JP6586349B2 - 電力変換装置および制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置および制御方法に関する。

直流電力を交流電力に変換する電力変換装置は、多くのパワーエレクトロニクスの分野で使用されている。電力変換装置は、一般的に、直流配線から入力される直流電力を交流電力に変換して交流配線に出力するために、スイッチング素子で構成されたスイッチング回路を利用してインバータ動作を行っている。電力変換装置は、パルス信号によってスイッチング回路内のスイッチング素子をスイッチング動作させることでＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）動作による電力変換を行っている。なお多くの電力変換装置は、交流側に例えばフィルタリング等のためのリアクトル、又はトランスなどのインダクタンスを有する機器を接続して利用されることが多い。

電力変換装置のスイッチング回路は、２つの電位によるＰＷＭ動作（以下２レベル動作と略す）が可能な２レベルインバータ回路で構成されたものが主流である。この２レベル動作のスイッチング回路の特徴は回路構成が最も簡単なことである。

一方、３つの電位によるＰＷＭ動作（以下３レベル動作）が可能な３レベルインバータ回路もしばしば用いられる。３レベルインバータ回路の構成は２レベルインバータ回路の構成よりスイッチング素子が多く複雑になる反面、３レベル動作により高調波電流や、リプル電流をより小さくすることができるという利点がある。

図１４に、典型的な３レベルインバータ回路の一例を示す。スイッチング回路１０は、スイッチング素子ＳＷ１で構成された第１のアームと、スイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ３で構成された第２のアームと、スイッチング素子ＳＷ４で構成された第３のアームの３アームで構成されている。

スイッチング回路１０に接続される直流電圧源２は、直列接続された２つの直流電圧源９１、９２で構成されて、直流電圧Ｅｄｃを与えている。直列接続された２つの直流電圧源９１、９２で構成された直流電圧源２は、ノードｍを基準として、ノードｐに（＋Ｅｄｃ／２）、ノードｎに（−Ｅｄｃ／２）の３段階の電圧を用意している。そのうえで、ノードｍにスイッチング回路１０の第２のアームを接続し、ノードｐにスイッチング回路１０の第１のアームを接続し、ノードｎにスイッチング回路１０の第３のアームを接続している。

またスイッチング回路１０に接続される交流電力系統３側は、配線ＡＣ１がスイッチング回路１０の３組のアームの共通接続端子に接続され、配線ＡＣ２が直流電圧源２のノードｍに接続されている。なお配線ＡＣ１にはリアクトル１１が配置され、配線ＡＣ１と配線ＡＣ２の間にはフィルタコンデンサ１２が配置されている。

係る構成のスイッチング回路１０により、３レベルによるスイッチング動作を行うことで、リアクトル１１とフィルタコンデンサ１２の電流平滑化の効果によって、配線ＡＣ１と配線ＡＣ２には交流電圧と交流電流が発生し、変換した交流電力は交流電力系統３へ供給される。

しかしながら、スイッチング素子ＳＷを電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）で構成する場合、ノードｍと接続する第２のアームは逆導通を防止するためにスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ３を直列に接続する必要がある。スイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ３を経由して電流を流す場合は、他のアームのスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ４を経由する場合に比べて、おおよそ２倍の導通損失が発生する。導通損失は、流れる電流量の２乗に比例するため、電流が多い時ほど、スイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ３を経由して流れる電流による導通損失増加がより顕著となる。

この問題を解決するために、特許文献１では、電流が大きい場合には、ノードｐ、ｍ、ｎの３レベルの電圧を出力する３レベル動作から、ノードｐ、ｎの２レベルの電圧を出力する２レベル動作に切り替える方法を提案しており、２レベル動作に切り替えることによって、スイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ３をＯＦＦにして、スイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ３に電流を流さなくすることができる。している。それによって、電流が大きい場合のスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ３での損失を削減することができ、インバータでの電力変換効率を高めることができる。

特開２０１４−１０７９３１号公報

特許文献１によれば、スイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ３を経由して流れる電流による導通損失増加を抑制することには成功している。しかしながら、２レベル動作を行うと、フィルタリアクトル１１を通して出力される交流電流に含まれるリプル電流の振幅が大きくなってしまうという別の問題が発生する。リプル電流は放射ノイズや発熱などの原因であるため、多くの場合、設計上、一定量に制限する必要がある。２レベル動作に切り替えても３レベル動作だけで発生するリプル量と同等以下にするためには、フィルタリアクトル１１のインダクタンスを大きくすることが必要になり、それによって、リアクトルのサイズの大型化を招くことになる。

以上のことから本発明は、３レベル動作から２レベル動作に切り替えた場合でも、リプル電流の増加が抑制され、リアクトルの大型化を抑制あるいは大型化しなくてもよい電力変換装置および制御方法を提供するものである。

以上のことから本発明においては、「複数のスイッチング素子から構成され、その入力側に直流電圧源を接続し、出力側が交流電力系統に接続されたスイッチング回路と、該スイッチング回路を制御するための制御回路とを備え、直流電圧源の直流電力を交流電力系統の単相交流電力に変換する電力変換装置であって、スイッチング回路は、３つのアームで構成された３つのレベルの電圧を出力することができる３レベルインバータ回路で構成され、スイッチング素子は、トランジスタ素子とダイオード素子を逆並列に接続した片方向スイッチで構成され、３つのアームのうち少なくとも１つのアームは、スイッチング素子を逆方向に直列接続して構成した双方向スイッチで構成され、制御回路は、スイッチング回路に３レベル動作および２レベル動作を行わせるためのＰＷＭパルス発生回路を具備し、ＰＷＭパルス発生回路は、出力交流電圧を制御するための電圧指令値を参照して、ＯＮ／ＯＦＦを制御するゲートパルスを複数のトランジスタ素子に供給し、電圧指令値の絶対値が所定の電圧指令しきい値より大きく、かつ、スイッチング回路の出力側の交流出力電流の実効値が所定のしきい値より大きい場合には、スイッチング回路は２レベル動作を行い、それ以外の場合には、３レベル動作を行うことを特徴とする電力変換装置。」としたものである。

また本発明においては、「複数のスイッチング素子を備えたスイッチング回路により直流電圧源の直流電力を前記交流電力系統の単相交流電力に変換する電力変換方法であって、スイッチング回路は、直流電圧源の正、または負電位のいずれかを与える２レベル動作と、直流電圧源の正電位、負電位、中間電位のいずれかを与える３レベル動作の双方を実施可能であって、交流電力系統の交流出力電圧の絶対値が所定の電圧しきい値より大きく、かつ、交流出力電流の実効値が所定の電流しきい値より大きい場合には、２レベル動作を行い、それ以外の場合には、３レベル動作を行うことを特徴とする電力変換方法。」である。

本発明によれば、電力変換装置の損失を低減し、電力変換効率を向上することができる。また、リプル電流を抑制することでリアクトルなどの付随装置の大型化を抑制することができる。

本発明の実施例に係る電力変換装置の構成例を示す図。 ＰＷＭパルス発生器２２の回路構成例を示す図。 三角波発生回路３１が発生する三角波のうち＋１と−１の間で変化する三角波Ｔｒｉ２の波形を示した図。 三角波発生回路３１が発生する三角波のうち０と＋１、０と−１の間で変化する三角波Ｔｒｉ３ａ、Ｔｒｉ３ｂの波形を示した図。 本発明におけるＰＷＭパルス発生器２２の動作状態を示す図。 動作モード切替判定器２３の回路構成例を示す図。 動作モード切替判定器２３の判定ロジックを示す図。 ２レベル動作を行う時のＰＷＭパルス発生器２２内の各部信号波形を示す図。 ３レベル動作を行う時のＰＷＭパルス発生器２２内の各部信号波形を示す図。 交流電流の実効値Ｉｒｍｓがしきい値電圧Ｉｔｈよりも大きい場合の電圧指令値Ｕとスイッチング回路１０の出力電圧Ｖｘの一例を示した図。 一般的なリプル電流の波形の例を示した図。 （１）式および（２）式に基づいて描いた、電圧指令値Ｕ対するリプル電流振幅のグラフを示す図。 電圧指令しきい値Ｕｔｈに対する最大リプル電流振幅を表したグラフを示す図。 本発明の実施例を太陽光発電システムに適用した例を示した図。 本発明の実施例に用いた制御装置１５のもう一つの構成例を示した図。 従来の３レベルインバータの回路の一例を示した図。

以下本発明の実施例について図面を用いて詳細に説明する。

図１に本発明の実施例に係る電力変換装置の構成例を示す。

電力変換装置１は、大別するとスイッチング回路１０と、制御装置１５から構成されており、スイッチング回路１０の直流入力側に電源側コンデンサ１３、１４を介して直流電圧源２を接続する。またスイッチング回路１０の交流出力側に交流リアクトル１１、フィルタコンデンサ１２を介して交流電力系統３を接続している。係る構成により、電力変換器１は、電圧Ｅｄｃの直流電源２が発生する直流電力を入力して単相の交流電力に変換し、単相の交流電力系統３へ電力供給している。

電力変換装置１は、スイッチング回路１０内のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４がＰＷＭ制御されることによって、直流電力配線Ｐ、Ｎを通して入力される直流電力を交流電力に変換し、交流リアクトル１１、フィルタコンデンサ１２から交流電力配線ＡＣ１、ＡＣ２を通して出力する。

スイッチング回路１０は、基本的に図１４に示した従来における３レベルインバータ回路と同じ構成をしている。具体的には、スイッチング回路１０は、スイッチング素子ｓｗ１で構成された第１のアームと、スイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ３で構成された第２のアームと、スイッチング素子ＳＷ４で構成された第３のアームの３アームで構成されている。

なおスイッチング回路１０に接続される直流電圧Ｅｄｃの直流電圧源２は、直列接続された電源側コンデンサ１３、１４により分圧されて、スイッチング回路１０に接続されている。電源側コンデンサ１３、１４により、配線Ｍを基準として、配線Ｐに（＋Ｅｄｃ／２）、配線Ｎに（−Ｅｄｃ／２）の３段階の電圧を用意している。そのうえで、配線Ｍにスイッチング回路１０の第２のアームを接続し、配線Ｐにスイッチング回路１０の第１のアームを接続し、配線Ｎにスイッチング回路１０の第３のアームを接続している。

スイッチング回路１０のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４は、ワイドギャップ半導体であるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴとダイオードの逆並列接続回路によって構成されている。ダイオードにはＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ素子に内在しているＰＮ接合ダイオードを利用する場合と、ＳｉＣ−ＳＢＤ（ショットキーバリアダイオード）素子を別に用意する場合があるが、本発明はそのいずれであってもよい。

スイッチング素子ＳＷ１は配線Ｐと接続ノードＸ間、スイッチング素子ＳＷ４は配線Ｎと接続ノードＸ間に接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ２とＳＷ３は互いに逆方向に接続されて双方向スイッチ回路を構成し、その双方向スイッチ回路の両端はノードＭと接続ノードＸに接続されている。コンデンサ１３と１４は配線ＰとＮの直流電圧を平滑化するとともに、３レベル動作によって配線Ｐ−Ｍ間、配線Ｐ−Ｎ間の電圧をＥｄｃ／２となるように制御している。またノードＭは、配線ＡＣ２にも接続されている。

制御装置１５には各種センサの情報が入力されている。交流電力配線ＡＣ１には電流センサ１６が、フィルタコンデンサ１２の両端には電圧センサ１７が取り付けられており、それぞれセンサで測定した電流値ＩＡＣと電圧値ＶＡＣを制御装置１５へ取り込まれている。なお、図示していないが、その他にも各所の電圧、電流、および温度を観測する同様のセンサが複数取り付けられており、その情報は制御装置１５へ送られて、本明細書で主題としない各種制御や保護に用いられている。

このように、図１に示す本発明に係る電力変換装置は、複数のスイッチング素子から構成され、その入力側に直流電圧源を接続し、出力側にリアクトルを介して交流電力系統に接続されたスイッチング回路を備えることで直流電圧源の直流電力を交流電力系統の単相交流電力に変換している。

またスイッチング回路は、３つのアームで構成された３つのレベルの電圧を出力することができる３レベルインバータ回路で構成され、スイッチング素子は、トランジスタ素子とダイオード素子を逆並列に接続した片方向スイッチで構成され、３つのアームのうち少なくとも１つのアームは、スイッチング素子を逆方向に直列接続して構成した双方向スイッチで構成されている。

制御装置１５は、電圧指令発生器２１、ＰＷＭパルス発生器２２、動作モード切替判定器２３、電流実効値測定器２４、ゲートドライバ１８などを備えている。

このうち電圧指令発生器２１は、交流電力系統３への電力安定制御をスイッチング回路１０に行わせるために、適切な電圧指令値ＵをＰＷＭパルス発生器２２に供給する。また電流実効値測定器２４は交流電流ＩＡＣの値から電流の実効値（ＲＭＳ値）を計算し、電流実効値Ｉｒｍｓを出力する。なお電圧指令値Ｕは、図８を用いて後述するように、電力変換装置１が接続される交流電力系統３における交流電圧に相当する正弦波形のものとされている。

動作モード切替判定器２３は、電圧指令値Ｕと電流実効値Ｉｒｍｓを入力し、２レベル動作と、３レベル動作のモード切替信号ＭＯＤＥを出力する。動作モード切替判定器２３の回路構成例について図５を、また動作モード切替判定器２３の判定ロジックについて図６を参照して後述する。

ＰＷＭパルス発生器２２は、電圧指令発生器２１からの電圧指令値Ｕと、動作モード切替判定器２３からのモード切替信号ＭＯＤＥを入力し、キャリア周波数ｆｃを持ったパルス信号ＰＬＳ１、ＰＬＳ２、ＰＬＳ３、ＰＬＳ４を発生する。キャリア周波数ｆｃは交流電力系統３の基本周波数ｆ０より十分に高い周波数である。たとえば日本国内で基本周波数ｆ０は５０Ｈｚか６０Ｈｚであり、数１００Ｈｚ以上の電力変換装置のキャリア周波数ｆｃは基本周波数ｆ０より十分に高い。ＰＷＭパルス発生器２２の回路構成例について図２を、またＰＷＭパルス発生器２２の動作モードについて図４を参照して後述する。

ゲートドライバ１８は、パルス信号ＰＬＳ１、ＰＬＳ２、ＰＬＳ３、ＰＬＳ４を入力し、電流と電圧を増幅してスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４にそれぞれ供給することで、パルス信号ＰＬＳ１、ＰＬＳ２、ＰＬＳ３、ＰＬＳ４の論理値に従ってスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４のＯＮ／ＯＦＦを制御する。

図２にＰＷＭパルス発生器２２の回路構成例の図を示す。ＰＷＭパルス発生器２２は、三角波発生回路３１、セレクタ３２、３３、コンパレータ３４、３５、ＮＯＴゲート３６、３７、ＡＮＤゲート３８、３９から構成されている。

このうち三角波発生回路３１は、３種類の三角波信号Ｔｒｉ２、Ｔｒｉ３ａ、Ｔｒｉ３ｂを出力する。３種類の三角波信号Ｔｒｉ２、Ｔｒｉ３ａ、Ｔｒｉ３ｂのうち、三角波信号Ｔｒｉ２の波形を図３ａに示し、三角波信号Ｔｒｉ３ａ、Ｔｒｉ３ｂの波形を図３ｂに示している。図３ａ、図３ｂに示すように、３種類の三角波信号Ｔｒｉ２、Ｔｒｉ３ａ、Ｔｒｉ３ｂは、周波数ｆｃは同じであるが、大きさが相違する。三角波信号Ｔｒｉ２は＋１と−１の間で変化するが、三角波信号Ｔｒｉ３ａ、Ｔｒｉ３ｂの大きさは、三角波信号Ｔｒｉ２の１／２である。また三角波信号Ｔｒｉ３ａは＋１と０の間で変化するに対し、三角波信号Ｔｒｉ３ｂは０と−１の間で変化する。つまり、３つの波形は共に周期が１／ｆｃで位相が揃った三角波であり、Ｔｒｉ２はオフセット＝０、振幅＝２、Ｔｒｉ３ａはオフセット＝＋０．５、振幅＝１、Ｔｒｉ３ｂはオフセット−０．５、振幅＝１の三角波である。

セレクタ３２、３３は、動作モード切替判定器２３からのモード切替信号ＭＯＤＥによって三角波信号Ｔｒｉ２、Ｔｒｉ３ａ、Ｔｒｉ３ｂを選択し、２レベル動作を指示するＭＯＤＥ＝０のときは三角波信号Ｔｒｉ２を、３レベル動作を指示するＭＯＤＥ＝１のときはそれぞれ三角波信号Ｔｒｉ３ａとＴｒｉ３ｂを選択する。

なお、モード切替信号ＭＯＤＥは、図２のＡＮＤゲート３８、３９にも与えられている。２レベル動作を指示するＭＯＤＥ＝０のとき、ＡＮＤゲート３８、３９には論理レベル「０」の信号が与えられるために、パルス信号ＰＬＳ２、ＰＬＳ３の出力は連続して「０」となり、結果ＰＷＭパルス発生器２２からはパルス信号ＰＬＳ１、ＰＬＳ４のみが時間変化信号として与えられることになり、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ４による２レベル動作が行われる。同様に３レベル動作を指示するＭＯＤＥ＝１のとき、ＡＮＤゲート３８、３９には論理レベル「１」の信号が連続して与えられるために、ＡＮＤゲート３８、３９は他方の入力を出力する。この結果、ＰＷＭパルス発生器２２からはパルス信号ＰＬＳ１、ＰＬＳ２、ＰＬＳ３、ＰＬＳ４の全てが時間変化信号として与えられることになり、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４の全てを用いた３レベル動作が行われることになる。

コンパレータ３４、３５は入力された電圧指令値Ｕと、セレクタ３２、３３が選択した三角波信号Ｔｒｉ２、Ｔｒｉ３ａ、Ｔｒｉ３ｂを比較し、その大小の比較結果を論理値として出力する。コンパレータ３４、３５の出力はそれぞれパルス信号ＰＬＳ１、ＰＬＳ４となってスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ４に供給される。またコンパレータ３４と３５の出力をＮＯＴゲート３６、３７およびＡＮＤゲート３８、３９で演算した結果がパルス信号ＰＬＳ２およびＰＬＳ３となってスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ３に供給される。なお、コンパレータ３４、３５に入力される電圧指令値Ｕの値の範囲は−１から＋１の範囲の実数であり、Ｕ＝１のときは電圧値＝Ｅｄｃ／２に、Ｕ＝−１のときは電圧値＝−Ｅｄｃ／２に対応する。

図７ａは２レベル動作を行う時のＰＷＭパルス発生器２２内の各部信号波形を示す図であり、図７ｂは３レベル動作を行う時のＰＷＭパルス発生器２２内の各部信号波形を示す図である。

図７ａに示すように２レベル動作を行う時、＋１と−１の間で変化する三角波Ｔｒｉ２と、＋１と−１の間で変化する電圧指令値Ｕの大小比較の結果、パルス信号ＰＬＳ１は電圧指令値Ｕ≧三角波Ｔｒｉ２の期間にレベル「１」を与える。また他方パルス信号ＰＬＳ４は電圧指令値Ｕ≧三角波Ｔｒｉ２の期間にレベル「０」を与える。これらのパルス信号ＰＬＳ１とＰＬＳ４は、互いの反転信号であり、パルス信号ＰＬＳ２、ＰＬＳ３は、ＡＮＤゲート３８、３９で阻止されて連続「０」レベルとされている。

図７ｂに示すように３レベル動作を行う時、０＋１の間で変化する三角波Ｔｒｉ３ａ及び、０と−１の間で変化する三角波Ｔｒｉ３ｂと、＋１と−１の間で変化する電圧指令値Ｕの大小比較の結果、パルス信号ＰＬＳ１、ＰＬＳ４は電圧指令値Ｕ≧三角波Ｔｒｉ３ａまたは三角波Ｔｒｉ３ｂの期間にレベル「１」を与える。また他方パルス信号ＰＬＳ２、ＰＬＳ３は電圧指令値Ｕ≧三角波３ａまたは三角波Ｔｒｉ３ｂの期間にレベル「０」を与える。これらのパルス信号ＰＬＳ１とＰＬＳ２は、互いの反転信号であり、パルス信号ＰＬＳ２とＰＬＳ３は、互いの反転信号である。

パルス信号ＰＬＳ１、ＰＬＳ２、ＰＬＳ３、ＰＬＳ４は、ゲートドライバ１８で増幅されてスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４内のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧として供給される。それによってパルス信号ＰＬＳ１、ＰＬＳ２、ＰＬＳ３、ＰＬＳ４が０のときにはスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４内ＭＯＳＦＥＴがそれぞれＯＦＦし、反対にパルス信号ＰＬＳ１、ＰＬＳ２、ＰＬＳ３、ＰＬＳ４が１のときにはスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４内のＭＯＳＦＥＴがそれぞれＯＮするように関係づけられている。

図４に本発明におけるモード切替信号ＭＯＤＥと電圧指令値Ｕに対する、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのＯＮ／ＯＦＦ状態の関係表を示す。図４は図７ａ、図７ｂの関係を整理したものである。２レベル動作を指定するＭＯＤＥ＝０の場合、コンパレータ３４、３５は電圧指令値Ｕを三角波Ｔｒｉ２と比較する。比較結果、電圧指令値Ｕが三角波Ｔｒｉ２より大きくなったとき、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４のうちスイッチング素子ＳＷ１のみがＯＮとなる。この期間が、図７ａにおいてＴ１として示されている。比較結果、電圧指令値Ｕが三角波Ｔｒｉ２より小さくなったときスイッチング素子ＳＷ４のみがＯＮとなる。この期間が、図７ａにおいてＴ２として示されている。これにより、スイッチング回路１０はＭＯＤＥ＝０のときは電圧指令値Ｕに従った２レベル動作を行う。

一方、３レベル動作を指定するＭＯＤＥ＝１の場合、コンパレータ３４、３５は電圧指令値Ｕを三角波Ｔｒｉ３ａおよびＴｒｉ３ｂと比較する。比較結果、電圧指令値Ｕが三角波Ｔｒｉ３ａより大きくなったとき、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４のうちスイッチング素子ＳＷ１とスイッチング素子ＳＷ３がＯＮとなる。この期間が、図７ｂにおいてＴ３として示されている。比較結果、電圧指令値Ｕが三角波Ｔｒｉ３ｂより小さくなったときスイッチング素子ＳＷ２とスイッチング素子ＳＷ４がＯＮとなる。この期間が、図７ｂにおいてＴ４として示されている。また比較結果、電圧指令値Ｕが三角波Ｔｒｉ３ａより小さく、かつ電圧指令値Ｕが三角波Ｔｒｉ３ｂより大きくなったときスイッチング素子ＳＷ２とスイッチング素子ＳＷ３がＯＮとなる。この期間が、図７ｂにおいてＴ５として示されている。これにより、スイッチング回路１０はＭＯＤＥ＝１のときは電圧指令値Ｕに従った３レベル動作を行う。

図５に動作モード切替判定器２３の構成図を示す。動作モード切替判定器２３は絶対値回路４０、コンパレータ４１、４２、ＮＡＮＤゲート４３、ラッチ回路４４、４５で構成される。

このうちコンパレータ４１は、交流電流の実効値Ｉｒｍｓと電流しきい値Ｉｔｈを比較する。コンパレータ４１が出力する比較結果は、ラッチ回路４４にラッチされ、交流出力電流の基本波周期１／ｆ０ごとに更新される。一方、コンパレータ４２は、絶対値回路４０を通して絶対値に変換された電圧指令値Ｕの絶対値｜Ｕ｜を、電圧指令しきい値Ｕｔｈと比較する。コンパレータ４２が出力する比較結果は、ＮＡＮＤゲート４３で論理演算された後、ラッチ回路４５にラッチされ、キャリア周期１／ｆｃごとに更新される。

ラッチ回路４５の出力はモード切替信号ＭＯＤＥとなり、ＰＷＭパルス発生器２２に供給され、スイッチング回路１０の２レベル動作と３レベル動作を決定する。

図６に、交流電流の実効値Ｉｒｍｓと電圧指令値の絶対値｜Ｕ｜に対する、スイッチング回路１０の動作モードのマップを示す。交流電流の実効値Ｉｒｍｓが電流しきい値Ｉｔｈより大きい時、かつ、電圧指令値の絶対値｜Ｕ｜がしきい値Ｕｔｈより大きい時には、ＭＯＤＥ＝０となり、スイッチング回路１０は２レベルインバータ動作を行う。それ以外ではＭＯＤＥ＝１となり、スイッチング回路１０は３レベルインバータ動作を行う。

図８に、交流電流の実効値Ｉｒｍｓがしきい値電圧Ｉｔｈよりも大きい場合の電圧指令値Ｕとスイッチング回路１０の出力電圧Ｖｘの一例を示す。図８において、時刻ｔ０からｔ５までの時間は、交流電力系統３の交流電圧に対応する電圧指令値Ｕの１周期分の時間（＝１／ｆ０）を表している。

時刻ｔ０において、電圧指令値Ｕは０であり、その後電圧指令値Ｕは上昇し、Ｕ＜Ｕｔｈまではスイッチング回路１０は３レベル動作を行う。時刻ｔ１を過ぎてＵ＞Ｕｔｈとなると、スイッチング回路１０は２レベル動作に切り替わる。その後電圧指令値Ｕがピークを過ぎて減少し、時刻ｔ２を過ぎてＵ＜Ｕｔｈとなるとスイッチング回路は３レベル動作に切り替わる。その後電圧指令値Ｕは減少して負の値となり、時刻Ｕ＜−Ｕｔｈとなると、スイッチング回路１０は再び２レベル動作に切り替わる。その後電圧指令値Ｕがボトムを過ぎて上昇し、時刻ｔ４を過ぎてＵ＞−Ｕｔｈとなるとスイッチング回路１０は３レベル動作に切り替わる。この波形から明らかなように本発明の電力変換装置における制御回路により制御された交流出力電圧は、その基本周期の間に、２レベル動作と３レベル動作が少なくとも４回切り替わる、
上記した本発明の電力変換装置における制御回路は、スイッチング回路に３レベル動作および２レベル動作を行わせるためのＰＷＭパルス発生回路を具備しており、このＰＷＭパルス発生回路は、出力交流電圧を制御するための電圧指令値を参照して、ＯＮ／ＯＦＦを制御するゲートパルスを複数のトランジスタ素子に供給し、電圧指令値の絶対値が所定の電圧指令しきい値より大きく、かつ、スイッチング回路の出力側の交流出力電流の実効値が所定のしきい値より大きい場合には、スイッチング回路は２レベル動作を行い、それ以外の場合には、３レベル動作を行うように制御されている。

図９に一般的なリプル電流の波形の例を示す。上の波形は２レベルインバータ動作時の出力電圧Ｖｘの例であり、下の波形はそのときの交流電流ＩＡＣの電流波形である。交流電流ＩＡＣは、ＰＷＭ動作によって制御される平均電流Ｉａｖｅと、振幅Ｉ＿ｒｉｐｐｌｅ（ｐ−ｐ値）を持ったリプル電流の和で表わすことができる。

２レベル動作のとき、リプル電流の振幅Ｉ＿ｒｉｐｐｌｅは、（１）式に示したＩ＿ｒｉｐｐｌｅ２で表わすことができる。ここで、Ｅｄｃは直流電圧（＝配線Ｐ−Ｎ間の電圧）、ｆｃはキャリア周波数、Ｌはリアクトル１１のインダクタンス、Ｕは電圧指令値（−１≦Ｕ≦＋１）である。

一方、３レベル動作のとき、リプル電流の振幅Ｉ＿ｒｉｐｐｌｅは、（２）式に示したＩ＿ｒｉｐｐｌｅ３で表わすことができる。

図１０に（１）式および（２）式に基づいて描いた、電圧指令値Ｕに対するリプル電流振幅のグラフを示す。２レベル動作時のリプル電流はＩ＿ｒｉｐｐｌｅ２、３レベル動作時のリプル電流はＩ＿ｒｉｐｐｌｅ３である。２レベル動作時のリプル電流振幅Ｉ＿ｒｉｐｐｌｅ２はＵ＝０で最大、３レベル動作時のリプル電流振幅Ｉ＿ｒｉｐｐｌｅ３はＵ＝±０．５で最大となる。また２レベル動作時のリプル電流振幅Ｉ＿ｒｉｐｐｌｅ２の最大値は、３レベル時のリプル電流振幅Ｉ＿ｒｉｐｐｌｅ３の最大値の２倍となる。

ここで、本発明の電力変換装置は、電圧指令しきい値Ｕｔｈにおいて、２レベル動作と３レベル動作が切り替わる。本発明の電力変換装置は電圧指令値ＵがＵ＜−ＵｔｈあるいはＵ＞＋Ｕｔｈの範囲においては２レベル動作となり、そのときのリプル電流振幅はＩ＿ｒｉｐｐｌｅ２となる。一方で、本発明の電力変換装置は電圧指令値Ｕが−Ｕｔｈ＜Ｕ＜＋Ｕｔｈの範囲においては３レベル動作となり、そのときのリプル電流振幅はＩ＿ｒｉｐｐｌｅ３となる。このため本発明に係る２レベル動作と３レベル動作を切替運用する電力変換装置においては、図１０の電圧指令値の大きさの範囲内において、図示一点鎖線の曲線Ｌに示すリプル電流を生じることになる。

また図１０の電圧指令しきい値Ｕｔｈにおいて、２レベル動作と３レベル動作が切り替わる場合、電圧指令しきい値Ｕｔｈに対する最大リプル電流振幅は、図１１のグラフの関係になる。Ｕｔｈ＝０は常時２レベル動作、Ｕｔｈ＝１は常時３レベル動作に該当する。Ｕｔｈ＝０のときの最大リプル電流振幅はＵｔｈ＝１のときのリプル電流の２倍であるが、Ｕｔｈを増加させることにより、徐々に減少し、Ｕｔｈ＝１／√２（≒０．７）において、最大リプル電流振幅はＵｔｈ＝１のときと同じになり、１／√２（≒０．７）＜Ｕｔｈ＜１の範囲においてＵｔｈは一定となる。

したがって、電圧指令しきい値Ｕｔｈを１／√２＜Ｕｔｈ＜１の範囲に設定した場合、最大リプル電流振幅は３レベルインバータの最大リプル電流振幅と同じになるため、リアクトル１１のインダクタンス値Ｌを変える必要がなく、同じサイズのリアクトルを使用することができる。特に、電圧指令しきい値Ｕｔｈを１／√２（≒０．７）とした場合、最も２レベル動作の時間割合を大きくできるので、損失低減にも効果的である。このように、所定の電圧指令しきい値Ｕｔｈは０．７程度であることが望ましい。

また、電圧指令しきい値Ｕｔｈを０＜Ｕｔｈ＜１／√２の範囲に設定した場合においても、必要となるインダクタンス値Ｌは２倍より少ない値となるため、必要となるリアクトルのサイズを抑制することができる。

図１２に本発明の実施例に係る電力変換装置を太陽光発電システムに適用した例を示す。直流配線Ｐ、Ｎを太陽電池モジュールアレイ５２に接続することで、直流電力が電力変換装置１に供給される。また、交流配線ＡＣ１、ＡＣ２を昇圧トランス５４に接続して、電力変換装置１の出力電力を高電圧な交流電力に変換して交流電力系統５３に供給する。

スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４にはワイドギャップ半導体であるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴと、ＳｉＣ−ＳＢＤを用いているため、太陽光モジュールアレイが発生する１ｋＶ近い高電圧を入力することができ、さらに、スイッチング素子のスイッチング損失を小さくすることができる。

図１３に、本発明の実施例に用いた制御装置１５のもう一つの構成例を示す。図１３の制御装置１５は、電圧指令発生器２１、ＰＷＭパルス発生器２２、動作モード切替判定器２３、電流実効値測定器２４、電圧正規化回路６５を備えている。図１の制御装置１５の構成とは、電圧正規化回路６５を備えている点でのみ相違する。

まず電圧指令発生器２１は、交流電力系統３への電力安定制御をスイッチング回路１０に行わせるために、適切な電圧指令値ＵをＰＷＭパルス発生器２２に供給する。

電流実効値測定器２４は電流測定値ＩＡＣの値から電流のＲＭＳ値を計算し、電流実効値Ｉｒｍｓを出力する。

電圧正規化回路６５は、電圧測定値ＶＡＣの値を直流電圧Ｖｄｃで除算することで正規化し、正規化された電圧値Ｕ´を動作モード切替判定器に供給する。正規化された電圧値Ｕ´はＶＡＣ＝（１／２）Ｖｄｃのときに＋１、ＶＡＣ＝（−１／２）Ｖｄｃのときに−１となる。なお、ＶＡＣ＝０．３５・Ｖｄｃのときに、Ｕ´は０．７となる。

動作モード切替判定器２３は、電圧測定値ＶＡＣと電流実効値Ｉｒｍｓを入力し、２レベル動作と、３レベル動作のモード切替信号ＭＯＤＥを出力する。

ＰＷＭパルス発生器は、電圧指令値Ｕと、モード切替信号ＭＯＤＥを入力し、キャリア周波数ｆｃを持ったパルス信号ＰＬＳ１、ＰＬＳ２、ＰＬＳ３、ＰＬＳ４を発生する。

一般的に交流出力の電圧値は、電圧指令値に近い値であるために、電圧指令Ｕの代わりとして出力電圧の測定値ＶＡＣを利用することができる。

ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４：スイッチング素子
Ｐ、Ｎ：直流配線
ＡＣ１、ＡＣ２：交流配線
ＩＡＣ：交流電流測定値
ＶＡＣ：交流電圧測定値
Ｅｄｃ：直流電源電圧
１：電力変換装置
２：直流電源
３：交流電力系統
１０：スイッチング回路
１１：リアクトル
１２：フィルタコンデンサ
１３、１４：コンデンサ
１５：制御装置
２１：電圧指令発生器
２２：ＰＷＭパルス発生器
２３：動作モード切替判定器
２４：電流実効値測定器
３１：三角波発生回路
３２、３３：セレクタ
３４、３５：コンパレータ
３６、３７：ＮＯＴゲート
３８、３９：ＡＮＤゲート
４０：絶対値回路
４１、４２：コンパレータ
４３：ＮＡＮＤゲート
４４、４５：ラッチ回路
５１：電力変換装置
５２：太陽電池モジュールアレイ
５３：交流電力系統
５４：昇圧トランス
６５：電圧正規化回路
９１、９２：直流電圧源

Claims (7)

1. 複数のスイッチング素子から構成され、その入力側に直流電圧源を接続し、出力側が交流電力系統に接続されたスイッチング回路と、該スイッチング回路を制御するための制御回路とを備え、前記直流電圧源の直流電力を前記交流電力系統の単相交流電力に変換する電力変換装置であって、
   前記スイッチング回路は、３つのアームで構成された３つのレベルの電圧を出力することができる３レベルインバータ回路で構成され、前記スイッチング素子は、トランジスタ素子とダイオード素子を逆並列に接続した片方向スイッチで構成され、前記３つのアームのうち少なくとも１つのアームは、スイッチング素子を逆方向に直列接続して構成した双方向スイッチで構成され、
   前記制御回路は、前記スイッチング回路に３レベル動作および２レベル動作を行わせるためのＰＷＭパルス発生回路を具備し、
   前記ＰＷＭパルス発生回路は、出力交流電圧を制御するための電圧指令値を参照して、ＯＮ／ＯＦＦを制御するゲートパルスを前記複数のトランジスタ素子に供給し、前記電圧指令値の絶対値が所定の電圧指令しきい値より大きく、かつ、前記スイッチング回路の出力側の交流出力電流の実効値が所定のしきい値より大きい場合には、前記スイッチング回路は２レベル動作を行い、それ以外の場合には、３レベル動作を行うことを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１の電力変換装置であって、前記所定の電圧指令しきい値は０．７程度であることを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１の電力変換装置であって、交流出力電圧の基本周期の間に、前記２レベル動作と３レベル動作が少なくとも４回切り替わることを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１の電力変換装置であって、前記スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴで作成されていることを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項１の電力変換装置であって、前記スイッチング素子はワイドギャップ半導体で形成されていることを特徴とする電力変換器。
6. 複数のスイッチング素子から構成され、その入力側に直流電圧源を接続し、出力側が交流電力系統に接続されたスイッチング回路を備え、前記直流電圧源の直流電力を前記交流電力系統の単相交流電力に変換する電力変換装置であって、
   前記スイッチング回路は、一端を共通端子に接続し、他端を前記直流電圧源の正電位端子に接続する第１のスイッチング素子と、一端を前記共通端子に接続し、他端を前記直流電圧源の負電位端子に接続する第２のスイッチング素子と、一端を前記共通端子に接続し、他端を前記直流電圧源の中間電位端子に接続するとともに、互いに逆方向に直列接続された第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子で構成され、前記共通端子と前記直流電圧源の中間電位端子が単相の前記交流電力系統の交流端子とされており、
   前記第１、第２、第３、第４のスイッチング素子は、ダイオードを逆並列に接続しており、
   前記交流電力系統の交流出力電圧の絶対値が所定の電圧しきい値より大きく、かつ、交流出力電流の実効値が所定の電流しきい値より大きい場合には、前記スイッチング回路の前記第２と第３のスイッチング素子を非導通として前記第１と第４のスイッチング素子を導通制御する２レベル動作を行い、それ以外の場合には、前記第１、第２、第３、第４のスイッチング素子を導通制御する３レベル動作を行うことを特徴とする電力変換装置。
7. 複数のスイッチング素子を備えたスイッチング回路により直流電圧源の直流電力を交流電力系統の単相交流電力に変換する電力変換装置の制御方法であって、
   前記スイッチング回路は、前記直流電圧源の正、または負電位のいずれかを与える２レベル動作と、前記直流電圧源の正電位、負電位、中間電位のいずれかを与える３レベル動作の双方を実施可能であって、
   前記交流電力系統の交流出力電圧の絶対値が所定の電圧しきい値より大きく、かつ、交流出力電流の実効値が所定の電流しきい値より大きい場合には、前記２レベル動作を行い、それ以外の場合には、前記３レベル動作を行うことを特徴とする電力変換装置の制御方法。

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