に印加される。
本発明に係る方法の一実施形態では、チョークを流れる電流の大きさが第２電流閾値を下回った後に通常動作モードが継続される。
通常動作モードを継続する場合、その後にブリッジ出力に印加される電位と、パルス幅とは、通常動作モードを中断せずにこの時点で存在しているように設定され、このことはまた、一方で、第２半波に供給される交流電流の第１半波から、逆もまた同様に、生じる変化によって、第１電流閾値を超える前の以外の異なるそれぞれ他の直流入力での電位がブリッジ出力に印加される。
過渡電圧降下が未だ終了していない場合、通常動作モードの継続後に第１電流閾値が再び超えられ、及び、電流制限のための方法が再び実行され、その結果、２レベルコントローラの原理に従って継続的な電流制限が達成される。
本発明に係る方法のさらなる実施形態において、インバータが通常動作モードで動作する状態で、コンデンサの電圧の大きさが電圧閾値以下である場合、チョークを流れる電流の大きさが第１電流閾値を超えた時、通常動作モードが中断され、及び、中性端子に存在する電位が最初にブリッジ出力に印加される。その後、直流入力以外のそれぞれ他の直流入力の電位であって、そこに存在する電位は、第１電流閾値を超える前にブリッジ出力に最後に印加された電位である、電位が、チョークを流れる電流の大きさが第１電流閾値以下の第２電流閾値を下回るまで、ブリッジ出力に印加され、及びその後、中性端子に存在する電位が、通常動作モードが継続される前に最初にブリッジ出力に再び印加される。
本発明に係る方法のこの実施形態では、ブリッジ出力への第１直流入力に存在する電位の印加とブリッジ出力への第２直流入力に存在する電位の印加との間で、同様に、ブリッジ出力への第２直流入力に存在する電位の印加とブリッジ出力への第１直流入力に存在する電位の印加との間で、中性端子に存在する電位が各々の場合にブリッジ出力に印加されるという事実に起因して、異なる速度でのパワー半導体スイッチの切り替えが回避される結果としてパワー半導体スイッチへのブリッジ回路の通常動作中に、より高い電圧の一時的な印加が発生し得る。さらに、ブリッジ出力への中性端子の電位の中間の印加によって、ブリッジ出力の電位が第１直流入力に存在する電位の印加と第２直流電位に存在する電位の印加との間で変化する周波数が低減され、その結果として、すべてのパワー半導体スイッチのクロック周波数が低減され、さらに結果として、パワー半導体スイッチにかかる応力を低減する。
本発明に係る方法のさらなる実施形態では、インバータが通常動作モードで動作する状態で、コンデンサの電圧の大きさが電圧閾値以下である場合、チョークを流れる電流の大きさが第１電流閾値を超えた時、通常動作モードが中断され、かつ、前述した実施形態と同様に、中性端子に存在する電位が最初にブリッジ出力に印加される。その後、直流入力以外のそれぞれ他の直流入力の電位であって、そこに存在する電位は、第１電流閾値を超える前にブリッジ出力に最後に印加された電位である、電位が、チョークを流れる電流の大きさが第２電流閾値を下回るまで、ブリッジ出力に印加され、かつその後、中性端子に存在する電位が、チョークを流れる電流の大きさが第１電流閾値を超えるまで、ブリッジ出力に再び印加される。これに続いて、第１電流閾値を最初に超える前と異なるそれぞれ他の直流入力の電位が再び印加される。
第１電流閾値を超える前以外のそれぞれ他の直流入力の電位の印加と、第１及び第２電流閾値を超えたり下回ったりすることに依存するブリッジ出力への中性端子に存在する電位の印加との間の変化は、その後、コンデンサの電圧の大きさが再び電圧閾値を上回るまで繰り返される。その後にのみ通常動作モードが継続される。
本発明に係る方法の実施形態では、さらに低減されたクロック周波数の可能性、かつしたがって、パワー半導体スイッチにおけるより低い応力の可能性が生じる。この実施形態は、さらにまた、コンデンサの電圧の大きさが電圧閾値以下にある限り、すなわち、過渡電圧降下が依然として存在する限り、通常動作モードの不必要な再開を回避する。
前述した本発明に係る方法の実施形態では、通常動作モードが中断されてから予め規定可能な時間が経過した場合、代替的に、通常動作モードが継続されることもできる。
ブリッジ出力への電位の印加は、チョークを流れる電流に応じて、かつ、閾値を超える又は下回るコンデンサの電圧に応じて、本発明に係る方法において生じる。この電流及びこの電圧は、この目的のため、チョークで又はコンデンサで直接測定されることが好ましい。しかしながら、この電流及びこの電圧が、インバータ内の他の測定された及び／又は既知の量から決定されること、又は、本方法の適用において即座に同等の測定値を使用することも可能である。コンデンサの電圧は、例えば、グリッドの測定された相電圧から決定されることができる。特に、電圧測定値から電流が決定されることもでき、かつ、電流測定値から電圧が決定されることもできる。
本発明に係る方法の一実施形態では、ブリッジ出力への電位の印加の持続時間が、閾値を超える又は下回ることによって特定されない場合、少なくとも、ブリッジ回路内の電流及び電位の過渡プロセスが完了されるのに十分な長さでブリッジ出力に電位を印加することが有利である。このことは特に、異なる速度で切り替わるパワー半導体スイッチの結果としてブリッジ回路の通常動作時よりも高いパワー半導体スイッチで一時的に発生する電圧を回避するために、中性端子に存在する電位がブリッジ出力に印加される場合に当てはまる。
本発明に係るマルチレベルインバータは、第１直流入力、第２直流入力、中性端子及びブリッジ出力を有するブリッジ回路と、ブリッジ出力と交流出力との間にチョークが接続されたラインフィルタと、交流出力及び中性端子の間に接続されたコンデンサと、を備えている。本発明に係るマルチレベルインバータは、本発明に係る方法を実行するように構成された制御ユニットをさらに備える。
本発明に係るマルチレベルインバータのブリッジ回路は、ダイオードクランプＮＰＣ（中性点クランプ）ブリッジ回路であってもよい。こうしたブリッジ回路は、標準的なＮＰＣ、ＮＰＣタイプＩ又はＩＮＰＣの別名でも知られている。
本発明に係るマルチレベルインバータのさらなる実施形態では、ブリッジ回路は、ＢＳＮＰＣブリッジ回路（双方向スイッチ中性点クランプブリッジ回路）であってもよい。こうしたブリッジ回路は、ＮＰＣタイプＩＩ又はＴＮＰＣの別名でも知られている。
本発明に係るマルチレベルインバータのさらなる実施形態では、ブリッジ回路は、ＡＮＰＣ（アクティブ中性点クランプ）ブリッジ回路であってもよい。
本発明に係るマルチレベルインバータのブリッジ回路のパワー半導体スイッチは、電界効果トランジスタとして、例えばＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴとして、又は、バイポーラトランジスタとして、例えばシリコン技術におけるＩＧＢＴとして実装されることができる。特に、ブリッジ回路の一部のみ個々のパワー半導体スイッチが電界効果トランジスタとして実装されることが可能であり、かつ、ブリッジ回路のそれぞれ他のパワー半導体スイッチがバイポーラトランジスタであってもよい。これにより、スイッチング時間、スイッチング損失及び導通損失の観点から、パワー半導体スイッチの最適な選択を可能にする。
本発明に係るインバータマルチレベルは、例えば、２つのブリッジ回路がオフセットでクロックされることができる、単相インバータであってもよく、又は、しかしながら、例えば、三相ブリッジ回路が、オフセットクロックを有する少なくとも３つのブリッジ回路を備える三相インバータであってもよい。
複数のブリッジ回路を備える本発明に係るマルチレベルインバータでは、本発明に係る方法に係る電流制限が、他のブリッジ回路とは独立して、各ブリッジ回路に対して個別に実行されることができる。代替的に、それぞれのチョークを流れるそれぞれの最大電流、及び、それぞれのブリッジ出力とそれぞれの交流出力との間に配置されたすべてのラインフィルタのそれぞれのコンデンサでのそれぞれの最低電圧に応じて、すべてのブリッジ回路で同一の電流制限が実行されることができる。
本発明は、図面を参照して以下でより詳細に説明される。ここでの図面は、本発明の実施形態を説明することを目的としており、かつ、示されている特徴に本発明を限定するものではない。
本発明に係るインバータを示している。 本発明に係るインバータの相分岐を示している。 第１の場合の本発明に係る方法における時系列を示している。 第２の場合の本発明に係る方法における時系列を示している。 第３の場合の本発明に係る方法における時系列を示している。 第４の場合の本発明に係る方法における時系列を示している。 本発明に係る方法のさらなる実施形態における時系列を示している。 ダイオードクランプＮＰＣブリッジ回路としての一実施形態における本発明に係るインバータのブリッジ回路を示している。 ＢＳＮＰＣブリッジ回路としての一実施形態における本発明に係るインバータのブリッジ回路を示している。 ＡＮＰＣブリッジ回路としての一実施形態における本発明に係るインバータのブリッジ回路を示している。
本発明に係るインバータ１は、図１の一実施形態において三相インバータとして例示されている。インバータは、第１直流入力３、第２直流入力４、中性端子５及び３つのブリッジ出力６、７、８を有する三相ブリッジ回路２を備えている。その中心点１０が中性端子５に接続されるスプリット直流リンク回路９が第１直流入力３と第２直流入力４との間に接続される。第１直流入力３はインバータ１の第１直流端子１１にさらに接続され、第２直流入力４がインバータ１の第２直流端子１２に接続される。
ブリッジ出力６、７、８は各々、ラインフィルタ１６のチョーク１３、１４、１５を通じてインバータ１の交流出力１７、１８、１９に接続される。グリッド２３の三相コンダクタ２０、２１、２２のうちの１つが交流出力１７、１８、１９の各々に接続される。ラインフィルタ１６のコンデンサ２５、２６、２７が交流出力１７、１８、１９の各々にさらに接続される一方で、コンデンサ２５、２６、２７の他端が同様に、ブリッジ回路２の中性端子５に接続される共通の中性点２８に接続される。本発明に係るインバータの別の実施形態では、グリッド２３のスターポイント２４が、中性点２８に接続されてもよく、及びしたがって、ブリッジ回路２の中性端子５にも接続されてもよい。
本発明に係るインバータ１は、ブリッジ回路２を駆動するように構成された制御ユニット２９をさらに備え、第１直流入力３に存在する電位、この場合は例えば陽電位ＤＣ＋、又は、第２直流入力４に存在する電位、この場合は例えば陰電位ＤＣ－、又は、中性端子５に存在する電位、この場合は例えば中性電位Ｎが、選択的にブリッジ出力６、７、８に印加され、制御ユニット２９は、駆動信号を使用して、ブリッジ回路２内に包含されたパワー半導体スイッチを駆動してスイッチオン状態又はスイッチオフ状態に移行させる。制御ユニット２９は、特に、交流出力１７、１８、１９で過渡電圧変動が存在する場合に電流制限を有効にするために本発明に係る方法を実行するように構成されている。
図２は、単相ブリッジ回路３１を有する本発明に係るインバータの相分岐３０を示している。図１に係る三相インバータ１では、少なくとも３つのそうした単相ブリッジ回路３１が三相ブリッジ回路２内に配置されており、第１直流入力３はすべての単相ブリッジ回路３１に接続され、第２直流入力４がすべての単相ブリッジ回路３１に接続され、すべての単相ブリッジ回路３１の中性端子５がともに接続されている。単相インバータは、単相ブリッジ回路３１を有する少なくとも１つの相分岐３０を備えている。
制御ユニット２９は、３つの値に応じて、本発明に係る方法による電流制限を有効にするために、チョーク１３を通じて電流ＩＬ１＿ａｃ及びコンデンサ２６で電圧ＶＣ１＿ａｃを取り込む。
グリッドの過渡電圧降下が存在し、かつ、電圧ＶＣ１＿ａｃが電圧閾値Ｖ＿ＦＲＴを上回る場合の、本発明に係る方法の時系列の一例が図３に示されている。ステップＳ１では、インバータは通常動作モードで動作させられ、電位ＤＣ＋がブリッジ出力に存在する。発生するグリッドの過渡電圧降下は、電流ＩＬ１＿ａｃの大きさを上昇させる。時間ｔ１で、電流ＩＬ１＿ａｃの大きさは、絶対電流制限Ｉ＿ＨＷを下回る第１電流閾値Ｉ＿ＦＲＴ＿１を超え、絶対電流制限Ｉ＿ＨＷに達すると、インバータは、オフにされ、かつ、グリッドから又は負荷から切断される。時間ｔ１で電流ＩＬ１＿ａｃの大きさが第１電流閾値Ｉ＿ＦＲＴ＿１を超える結果、通常動作モードが中断され、かつ、ステップＳ２でブリッジ出力に電位Ｎが印加され、それによって、電流ＩＬ１＿ａｃの大きさがさらに減少する。電流ＩＬ１＿ａｃの大きさが時間ｔ２で第２電流閾値Ｉ＿ＦＲＴ＿２を下回るまでブリッジ出力に電位Ｎが印加される。その後、通常動作モードがステップＳ３で継続され、時間ｔ２で通常動作モードを中断させることなく存在していた電位、この場合では電位ＤＣ＋がブリッジ出力に印加される。
過渡電圧降下が依然として存在することに起因して、電流ＩＬ１＿ａｃの大きさがその後再び上昇し、時間ｔ３で、第１電流閾値Ｉ＿ＦＲＴ＿１を再び超え、そこで、ステップＳ４において、電流の大きさが再び第２電流閾値Ｉ＿ＦＲＴ＿２を下回るまでブリッジ出力に電位Ｎが再び印加される。このようにして、過渡電圧降下が残存して電流ＩＬ１＿ａｃの大きさが通常動作モードの継続後、結果として再び常に上昇する限り、２レベルコントローラの原理に従った電流制限が本発明に係る方法によって有効にされる。
グリッドの過渡電圧降下が存在し、かつ、電圧ＶＣ１＿ａｃの大きさが電圧閾値Ｖ＿ＦＲＴ以下である場合の、本発明に係る方法の時系列の一例が図４に示されている。ステップＳ５では、インバータは通常動作モードで動作させられ、電位ＤＣ＋がブリッジ出力に存在している。グリッドの過渡電圧降下は電流ＩＬ１＿ａｃの大きさを上昇させる。時間ｔ４で、電流ＩＬ１＿ａｃの大きさが第１電流閾値Ｉ＿ＦＲＴ＿１を超える。その結果、通常動作モードが中断され、ステップＳ６でブリッジ出力に最初に電位Ｎが印加され、そうすると、電流ＩＬ１＿ａｃの大きさがさらに上昇し続ける。ステップＳ７において、時間ｔ５で、電位ＤＣ－がブリッジ出力に印加され、それによって、電流ＩＬ１＿ａｃの大きさが再び降下する。時間ｔ６で電流ＩＬ１＿ａｃの大きさが第２電流閾値Ｉ＿ＦＲＴ＿２を下回るまで電位ＤＣ－がブリッジ出力に印加される。ステップＳ８で、電位Ｎは、その後、最初にブリッジ出力に再び印加され、時間ｔ７で、その後、通常動作モードがステップＳ９において継続され、時間ｔ７で通常動作モードを中断することなくさらに存在していた電位、この場合は電位ＤＣ＋がブリッジ出力に印加される。
過渡電圧降下が依然として存在することに起因して、電流ＩＬ１＿ａｃの大きさは再び上昇し、その結果、過渡電圧降下が継続する限り、図４に示すステップの反復によって、２レベルコントローラの原理に従った電流制限が本発明に係る方法によって有効にされる。
図５は、グリッドの過渡電圧降下が存在し、かつ、電圧ＶＣ１＿ａｃの大きさが電圧閾値Ｖ＿ＦＲＴを上回る場合の、本発明に係る方法の時系列のさらなる例を示している。図３とは対照的に、ここには、その大きさが電圧閾値Ｖ＿ＦＲＴを上回る陰電圧ＶＣ１＿ａｃが存在している。ステップＳ１０で、インバータは通常動作モードで動作させられ、図３とは対称的に、陰電位ＤＣ－がブリッジ出力に存在している。電流ＩＬ１＿ａｃも陰である。電流ＩＬ１＿ａｃの大きさが検討される場合、本方法の順番は図３のものと原理的に異ならない。時間ｔ８で電流ＩＬ１＿ａｃの大きさが第１電流閾値Ｉ＿ＦＲＴ＿１を超える時、通常動作モードは中断され、かつ、電位ＮがステップＳ１１でブリッジ出力に印加され、それによって、電流ＩＬ１＿ａｃの大きさが再び降下する。時間ｔ９で電流ＩＬ１＿ａｃの大きさが第２電流閾値Ｉ＿ＦＲＴ＿２を下回るまで電位Ｎがブリッジ出力に印加される。その後、通常動作モードがステップＳ１２で継続され、かつ、時間ｔ１０で電流ＩＬ１＿ａｃの大きさが第１電流閾値Ｉ＿ＦＲＴ＿１を再び超えると、ステップＳ１３で電位Ｎが再びブリッジ出力に印加される。これらのステップを反復して実行することによって、過渡電圧効果が継続する限り、２レベルコントローラの原理に従って電流制限が有効にされる。
図６の本発明に係る方法における時系列の例はまた、グリッドの過渡電圧効果が存在し、かつ、電圧ＶＣ１＿ａｃの大きさが電圧閾値Ｖ＿ＦＲＴ以下である場合に関連する。図４の例とは対照的に、ここでのインバータは、通常動作モードでステップＳ１４において動作させられ、図４とは対照的に、ブリッジ出力に陰電位ＤＣ－を有する。さらに、ここでは電流ＩＬ１＿ａｃは陰である。電流ＩＬ１＿ａｃの大きさが検討される場合、本方法の順番は図４のものと原理的に異ならない。時間ｔ１１で電流ＩＬ１＿ａｃの大きさが第１電流閾値Ｉ＿ＦＲＴ＿１を超える。そこで通常動作モードは中断され、かつ、電位ＮがステップＳ１５でブリッジ出力に最初に印加され、その後、時間ｔ１３で電流ＩＬ１＿ａｃの大きさが第２電流閾値Ｉ＿ＦＲＴ＿２を下回るまで、ステップＳ１６において時間ｔ１２で、電位ＤＣ＋がブリッジ出力に印加される。ステップＳ１７において、電位Ｎが再び最初にブリッジ出力に印加され、かつ、時間ｔ１４でステップＳ１８において通常動作モードが継続される。本発明に係る方法を使用して図６に示すステップを繰り返すことによって、過渡電圧効果が継続する限り、２レベルコントローラの原理に従って電流制限が有効にされる。
グリッドの過渡電圧降下が存在し、かつ、電圧ＶＣ１＿ａｃの大きさが電圧閾値Ｖ＿ＦＲＴ以下である場合に関連する、本発明に係る方法のさらなる実施形態における時系列の一例が図７に示されている。時間ｔ１５及びｔ１６におけるステップＳ１９、Ｓ２０及びＳ２１による順序は、図４に示される例示的な実施形態における時間ｔ４及びｔ５におけるステップＳ５、Ｓ６及びＳ７による順序と同じである。時間ｔ１７で電流ＩＬ１＿ａｃの大きさが第２電流閾値Ｉ＿ＦＲＴ＿２を下回る時、その後、電位ＮがステップＳ２２においてブリッジ出力に印加され、かつ、これは、電流ＩＬ１＿ａｃが時間ｔ１８において第１電流値Ｉ＿ＦＲＴ＿１を再び超えるまで行われる。次のステップＳ２３で、電位ＤＣ－がその後、ステップＳ２１と同様に、ブリッジ出力に印加され、そうすると電流ＩＬ１＿ａｃの大きさが再び降下する。
電流が電流閾値Ｉ＿ＦＲＴ＿２を下回るか又は第１電流閾値Ｉ＿ＦＲＴ＿１が超えられる限り、電位ＤＣ－及びＮの反復した交互の印加によって、２レベルコントローラの原理に従った電流制限が本発明に係る方法のこの実施形態によって有効にされる。電圧ＶＣ１＿ａｃの大きさが再び電圧閾値Ｖ＿ＦＲＴを上回る場合のみが、継続される通常動作モードであり、その後、電流は、過渡電圧降下が依然として継続する場合に図４の例に示されるように本発明に係る方法によって例えばさらに限定され、又は、電流制限が終了される。
図７の例示的な実施形態は、第１電流閾値Ｉ＿ＦＲＴ＿１が最初に超えられる前にブリッジ出力に電位ＤＣ＋が存在する場合であって、陽電流ＩＬ１＿ａｃが存在する場合に関する。第１電流閾値Ｉ＿ＦＲＴ＿１が最初に超えられる前にブリッジ出力に電位ＤＣ－が存在する場合であって、陰電流ＩＬ１＿ａｃが存在する場合、原則として同じ順序を有する本発明に係る方法のさらなる例示的な実施形態は、電流ＩＬ１＿ａｃの大きさが検討される場合に生じる。
ダイオードクランプＮＰＣブリッジ回路としての本発明に係るインバータのブリッジ回路３１の一実施形態が図８に示されている。このブリッジ回路３１では、第１直流入力３が、第１パワー半導体スイッチＴ１、第２半導体スイッチＴ２、第３パワー半導体スイッチＴ３及び第４パワー半導体スイッチＴ４の直列回路を介してブリッジ回路３１の第２直流入力４に接続される。逆平行ダイオードＤ１～Ｄ４がパワー半導体スイッチＴ１～Ｔ４の各々とともに配列され、その各々が、それぞれのパワー半導体スイッチＴ１～Ｔ４がスイッチオン状態にある時に可能である電流流れ方向とは反対の電流の流れを可能にする。
中性端子５は第５ダイオードＤ５を介して第１パワー半導体スイッチＴ１と第２パワー半導体スイッチＴ２との間の接続点に接続されている。第３パワー半導体スイッチＴ３と第４パワー半導体スイッチＴ４との間の接続点はダイオードＤ６を介して中性端子５に接続されている。第２パワー半導体スイッチＴ２と第３パワー半導体スイッチＴ３との間の接続点はブリッジ出力６を形成する。
パワー半導体スイッチＴ１～Ｔ４は、駆動信号Ｇ１～Ｇ４によってスイッチオン状態又はスイッチオフ状態に移行するように制御されることができる。適切な制御によって、第１直流入力３に存在する電位ＤＣ＋、又は、第２直流入力４に存在する電位ＤＣ－、又は、中性端子５に存在する電位Ｎがその後にブリッジ出力６に選択的に印加されることができる。
図８のブリッジ回路３１の例示的な実施形態では、例えば、パワー半導体スイッチＴ１及びＴ４は、電解効果トランジスタ、例えばＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴとして具現化され、かつ、パワー半導体スイッチＴ２及びＴ３は、バイポーラトランジスタ、例えばシリコン技術のＩＧＢＴとして具現化される。パワー半導体技術の他の組み合わせも可能である。
ＢＳＮＰＣブリッジ回路としての本発明に係るインバータのブリッジ回路３１の一実施形態が図９に示されている。ここでは、第１直流入力３が、第１パワー半導体スイッチＴ１及び第４パワー半導体スイッチＴ４の直列回路を介してブリッジ回路１の第２直流入力４に接続されている一方で、第１パワー半導体スイッチＴ１及び第４パワー半導体スイッチＴ４の間の接続点はブリッジ出力６を形成する。逆並行ダイオードＤ１又はＤ４は、パワー半導体スイッチＴ１及びＴ４の各々とともに配置され、その各々が、パワー半導体スイッチＴ１又はＴ４がスイッチオン状態にある時に可能である電流流れ方向とは反対の電流の流れを可能にする。反対の電流流れ方向を有し、かつ、各々の場合にダイオードＤ２及びＤ３がそれぞれパワー半導体スイッチの各々と逆平行に接続される、２つのパワー半導体スイッチＴ２及びＴ３の直列回路は、第１パワー半導体スイッチＴ１と第４パワー半導体スイッチＴ４との間の接続点と中性端子５との間に配置される。ダイオードＤ２及びＤ３に関連してパワー半導体スイッチＴ２及びＴ３の配置は双方向スイッチを形成する。
パワー半導体スイッチＴ１～Ｔ４が、駆動信号Ｇ１～Ｇ４によってスイッチオン状態又はスイッチオフ状態に移行するために制御されることができる。適切な制御によって、第１直流入力３に存在する電位ＤＣ＋、又は、第２直流入力４に存在する電位ＤＣ－、又は、中性端子５に存在する電位Ｎが、その後、ブリッジ出力６に選択的に印加されることができる。
図９のブリッジ回路３１の例示的な実施形態では、すべてのパワー半導体スイッチが、例えば、バイポーラトランジスタとして、例えばシリコン技術のＩＧＢＴとして具現化される。他のパワー半導体技術又は異なるパワー半導体技術の組み合わせも可能である。
ＡＮＰＣブリッジ回路としての本発明に係るインバータのブリッジ回路３１のさらなる実施形態が図１０に示されている。図８のＮＰＣブリッジ回路とは対照的に、第５及び第６パワー半導体スイッチＴ５及びＴ６がそれぞれ、第５及び第６ダイオードＤ５及びＤ６に逆並列にさらに接続される。
パワー半導体スイッチＴ１～Ｔ６は、駆動信号Ｇ１～Ｇ６によってスイッチオン状態又はスイッチオフ状態に移行するために制御されることができる。適切な制御によって、第１直流入力３に存在する電位ＤＣ＋、又は、第２直流入力４に存在する電位ＤＣ－、又は、中性端子５に存在する電位Ｎが、その後、ブリッジ出力６に選択的に印加されることができる。
図１０におけるブリッジ回路３１の例示的な実施形態では、パワー半導体スイッチＴ２及びＴ３が、例えば、電解効果トランジスタとして具現化され、例えば、ＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴとして具現化され、かつ、パワー半導体スイッチＴ１、Ｔ４、Ｔ５及びＴ６が、バイポーラトランジスタとして、例えば、シリコン技術のＩＧＢＴとして具現化される。パワー半導体技術の他の組み合わせも可能である。
本発明は、明示的に示される実施形態に制限されないが、多用途に修正されることがき、特に、当業者に示される又は知られた他の実施形態と組み合わせられることができる。
１ インバータ
２ ブリッジ回路
３ 直流入力
４ 直流入力
５ 中性端子
６ ブリッジ出力
７ ブリッジ出力
８ ブリッジ出力
９ 直流リンク回路
１０ 中心点
１１ 直流端子
１２ 直流端子
１３ チョーク
１４ チョーク
１５ チョーク
１６ ラインフィルタ
１７ 交流出力
１８ 交流出力
１９ 交流出力
２０ 相導体
２１ 相導体
２２ 相導体
２３ グリッド
２４ スターポイント
２５ コンデンサ
２６ コンデンサ
２７ コンデンサ
２８ 中性点
２９ 制御ユニット
３０ 相分岐
３１ ブリッジ回路
ＤＣ＋ 電位
ＤＣ－ 電位
Ｎ 電位
ＶＣ１＿ａｃ 電圧
ＩＬ１＿ａｃ 電流
Ｖ＿ＦＲＴ 電圧閾値
Ｉ＿ＦＲＴ＿１ 電流閾値
Ｉ＿ＦＲＴ＿２ 電流閾値
Ｉ＿ＨＷ 絶対電流制限
Ｓ１、Ｓ２、…、Ｓ２３ ステップ
ｔ１、ｔ２、…、ｔ１８ 時点
Ｔ１ パワー半導体スイッチ
Ｔ２ パワー半導体スイッチ
Ｔ３ パワー半導体スイッチ
Ｔ４ パワー半導体スイッチ
Ｔ５ パワー半導体スイッチ
Ｔ６ パワー半導体スイッチ
Ｄ１ ダイオード
Ｄ２ ダイオード
Ｄ３ ダイオード
Ｄ４ ダイオード
Ｄ５ ダイオード
Ｄ６ ダイオード
Ｇ１ 駆動信号
Ｇ２ 駆動信号
Ｇ３ 駆動信号
Ｇ４ 駆動信号
Ｇ５ 駆動信号
Ｇ６ 駆動信号

Claims (12)

  1. マルチレベルインバータ（１）の直流出力（１７、１８、１９）に過渡電圧変動が発生した場合の電流制限のための方法であって、前記マルチレベルインバータ（１）は、第１直流入力（３）、第２直流入力（４）、中性端子（５）及びブリッジ出力（６、７、８）を有するブリッジ回路（２、３１）と、前記ブリッジ出力（６、７、８）及び前記直流出力（１７、１８、１９）の間にチョーク（１３、１４、１５）が接続されたラインフィルタ（１６）と、前記直流出力（１７、１８、１９）及び前記中性端子（５）との間に接続されたコンデンサ（２５、２６、２７）と、を備え、前記マルチレベルインバータ（１）は、前記第１直流入力（３）に存在する電位（ＤＣ＋）又は前記第２直流入力（４）に存在する電位（ＤＣ－）又は前記中性端子（５）に存在する電位（Ｎ）を選択的に前記ブリッジ出力（６、７、８）に印加するように構成され、
    通常動作モードでの前記インバータ（１）の動作中、前記コンデンサ（２５、２６、２７）の電圧（ＶＣ１＿ａｃ）の大きさが電圧閾値（Ｖ＿ＦＲＴ）を上回る場合、前記チョーク（１３、１４、１５）を流れる電流（ＩＬ１＿ａｃ）の大きさが第１電流閾値（Ｉ＿ＦＲＴ＿１）を超える時、前記通常動作モードが中断され、かつ、前記チョーク（１３、１４、１５）を流れる前記電流（ＩＬ１＿ａｃ）の大きさが前記第１電流閾値（Ｉ＿ＦＲＴ＿１）以下である第２電流閾値（Ｉ＿ＦＲＴ＿２）を下回るまで、前記中性端子（５）に存在する前記電位（Ｎ）が前記ブリッジ出力（６、７、８）に印加され、
    通常動作モードでの前記インバータ（１）の動作中、前記コンデンサ（２５、２６、２７）の電圧（ＶＣ１＿ａｃ）の大きさが前記電圧閾値（Ｖ＿ＦＲＴ）以下である場合、前記チョーク（１３、１４、１５）を流れる電流（ＩＬ１＿ａｃ）の大きさが第１電流閾値（Ｉ＿ＦＲＴ＿１）を超える時、前記通常動作モードが中断され、かつ、前記直流入力（３、４）以外のそれぞれ他の前記直流入力（３、４）の前記電位（ＤＣ＋、ＤＣ－）であって、そこに存在する前記電位は、前記第１電流閾値（Ｉ＿ＦＲＴ＿１）が超えられる前に前記ブリッジ出力に最後に印加されたものである、前記電位が、前記チョーク（１３、１４、１５）を流れる前記電流（ＩＬ１＿ａｃ）の大きさが、前記第１電流閾値（Ｉ＿ＦＲＴ＿１）以下である前記第２電流閾値（Ｉ＿ＦＲＴ＿２）を下回るまで、前記ブリッジ出力（６、７、８）に印加される、方法。
  2. 前記通常動作モードは、前記チョーク（１３、１４、１５）を流れる前記電流（ＩＬ１＿ａｃ）の大きさが、前記第１電流閾値（Ｉ＿ＦＲＴ＿１）以下である前記第２電流閾値（Ｉ＿ＦＲＴ＿２）を下回った後に継続される、請求項１に記載の方法。
  3. 通常動作モードでの前記インバータ（１）の動作中、前記コンデンサ（２５、２６、２７）の前記電圧（ＶＣ１＿ａｃ）の大きさが前記電圧閾値（Ｖ＿ＦＲＴ）以下である場合、前記通常動作モードは、前記チョーク（１３、１４、１５）を流れる前記電流（ＩＬ１＿ａｃ）の大きさが前記第１電流閾値（Ｉ＿ＦＲＴ＿１）を超える時に中断され、
    前記通常動作モードが継続される前に、
    最初に、前記中性端子（５）に存在する前記電位（Ｎ）が前記ブリッジ出力（６、７、８）に印加され、
    その後、前記直流入力（３、４）以外のそれぞれ他の前記直流入力（３、４）に存在する前記電位（ＤＣ＋、ＤＣ－）であって、そこに存在する前記電位は、前記第１電流閾値（Ｉ＿ＦＲＴ＿１）が超えられる前に前記ブリッジ出力（６、７、８）に最後に印加されたものである、前記電位が、前記チョーク（１３、１４、１５）を流れる前記電流（ＩＬ１＿ａｃ）の大きさが、前記第１電流閾値（Ｉ＿ＦＲＴ＿１）以下である第２電流閾値（Ｉ＿ＦＲＴ＿２）を下回るまで、前記ブリッジ出力（６、７、８）に印加され、
    その後再び、前記中性端子（５）に存在する前記電位（Ｎ）が前記ブリッジ出力（６、７、８）に最初に印加される、請求項２に記載の方法。
  4. 通常動作モードでの前記インバータ（１）の動作中、前記コンデンサ（２５、２６、２７）の前記電圧（ＶＣ１＿ａｃ）の大きさが前記電圧閾値（Ｖ＿ＦＲＴ）以下である場合、前記チョーク（１３、１４、１５）を流れる前記電流（ＩＬ１＿ａｃ）の大きさが初めて前記第１電流閾値（Ｉ＿ＦＲＴ＿１）を超える時、前記通常動作モードが中断され、
    最初に、前記中性端子（５）に存在する前記電位（Ｎ）が前記ブリッジ出力（６、７、８）に印加され、
    その後、反復的に、
    前記直流入力（３、４）以外のそれぞれ他の前記直流入力（３、４）に存在する前記電位（ＤＣ＋、ＤＣ－）であって、そこに存在する前記電位は、前記第１電流閾値（Ｉ＿ＦＲＴ＿１）が初めて超えられる前に前記ブリッジ出力に最後に印加されたものである、前記電位が、前記チョーク（１３、１４、１５）を流れる前記電流（ＩＬ１＿ａｃ）の大きさが、前記第１電流閾値（Ｉ＿ＦＲＴ＿１）以下である前記第２電流閾値（Ｉ＿ＦＲＴ＿２）を下回るまで、前記ブリッジ出力（６、７、８）に印加され、かつ、その後、前記中性端子（５）の前記電位（Ｎ）が、前記チョークを流れる前記電流（ＩＬ１＿ａｃ）の大きさが前記第１電流閾値（Ｉ＿ＦＲＴ＿１）を再び超えるまで前記ブリッジ出力（６、７、８）に印加される、請求項１に記載の方法。
  5. 前記通常動作モードは、前記コンデンサ（２５、２６、２７）の前記電圧（ＶＣ１＿ａｃ）の大きさが前記電圧閾値（Ｖ＿ＦＲＴ）を上回る時に継続される、請求項４に記載の方法。
  6. 前記通常動作モードは、前記通常動作モードの中断から予め規定可能な時間が経過した場合に継続される、請求項４に記載の方法。
  7. 第１直流入力（３）、第２直流入力（４）、中性端子（５）及びブリッジ出力（６、７、８）を有するブリッジ回路（２、３１）と、前記ブリッジ出力（６、７、８）及び直流出力（１７、１８、１９）の間にチョーク（１３、１４、１５）が接続されたラインフィルタ（１６）と、前記直流出力（１７、１８、１９）及び前記中性端子（５）の間に接続されたコンデンサ（２５、２６、２７）と、制御ユニット（２９）と、を備えるマルチレベルインバータ（１）であって、前記制御ユニット（２９）は、請求項１～６のいずれか１項に記載の方法を実行するように構成される、マルチレベルインバータ（１）。
  8. 前記ブリッジ回路（３１）はダイオードクランプＮＰＣブリッジ回路である、請求項７に記載のマルチレベルインバータ（１）。
  9. 前記ブリッジ回路（３１）はＢＳＮＰＣブリッジ回路である、請求項７に記載のマルチレベルインバータ（１）。
  10. 前記ブリッジ回路（３１）はＡＮＰＣブリッジ回路である、請求項７に記載のマルチレベルインバータ（１）。
  11. 前記インバータ（１）は、少なくとも１つのブリッジ回路（３１）を備える単相インバータとして実装される、請求項７～１０のいずれか１項に記載のマルチレベルインバータ（１）。
  12. 前記インバータ（１）は、少なくとも３つのブリッジ回路（３１）を備える三相インバータとして実装される、請求項７～１０のいずれか１項に記載のマルチレベルインバータ（１）。
JP2021550173A 2019-02-28 2020-02-17 マルチレベルインバータの交流出力に過渡電圧変動が発生した場合の電流制限のための方法及びマルチレベルインバータ Active JP7421566B2 (ja)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102019105196.7A DE102019105196B4 (de) 2019-02-28 2019-02-28 Verfahren zur Strombegrenzung bei transienten Spannungsänderungen an einem Wechselstromausgang eines Multilevel-Wechselrichters und Multilevel-Wechselrichter
DE102019105196.7 2019-02-28
PCT/EP2020/054049 WO2020173732A1 (de) 2019-02-28 2020-02-17 Verfahren zur strombegrenzung bei transienten spannungsänderungen an einem wechselstromausgang eines multilevel-wechselrichters und multilevel-wechselrichter

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2022521802A true JP2022521802A (ja) 2022-04-12
JP7421566B2 JP7421566B2 (ja) 2024-01-24

Family

ID=69591657

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2021550173A Active JP7421566B2 (ja) 2019-02-28 2020-02-17 マルチレベルインバータの交流出力に過渡電圧変動が発生した場合の電流制限のための方法及びマルチレベルインバータ

Country Status (6)

Country Link
US (1) US11621650B2 (ja)
EP (1) EP3931953A1 (ja)
JP (1) JP7421566B2 (ja)
CN (1) CN113661643A (ja)
DE (1) DE102019105196B4 (ja)
WO (1) WO2020173732A1 (ja)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102020112723B4 (de) * 2020-05-11 2021-11-25 Sma Solar Technology Ag Wechselrichter mit drei Brückenzweigen und Verfahren zum Betreiben eines derartigen Wechselrichters

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8730691B2 (en) * 2011-05-11 2014-05-20 Eaton Corporation Power conversion apparatus and methods employing variable-level inverters
DE102011051548A1 (de) 2011-07-04 2013-01-10 Sma Solar Technology Ag Betriebsverfahren für einen Wechselrichter und netzfehlertoleranter Wechselrichter
US9225262B2 (en) * 2012-06-29 2015-12-29 Eaton Corporation Multi-level inverter apparatus and methods using variable overcurrent response
JP6586349B2 (ja) 2015-11-04 2019-10-02 株式会社日立製作所 電力変換装置および制御方法
WO2018033964A1 (ja) * 2016-08-16 2018-02-22 東芝三菱電機産業システム株式会社 系統連系インバータ装置及びその運転方法

Also Published As

Publication number Publication date
US11621650B2 (en) 2023-04-04
WO2020173732A1 (de) 2020-09-03
DE102019105196B4 (de) 2021-01-07
JP7421566B2 (ja) 2024-01-24
US20210384818A1 (en) 2021-12-09
EP3931953A1 (de) 2022-01-05
DE102019105196A1 (de) 2020-09-03
CN113661643A (zh) 2021-11-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6919061B2 (ja) 変換回路、制御方法、及び電源デバイス
US5710698A (en) Delta connected resonant snubber circuit
US5642273A (en) Resonant snubber inverter
JP2008061496A (ja) サイクロコンバータのためのｐｗｍ方法
JP6747569B1 (ja) 電力変換装置、制御方法、および制御プログラム
JP2006087257A (ja) マルチレベルコンバータ及びその制御方法
JP2011193589A (ja) 電力変換装置
US11901805B2 (en) Method for switching off power semiconductor switches in a bridge circuit, bridge circuit, and inverter comprising a bridge circuit
JP4943625B2 (ja) 能動的なクランピングスイッチを備える３レベル電力変換装置のための制御・調節方法、およびそのための装置
JP5362657B2 (ja) 電力変換装置
JPWO2002082627A1 (ja) 電力変換装置
JP2022521802A (ja) マルチレベルインバータの交流出力に過渡電圧変動が発生した場合の電流制限のための方法及びマルチレベルインバータ
US11165359B2 (en) Power conversion system configured to perform power conversion between direct current and three-phase alternating current
CN110299696B (zh) T型三电平变流器及其短路保护电路
JP6790853B2 (ja) 電力変換装置の制御方法
JP2006340410A (ja) 交流直接変換装置
US11855553B1 (en) Multi-level inverter with mixed device types
KR20200096719A (ko) 반도체 단락 회로 전도 손실을 감소시키기 위한 3-레벨 펄스 폭 변조 기술
JP4491718B2 (ja) ３レベルコンバータ
JPH07111784A (ja) 電力変換装置
JPH11113257A (ja) 交流双方向スイッチ形回路を用いた直列形電力系統補償装置
JP2014161148A (ja) マルチレベル電力変換回路の制御方式
CN110829802B (zh) 三电平半桥驱动电路及变流器
KR20210108369A (ko) 3-레벨 ANPC(Active Neutral-Point-Clamped) 하이브리드 컨버터
Stein et al. Analysis of a snubber for the T-type NPC converter

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20221021

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20231219

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20240112

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 7421566

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150