JP4918534B2 - 統合アンテナ - Google Patents

Description

本発明は、それぞれ動作する周波数帯が異なる複数のアンテナを備える統合アンテナに関するものである。

近年の車両にはラジオ、テレビ、電話、ＧＰＳ（Global Positioning System）、ＶＩＣＳ（Vehicle Information and Communication ）、ＥＴＣ（Electronic Toll Collection）といったシステムに使用する多種多様なアンテナが搭載されている。車両に搭載するアンテナの個数が増加するにつれて、一般に車両の美観は損なわれると共に、取り付けるための作業時間も増大するようになる。そこで、車両のインダッシュパネル、トランク、スポイラーやドアミラーといった部分へアンテナを内蔵させることが進められている。また、それぞれ動作する周波数帯が異なる複数のアンテナを一つに統合した統合アンテナを用いることも行われている。
特開２００７−１５８９５７号公報 特開２００６−３３６９８号公報

従来の統合アンテナの構成例を図３４に示す。図３４に示す統合アンテナ２００は、ＧＰＳアンテナ２１０とＥＴＣアンテナ２１１とを統合した統合アンテナとされている。統合アンテナ２００は、一面のほぼ全面にグランドが形成されている絶縁性の基板２１４の上面にＧＰＳアンテナ２１０が配置され、このＧＰＳアンテナ２１０に並んでＥＴＣアンテナ２１１が配置されている。ＧＰＳアンテナ２１０はパッチアンテナとされ、矩形のセラミック材等からなる誘電体基板２１０ａを有し、誘電体基板２１０ａの表面に対角に摂動素子が形成されている方形パッチ２１０ｂが形成されている。また、ＥＴＣアンテナ２１１もパッチアンテナとされ、矩形のセラミック材等からなる誘電体基板２１１ａを有し、誘電体基板２１１ａの表面に対角に摂動素子が形成されている方形パッチ２１１ｂが形成されている。

統合アンテナでは、電話用のアンテナも統合することが望まれており、電話用アンテナを統合する場合は、ＧＰＳアンテナ２１０およびＥＴＣアンテナ２１１が搭載されている基板２１４上に電話用アンテナも配置される。このため、基板２１４の面積が大きくなってしまう。近年の車両においてはＩＴＳ（Intelligent Transport Systems）関連機器やエアバッグ等の安全装置が充実されており、これらの機器を内蔵していることからアンテナを内蔵するスペースの確保が困難になりつつある。このため、小さな占有スペースしか必要としない小型の統合アンテナが望まれている。従来の電話用アンテナも統合した統合アンテナを小型化するには、統合するＧＰＳアンテナ２１０およびＥＴＣアンテナ２１１を近づけて配置すると共に、電話用アンテナをＧＰＳアンテナ２１０およびＥＴＣアンテナ２１１に近づけて配置する必要がある。すると、他のアンテナの影響を受けやすくなって、適切な指向性やアイソレーションを得ることができないという問題点があった。
そこで、本発明は複数のアンテナを統合した小型の統合アンテナとしても個々のアンテナにおいて良好な電気的特性が得られる統合アンテナを提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明の統合アンテナは、一面にグランドが形成されている絶縁性の回路基板と、前記回路基板上に配置された第１の周波数帯で動作する第１のパッチアンテナと、該第１のパッチアンテナに一部が重なると共に、前記回路基板上に傾斜して前記第１のパッチアンテナの上方に配置された前記第１の周波数帯より高い第２の周波数帯で動作する第２のパッチアンテナと、前記第１のパッチアンテナおよび前記第２のパッチアンテナの周囲であって、前記回路基板の外周に沿って折曲されて配置されている前記第１の周波数帯より低い第３の周波数帯で動作する第１の逆Ｆ型アンテナと、前記第１のパッチアンテナおよび前記第２のパッチアンテナの周囲であって、前記回路基板の外周に沿って折曲されて配置されている前記第１の周波数帯より高く前記第２の周波数帯より低い第４の周波数帯で動作する第２の逆Ｆ型アンテナと、前記回路基板上に設けられ、前記第１のパッチアンテナの出力と、前記第１の逆Ｆ型アンテナの出力と、前記第２の逆Ｆ型アンテナの出力とを混合して出力する混合回路とを備え、前記第１のパッチアンテナ、前記第２のパッチアンテナ、前記第１の逆Ｆ型アンテナ、前記第２の逆Ｆ型アンテナは、前記グランドが形成されている前記回路基板の一面に配置されており、前記混合回路が前記回路基板の他面に設けられていることを最も主要な特徴としている。

本発明の統合アンテナでは、第１のパッチアンテナに一部が重なると共に、回路基板上に傾斜して第１のパッチアンテナの上方に第２のパッチアンテナが配置されることから、小型の統合アンテナとすることができる。また、一部が重なるように配置しても第１のパッチアンテナと第２のパッチアンテナとのアイソレーションが劣化しないことを見出した。さらに、第１のパッチアンテナの指向特性は第２のアンテナの影響をほぼ受けることがなく、傾斜して配置される第２のパッチアンテナの指向特性は鉛直方向から傾斜することから、例えばＥＴＣアンテナに必要な指向特性とすることができる。

本発明にかかる第１実施例の統合アンテナの構成を示す斜視図を図１に示す。
図１に示す第１実施例の統合アンテナ１００は、ＧＰＳアンテナ１０とＥＴＣアンテナ１１とを統合した小型の統合アンテナとされている。統合アンテナ１００は、一面のほぼ全面にグランドが形成されている絶縁性の回路基板１４のほぼ中央にＧＰＳアンテナ１０が配置され、このＧＰＳアンテナ１０の上に一部が重なるようにＥＴＣアンテナ１１が、回路基板１４に対して傾斜して配置されている。ＧＰＳアンテナ１０はパッチアンテナとされ、矩形のセラミック材等からなる誘電体基板１０ａを有し、誘電体基板１０ａの表面に対角に摂動素子が形成されている矩形の方形パッチ１０ｂが形成されている。ＧＰＳアンテナ１０の受信の動作周波数帯は１５７５．４２ＭＨｚ±１．０２３ＭＨｚとされ、受信偏波は右旋円偏波とされている。また、ＥＴＣアンテナ１１もパッチアンテナとされ、矩形のセラミック材等からなる誘電体基板１１ａを有し、誘電体基板１１ａの表面に対角に摂動素子が形成されている矩形の方形パッチ１１ｂが形成されている。ＥＴＣアンテナ１１の送受信の動作周波数帯は５８２０ＭＨｚ±２５ＭＨｚとされ、偏波は右旋円偏波とされている。ＧＰＳアンテナ１０とＥＴＣアンテナ１１との鉛直方向の最小間隔は約２ｍｍとされ、上面から見た際にＥＴＣアンテナ１１における面積の約２０％が、ＧＰＳアンテナ１０と重なっている。このようにしても、後述するようにＧＰＳアンテナ１０の利得や軸比の電気的特性は劣化しないと共に、ＧＰＳアンテナ１０の指向特性もほとんど変化しない。また、ＥＴＣアンテナ１１は回路基板１４に対して約１５°傾斜しており、統合アンテナ１００を車両のダッシュボード等に設置した際に、ＥＴＣゲートに設置されているＥＴＣアンテナ間との通信を効率よく行うことができる。

次に、本発明にかかる第２実施例の統合アンテナの構成を示す斜視図を図２に示し、第２実施例の統合アンテナの構成を示す側面図を図３に示す。
これらの図に示すように第２実施例の統合アンテナ１は、ＧＰＳアンテナ１０とＥＴＣアンテナ１１、および、８００ＭＨｚ帯の第１電話用アンテナ１２と２ＧＨｚ帯用の第２電話用アンテナ１３とを統合した小型の統合アンテナとされている。第１電話用アンテナ１２が動作する８００ＭＨｚ帯の送信帯域は８３０〜８４０ＭＨｚ、受信帯域は８７５ＭＨｚ〜８８５ＭＨｚとされている。また、第２電話用アンテナ１３が動作する２ＧＨｚ帯の送信帯域は１９４０〜１９６０ＭＨｚ、受信帯域は２１３０ＭＨｚ〜２１５０ＭＨｚとされている。統合アンテナ１は、一面にグランドが形成されている絶縁性の回路基板１４のほぼ中央にＧＰＳアンテナ１０が配置され、このＧＰＳアンテナ１０の上に一部が重なるようにＥＴＣアンテナ１１が、回路基板１４に対して傾斜して配置されている。また、ＧＰＳアンテナ１０とＥＴＣアンテナ１１を囲むようにそれらの周囲に、第１電話用アンテナ１２および第２電話用アンテナ１３とが回路基板１４の外周に沿って折曲されて配置されている。ＧＰＳアンテナ１０およびＥＴＣアンテナ１１はパッチアンテナとされ、第１実施例のＧＰＳアンテナ１０およびＥＴＣアンテナ１１と同一の構成とされている。

また、第１電話用アンテナ１２は逆Ｆ型アンテナで構成されており、携帯電話における８００ＭＨｚ帯用のアンテナとされ、回路基板１４の外周に沿って設けられている。この第１電話用アンテナ１２は、回路基板１４の角に沿って屈曲された金属製とされた平板状の放射板１２ａと、放射板１２ａの一端から回路基板１４側へほぼ直角に折曲されて構成され、端縁が回路基板１４の表面のほぼ全面に形成されているグランドに電気的に接続されている平板状の短絡板１２ｃと、短絡板１２ｃの若干手前の所定位置の放射板１２ａの側縁から回路基板１４側へほぼ直角に折曲されて構成され、端縁が回路基板１４に設けられた給電点に電気的に接続されている平板状の給電板１２ｂとから構成されている。さらに、第２電話用アンテナ１３も逆Ｆ型アンテナで構成されており、携帯電話における２ＧＨｚ帯用のアンテナとされ、回路基板１４の側端部に沿って設けられている。この第２電話用アンテナ１３は、回路基板１４の角に沿って屈曲された金属製とされた平板状の放射板１３ａと、放射板１３ａの一端から回路基板１４側へほぼ直角に折曲されて構成され、端縁が回路基板１４に形成されているグランドに電気的に接続されている平板状の短絡板１３ｃと、短絡板１３ｃの手前であって放射板１３ａにおける所定位置の側縁から回路基板１４側へほぼ直角に折曲されて構成され、端縁が回路基板１４に設けられた給電点に電気的に接続されている平板状の給電板１３ｂとから構成されている。

回路基板１４の裏面には、図示されていないがＧＰＳアンテナ１０の受信信号と、第１電話用アンテナ１２の受信信号と、第２電話用アンテナ１３の受信信号を混合して出力する混合回路が設けられている。この混合回路は、８００ＭＨｚ帯の携帯電話機および２ＧＨｚ帯用の携帯電話機から送信された送信信号を第１電話用アンテナ１２と第２電話用アンテナ１３とに振り分けて送信させる機能も奏している。回路基板１４は、金属製の方形とされたベースプレート１５に若干の間隙を持って取り付けられている。ＥＴＣアンテナ１１の回路基板１４に対する傾斜角度αは、例えば約１５°とされており、傾斜されているＥＴＣアンテナ１１の下端とＧＰＳアンテナ１０の上面との間隔Ｇは、例えば約２ｍｍとされている。
本発明にかかる第２実施例の統合アンテナ１においては、ＧＰＳアンテナ１０にＥＴＣアンテナ１１の一部を重ねて配置すると共に、第１電話用アンテナ１２の放射板１２ａと第２電話用アンテナ１３の放射板１３ａを屈曲することにより、小型化された統合アンテナ１としている。

ここで、ＥＴＣアンテナ１１がＧＰＳアンテナ１０に与える影響を検証するために、傾斜されているＥＴＣアンテナ１１の下端とＧＰＳアンテナ１０の上面との間隔Ｇ（図２参照）をパラメータとしたＧＰＳアンテナ１０のゲインと軸比（ＡＲ）との特性を図４に示す。図４に示すグラフにおいて、横軸は間隔Ｇ〔ｍｍ〕とされ、縦軸の左側の目盛りはＺ軸（天頂）方向（θ=０°）におけるゲイン〔ｄＢｉｃ〕とされ、縦軸の右側の目盛りはＺ軸（天頂）方向（θ=０°）における軸比（ＡＲ）〔ｄＢ〕とされている。図４を参照すると、間隔Ｇを０ｍｍから１０ｍｍまで変化させてもゲインは約５〔ｄＢｉｃ〕をほぼ維持しており、軸比も０〜１〔ｄＢ〕内でわずか変化するだけであり、間隔Ｇを小さくしてもＧＰＳアンテナ１０にＥＴＣアンテナ１１はほぼ影響を与えないことが分かる。なお、図４のもっとも右側にＥＴＣアンテナ１１を省略した場合を示しており、この場合のゲインと軸比の値からも、ＥＴＣアンテナ１１がＧＰＳアンテナ１０にほとんど影響を与えていないことが分かる。

次に、ＥＴＣアンテナ１１がＧＰＳアンテナ１０に与える影響を検証するために、ＥＴＣアンテナ１１の傾斜角度αをパラメータとしたＧＰＳアンテナ１０のゲインと軸比（ＡＲ）との特性を図５に示す。図５に示すグラフにおいて、横軸は傾斜角度α〔ｄｅｇ〕とされ、縦軸の左側の目盛りはＺ軸（天頂）方向（θ=０°）におけるゲイン〔ｄＢｉｃ〕とされ、縦軸の右側の目盛りはＺ軸（天頂）方向（θ=０°）における軸比（ＡＲ）〔ｄＢ〕とされている。図５を参照すると、傾斜角度αを０°から６０°まで変化させてもゲインは約５〔ｄＢｉｃ〕をほぼ維持しており、軸比も０〜１〔ｄＢ〕内でわずか変化するだけであり、傾斜角度αを変えてもＧＰＳアンテナ１０にＥＴＣアンテナ１１はほぼ影響を与えないことが分かる。このことから、傾斜角度αはＥＴＣアンテナ１１に要望される指向特性を得ることのできる傾斜角度αとすることができる。

図６は、図２および図３に示す本発明にかかる第２実施例の統合アンテナ１の構成を示す上面図であり、図６にはＧＰＳアンテナ１０とＥＴＣアンテナ１１との重なりが面積Ｓ〔％〕で示されている。そこで、ＥＴＣアンテナ１１がＧＰＳアンテナ１０に与える影響を検証するために、重なりの面積ＳをパラメータとしたＧＰＳアンテナ１０のゲインと軸比（ＡＲ）との特性を図７に示す。図７に示すグラフにおいて、横軸は重なりの面積Ｓ〔％〕とされ、縦軸の左側の目盛りはＺ軸（天頂）方向（θ=０°）におけるゲイン〔ｄＢｉｃ〕とされ、縦軸の右側の目盛りはＺ軸（天頂）方向（θ=０°）における軸比（ＡＲ）〔ｄＢ〕とされている。図７を参照すると、面積Ｓ〔％〕を０％から１００％まで変化させてもゲインは約５〔ｄＢｉｃ〕をほぼ維持しており、軸比も０〜１〔ｄＢ〕内でわずか変化するだけであり、重なりの面積Ｓ〔％〕を小さくしてもＧＰＳアンテナ１０にＥＴＣアンテナ１１はほぼ影響を与えないことが分かる。

また、本発明にかかる第２実施例の統合アンテナ１においてＥＴＣアンテナ１１を省略した場合のＧＰＳアンテナ１０のＸ−Ｚ面の指向特性を図８に示し、この場合におけるＹ−Ｚ面の指向特性を図９に示す。この場合のＸ軸、Ｙ軸、Ｚ軸は図２および図３に示す方向とされている。図８および図９を参照すると、ＧＰＳアンテナ１０は天頂方向（Ｚ軸）に最大放射が得られており、その最大ゲインは約６ｄＢないし約７ｄＢとされている。
そして、図２および図３に示すようにＥＴＣアンテナ１１を備える本発明にかかる第２実施例の統合アンテナ１においてＧＰＳアンテナ１０のＸ−Ｚ面の指向特性を図１０に示し、この場合におけるＹ−Ｚ面の指向特性を図１１に示す。図１０および図１１を参照すると、ＧＰＳアンテナ１０はほぼ天頂方向（Ｚ軸）に最大放射が得られており、その最大ゲインは約６ｄＢないし７ｄＢが得られている。図１０および図１１に示す指向特性を図８および図９に示す指向特性と対比すると、ＧＰＳアンテナ１０の斜め上方にＥＴＣアンテナ１１を配置するようにしても、ＧＰＳアンテナ１０で要求される天頂方向で最大放射の指向特性を実現することができる。これはＧＰＳアンテナ１０からＥＴＣアンテナ１１への電流の誘起が極めて少ないためと考えられる。

次に、本発明にかかる第２実施例の統合アンテナ１の変形例の構成を示す斜視図を図１２に示す。図１２に示す第２実施例の変形例の統合アンテナ２では、第２電話用アンテナ２３の回路基板１４上の向きが逆になるように配置されており、他の構成は統合アンテナ１と同様とされている。すなわち、図２および図３に示す統合アンテナ１における第２電話用アンテナ１３では、短絡板１３ｃおよび給電板１３ｂはＥＴＣアンテナ１１の配置位置と逆方向側に配置されているのに対して、変形例の統合アンテナ２においては、短絡板２３ｃおよび給電板２３ｂはＥＴＣアンテナ１１の配置位置と同方向側に配置されている。このため、第２電話用アンテナ２３における給電点とＧＰＳアンテナ１０における給電点とが、統合アンテナ１の場合より近づく構成とされている。そこで、統合アンテナ１における第２電話用アンテナ１３とＧＰＳアンテナ１０とのアイソレーションの周波数特性と、変形例の統合アンテナ２における第２電話用アンテナ２３とＧＰＳアンテナ１０とのアイソレーションの周波数特性とを対比して図１３に示す。図１３において横軸は７００ＭＨｚないし２３００ＭＨｚの周波数軸とされ、縦軸はアイソレーション量〔ｄＢ〕とされており、変形例の統合アンテナ２のアイソレーション特性が破線のＡで示され、統合アンテナ１のアイソレーション特性が実線のＢで示されている。図１３を参照すると、電流が強く発生する給電点を統合アンテナ１のように互いに離す構造とすることにより、７００ＭＨｚないし２３００ＭＨｚの周波数帯域のほぼ全体にわたりアイソレーションが改善されており、アイソレーション量を最大で約３ｄＢ改善できることがわかる。このことから、第２実施例の統合アンテナ１においては、第２電話用アンテナ１３における給電点とＧＰＳアンテナ１０における給電点とを互いに離す構造としているのである。なお、用途によっては変形例の統合アンテナ２の構造としてもよい。

次に、本発明にかかる第２実施例の統合アンテナ１における回路基板１４の裏面に設ける混合回路３の構成を示すブロック図を図１４に示す。図１４に示す混合回路３は、３つの入力端子ＩＮ１，ＩＮ２，ＩＮ３と１つの出力端子ＯＵＴとを備えている。入力端子ＩＮ１には第１電話用アンテナ１２が接続されており、入力端子ＩＮ２にはＧＰＳアンテナ１０が接続されており、入力端子ＩＮ３には第２電話用アンテナ１３が接続されている。また、出力端子ＯＵＴからは３つの入力端子ＩＮ１，ＩＮ２，ＩＮ３に入力された異なる周波数帯域の３つの受信信号が混合されて出力される。さらに、出力端子ＯＵＴから入力された８００ＭＨｚ帯の携帯電話機および２ＧＨｚ帯の携帯電話機からの送信信号は、それぞれ周波数帯域別に振り分けられて入力端子ＩＮ１および入力端子ＩＮ３からそれぞれ出力される。

入力端子ＩＮ１と出力端子ＯＵＴ間には、ＧＰＳの周波数帯をカットするＧＰＳカットフィルタ３１および電話における２ＧＨｚ帯をカットする電話(２ＧＨｚ)カットフィルタ３２が直列に接続されていると共に、入力端子ＩＮ１とＧＰＳカットフィルタ３１との間にＧＰＳの周波数帯で共振するオープンスタブ３７が接続されている。入力端子ＩＮ２と出力端子ＯＵＴ間には、８００ＭＨｚ帯の携帯電話の周波数帯をカットする電話（８００ＭＨｚ）カットフィルタ３３および２ＧＨｚ帯の携帯電話の周波数帯をカットする電話(２ＧＨｚ)カットフィルタ３４が直列に接続されている。入力端子ＩＮ３と出力端子ＯＵＴ間には、８００ＭＨｚ帯の携帯電話の周波数帯をカットする電話（８００ＭＨｚ）カットフィルタ３５およびＧＰＳの周波数帯をカットするＧＰＳカットフィルタ３６が直列に接続されていると共に、入力端子ＩＮ３とＧＰＳカットフィルタ３１との間にＧＰＳの周波数帯の約半分の周波数で共振するショートスタブ３８が接続されている。

ＧＰＳカットフィルタ３１ないしＧＰＳカットフィルタ３６は、それぞれインダクタとコンデンサの並列共振回路からなるＬＣ共振回路により構成されており、カットしたい周波数帯を出力端子ＯＵＴ側からみてハイインピーダンスにすることで、各入力端子間のアイソレーションを確保している。一例としてＧＰＳカットフィルタ３１のみの構成を図１５に示すが、このＧＰＳカットフィルタ３１はインダクタ３１ａとコンデンサ３１ｂとが並列接続された並列共振回路とされ、その共振周波数はＧＰＳの周波数帯の中心周波数とされている。しかし、ＧＰＳの周波数帯や２ＧＨｚ帯の携帯電話の周波数帯のように高周波になると、インダクタやコンデンサの部品の定数のばらつきや、プリントパターン上に部品を実装する位置のばらつきにより並列共振回路の共振周波数がずれるようになって、アイソレーションの低下や、通過させる周波数帯域の通過特性が悪化してしまう。これを防止する手段の一つとして、オープンスタブ３７およびショートスタブ３８が設けられている。

オープンスタブ３７を備えるＧＰＳカットフィルタ３１の構成を図１６に示す。オープンスタブ３７は、ＧＰＳの周波数帯の中心周波数の波長の約１／４波長の長さとされており、上記中心周波数に共振する。オープンスタブ３７の作用を説明するために、図１５に示すオープンスタブ３７を備えないＧＰＳカットフィルタ３１の場合の入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴ間の通過損の周波数特性を図１７に示し、図１６に示すオープンスタブ３７を備えるＧＰＳカットフィルタ３１の場合の入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴ間の通過損の周波数特性を図１８に示す。この場合、インダクタ３１ａは約２．７ｎＨ、コンデンサ３１ｂは約３ｐＦとされ、コンデンサ３１ｂの定数が０．２ｐＦ変動して３．２ｐＦになったものとしている。図１７に示す通過損の周波数特性を参照すると、コンデンサ３１ｂが３ｐＦとなっている時はａで示す実線の特性のようにＧＰＳの周波数帯において約−２５．４ｄＢの通過損が得られているが、コンデンサ３１ｂが変動して３．２ｐＦになると、ｂで示す破線の特性のようにＧＰＳの周波数帯において約−１２．８ｄＢの通過損しか得られないことになる。しかし、オープンスタブ３７を備えるようにすると図１８に示す通過損の周波数特性のように、コンデンサ３１ｂが３ｐＦとなっている時はｃで示す実線の特性のようにＧＰＳの周波数帯において約−５４．２ｄＢの大きな通過損が得られており、コンデンサ３１ｂが変動して３．２ｐＦになっても、ｄで示す破線の特性のようにＧＰＳの周波数帯において約−４１．４ｄＢの改善された通過損が得られるようになる。このように、オープンスタブ３７を備えさせることにより、混合回路３における通過損を改善できると共に、各カットフィルタを構成する部品の定数のバラツキがあっても通過損を改善することができ、カットしたい周波数帯を確実にカットできるようになる。

ところで、ＧＰＳの周波数帯と携帯電話の２ＧＨｚ帯とのように、通過させる帯域とカットする帯域との周波数が近くされて約４００ＭＨｚしか離れていない場合は、オープンスタブを使用するとカットする帯域が広くなって通過させる帯域も減衰してしまうようになる。そこで、通過させる帯域とカットする帯域との周波数差が小さい場合は、オープンスタブの代わりに、ショートスタブを使うようにする。ショートスタブでは、カットしたい周波数の約半分の周波数の波長の１／４波長の長さとすることで、カットしたい周波数帯を減衰させるようにする。ショートスタブ３８を備えるＧＰＳカットフィルタ３５の構成を図１９に示す。ショートスタブ３８は、ＧＰＳの周波数帯の中心周波数の約半分の波長の約１／４波長の長さとされており、ＧＰＳにおける中心周波数の約半分の周波数に共振する。

ショートスタブ３８の作用を説明するために、図１６に示すオープンスタブ３７を備えるＧＰＳカットフィルタ３１の通過損の周波数特性と、図１９に示すショートスタブ３８を備えるＧＰＳカットフィルタ３５の通過損の周波数特性とを対比して図２０に、対比した表を図２１に示す。図２０および図２１を参照すると、ＧＰＳにおける中心周波数（１．５７５４ＧＨｚ）において、オープンスタブ３７を備える場合は約−４５．７ｄＢの通過損が得られるのに対して、ショートスタブ３８を備える場合は約−３７．３ｄＢと通過損が約８．４ｄＢ少なくなるが十分な通過損が得られている。また、通過させる携帯電話の２ＧＨｚ帯における下限の周波数（１．９４ＧＨｚ）において、オープンスタブ３７を備える場合は通過損が約−２．４ｄＢとなるのに対して、ショートスタブ３８を備える場合は約−１．８ｄＢと通過損を約０．６ｄＢ改善することができる。しかし、通過させる携帯電話の２ＧＨｚ帯における上限の周波数（２．１５ＧＨｚ）においては、オープンスタブ３７を備える場合は通過損が約−０．９４ｄＢとなるのに対して、ショートスタブ３８を備える場合は約−１．２ｄＢと通過損が約０．２６ｄＢ劣化するが、良好な通過損は得られている。
なお、オープンスタブのパターン幅を小さくすれば急峻な特性となって、カットする帯域を狭めることができることが知られている。すると、ＧＰＳの周波数帯と携帯電話の２ＧＨｚ帯とのように、通過させる帯域とカットする帯域との周波数が約４００ＭＨｚしか離れていない場合にも適用できるが、この場合のパターン幅は約０．０６ｍｍが必要となってしまい、実際には作製することが困難な細さのパターン幅にしなければならない。ここで、図２０および図２１に示す通過損の周波数特性においては、オープンスタブ３７およびショートスタブ３８のパターンのパターン幅は約０．３ｍｍと容易に作成できるパターン幅とされている。

次に、混合回路３においてプリントパターン上に部品を実装する位置のばらつきにより並列共振回路の共振周波数がずれることを防止する構成を図２２に示す。図２２には、図１４に示す混合回路３における一つのカットフィルタを構成する共振回路パターン４０が示されており、パターン４１とパターン４２にまたがるようにインダクタ（Ｌ）４３とコンデンサ（Ｃ）４４とがハンダ付けされて並列共振回路が構成されている。パターン４１およびパターン４２におけるインダクタ４３とコンデンサ４４とが接続される部位のパターンは縦方向に長く形成されて長さＬｐとされている。この長さＬｐを長くしていくと共に、長さＬｐに対応してコンデンサ４４の定数を小さくしてくことにより、部品を実装する位置にばらつきがあっても並列共振回路の共振周波数のずれを抑制できることを見出した。

これを説明するために、図２２に示す構成の並列共振回路において長さＬｐを約２ｍｍとした場合の通過損の周波数特性を図２３に、長さＬｐを約３ｍｍとした場合の通過損の周波数特性を図２４に、長さＬｐを約４ｍｍとした場合の通過損の周波数特性を図２５に示し、これらの通過損の周波数特性を表にして図２６に示す。なお、長さＬｐを約２ｍｍとした場合のコンデンサ４４の定数は約２．９ｐＦ、長さＬｐを約３ｍｍとした場合のコンデンサ４４の定数は約１．６ｐＦ、長さＬｐを約４ｍｍとした場合のコンデンサ４４の定数は約１．１ｐＦとされて、並列共振回路の共振周波数は約２．１ＧＨｚに設定されている。
これらの図表を参照すると、長さＬｐを約２ｍｍとした場合に、共振周波数とされる中心周波数２．１ＧＨｚにおける通過損は約−２６．０ｄＢが得られている。そして、インダクタ４３とコンデンサ４４との実装位置がばらついて約０．１ｍｍ離れた（+０．１ｍｍ）場合は中心周波数が約２．０２ＧＨｚに低下し、２．１ＧＨｚにおける通過損は−１２．０ｄＢに劣化する。また、実装位置が約０．１ｍｍ近づいた（−０．１ｍｍ）場合は中心周波数が約２．１９ＧＨｚに上昇し、２．１ＧＨｚにおける通過損は−１１．６ｄＢに低下する。このように、長さＬｐを約２ｍｍとした場合は、インダクタ４３とコンデンサ４４との実装位置が約±０．１ｍｍばらつくと、共振周波数が約９０ＭＨｚずれると共に、通過損が約１４ｄＢ劣化することになる。

また、長さＬｐを約３ｍｍとした場合に、共振周波数とされる中心周波数２．１ＧＨｚにおける通過損は約−２７．９ｄＢが得られている。そして、インダクタ４３とコンデンサ４４との実装位置が約０．１ｍｍ離れた（+０．１ｍｍ）場合は中心周波数が約２．０５ＧＨｚに低下し、２．１ＧＨｚにおける通過損は−１７．６ｄＢに劣化する。また、実装位置が約０．１ｍｍ近づいた（−０．１ｍｍ）場合は中心周波数が約２．１５ＧＨｚに上昇し、２．１ＧＨｚにおける通過損は−１７．０ｄＢに低下する。このように、長さＬｐを約３ｍｍとした場合は、インダクタ４３とコンデンサ４４との実装位置が約±０．１ｍｍばらつくと、共振周波数のずれが約５０ＭＨｚに改善されると共に、通過損の劣化が約１０Ｂに改善されることになる。

さらに、長さＬｐを約４ｍｍとした場合に、共振周波数とされる中心周波数２．１ＧＨｚにおける通過損は約−２９．３ｄＢが得られている。そして、インダクタ４３とコンデンサ４４との実装位置が約０．１ｍｍ離れた（+０．１ｍｍ）場合は中心周波数が約２．０７ＧＨｚに低下し、２．１ＧＨｚにおける通過損は−２１．４ｄＢに劣化する。また、実装位置が約０．１ｍｍ近づいた（−０．１ｍｍ）場合は中心周波数が約２．１３ＧＨｚに上昇し、２．１ＧＨｚにおける通過損は−２０．７ｄＢに低下する。このように、長さＬｐを約４ｍｍとした場合は、インダクタ４３とコンデンサ４４との実装位置が約±０．１ｍｍばらつくと、共振周波数のずれが約３０ＭＨｚに改善されると共に、通過損の劣化が約８ｄＢに改善されることになる。
このことから、長さＬｐは約３ｍｍ以上に設定するのが好適とされる。

ところで、不平衡伝送姿態の同軸線路に平衡伝送姿態のアンテナを直接接続すれば同軸線路の外被導体の外側に漏れ電流が発生すると共に、アンテナが平衡励振されずに、各々本来の正当な動作が阻害されることが知られている。また、グランド面積が使用周波数の波長に比して狭小な場合は、給電系の同軸ケーブルの外被導体の外側に不要な漏洩電流が発生することも知られている。
ここで、逆Ｆ型アンテナに同軸ケーブルから給電する構成例を図２７に示す。図２７において、基板５２の一面にはグランドが形成されており、基板５２上に設けられた逆Ｆ型アンテナ５０は、平板状の放射板５０ａと、放射板５０ａの一端を折曲して形成された短絡板５０ｃと、放射板５０ａの一端部に設けられた給電ピン５０ｂから構成されている。そして、同軸ケーブル５１の中心導体が給電ピン５０ｂの下端に接続されて給電され、同軸ケーブル５１の外被導体は基板５２に形成されているグランドに接続されて、同軸ケーブル５１により逆Ｆ型アンテナ５０は給電されている。

また、逆Ｆ型アンテナに同軸ケーブルから給電する他の構成例を図２８に示す。図２８において、基板５２の一面にはグランドが形成されており、基板５２上に設けられた逆Ｆ型アンテナ５０は、平板状の放射板５０ａと、放射板５０ａの一端を折曲して形成された短絡板５０ｃと、放射板５０ａの一端部に設けられた給電ピン５０ｂから構成されている。そして、給電ピン５０ｂの下端は基板５２上に形成されたストリップ線路５３の一端に接続されて給電され、このストリップ線路５３の他端に同軸ケーブル５１の中心導体が接続されて、その外被導体が基板５２に形成されているグランドに接続されることにより、逆Ｆ型アンテナ５０は同軸ケーブル５１およびストリップ線路５３から給電されるようになる。

図２７および図２８に示す給電構造において、図２９に側面図で示す給電構造のように基板５２の面積が十分大きく、基板５２上に形成されているグランドの大きさが逆Ｆ型アンテナ５０の使用周波数の波長に対して充分な面積を有している場合は、逆Ｆ型アンテナ５０は不平衡型励振のアンテナとして振る舞い、同軸ケーブル５１の外被導体の外側に不要な漏洩電流が発生することはない。しかし、図３０に側面図で示す給電構造のように統合アンテナを小型とするために基板５２の面積が小さくされ、基板５２上に形成されているグランドの大きさが逆Ｆ型アンテナ５０の使用周波数の波長に対して充分な面積を有していない場合や、アンテナ入力端で充分にインピーダンス整合されていない場合には、逆Ｆ型アンテナ５０であっても平衡型励振のアンテナに姿態は漸近する。これにより、図２９に示すように同軸ケーブル５１と直接接続、あるいは、図３０に示すように基板５２上に形成されたストリップ線路５３を介して給電した場合、不平衡線路と平衡型励振のアンテナが接続されることから伝送姿態が乱され、同軸ケーブル５１の外被導体の外側に不要な漏洩電流が発生し、逆Ｆ型アンテナ５０の放射特性、インピーダンス特性に甚大な影響を及ぼすようになる。

本発明の第２実施例の統合アンテナ１においては、使用周波数の最も低域である８００ＭＨｚ帯とされる第１電話用アンテナ１２において、統合アンテナ２における回路基板１４上に形成されたグランド面積が狭小となることから、同軸ケーブルへの漏洩電流が発生しやすい構造とされている。そこで、図３１に本発明の第２実施例の統合アンテナ１における第１電話用アンテナ１２の給電構造を側面図で示す。図３１に示す給電構造においては、図１４に示す混合回路３が回路基板１４の裏面に設けられており、この混合回路３は、第１電話用アンテナ１２と同軸ケーブル１９との間に設けられており、混合回路３の入力端子が給電板１２ｂの下端に接続されて給電する給電点１２ｄとされている。この混合回路３では、第１電話用アンテナ１２の例えば５０Ωのインピーダンスと、同軸ケーブル１９の５０Ωの特性インピーダンスとのインピーダンス整合も行われている。そして、図１４に示すように並列共振回路からなるカットフィルタ３１〜３６により、第１電話用アンテナ１２とＧＰＳアンテナ１０および第２電話用アンテナ１３から受信された信号が合成され、かつ入力端子へ他の信号が混入しない様にアイソレーション特性が調整されている。これにより、回路基板１４に形成されたグランド面積が第１電話用アンテナ１２の使用周波数に対して狭小とされていても同軸ケーブル１９への漏洩電流を低減することができる。

次に、本発明にかかる第３実施例の統合アンテナの構成を示す斜視図を図３２に、他の方向から見た斜視図を図３３に示す。
これらの図に示す本発明の第３実施例の統合アンテナ４は、カバー１７を備えており、下面が開口している箱状の樹脂製とされたカバー１７が、ベースプレート１５に取り付けられる。この場合、ベースプレート１５の四隅には挿通孔１５ａが形成された凸部がそれぞれ形成されており、回路基板１４上に設けられているＧＰＳアンテナ１０，ＥＴＣアンテナ１１，第１電話用アンテナ１２および第２電話用アンテナ１３を内部に収納するようにカバー１７を被せる。そして、挿通孔１５ａに下からネジを挿通してカバー１７の四隅の内側に形成されているねじ穴に螺合させる。これによりカバー１７に収納された統合アンテナ４とすることができる。

回路基板１４上には樹脂製とされた断面がほぼロ字状とされた取付部材１６が固着されている。この取付部材１６はＥＴＣアンテナ１１，第１電話用アンテナ１２および第２電話用アンテナ１３を回路基板１４上に取り付けるためのものであり、この取付部材１６には、ＥＴＣアンテナ１１，第１電話用アンテナ１２および第２電話用アンテナ１３が取り付けられる部位に先端が爪状に形成された係合片１６ａが複数対形成されている。また、取付部材１６には位置決め用の径の細い丸棒状の位置決め片１６ｂが取り付けられるアンテナごとに形成されている。ＥＴＣアンテナ１１，第１電話用アンテナ１２および第２電話用アンテナ１３には、位置決め片１６ｂが形成されている位置に対応して円形の穴が形成されており、この穴に位置決め片１６ｂを嵌合すると共に、対とされている係合片１６ａが両側の縁部に係合されるようにセットすることにより、取付部材１６に各アンテナ１１，１２，１３を固着することができるようになる。ＥＴＣアンテナ１１，第１電話用アンテナ１２および第２電話用アンテナ１３の配置位置は、第２実施例の統合アンテナ１と同様とされる。回路基板１４からは、ＥＴＣアンテナ１１に接続されている第１ケーブル１８と、回路基板１４の裏面に設けられた混合回路３の出力端子に接続されている第２ケーブル１９’とが引き出されて、それぞれベースプレート１５に形成されている止め具１５ｂをカシメることにより固定されている。混合回路３では、ＧＰＳアンテナ１０と、第１電話用アンテナ１２および第２電話用アンテナ１３の信号が混合されて、第２ケーブル１９’から出力され、ＥＴＣアンテナ１１の信号は第１ケーブル１８から出力されるようになる。カバー１７の一側面の下部には突出部１７ａが形成されており、第１ケーブル１８および第２ケーブル１９’の２本の同軸ケーブルは突出部１７ａとベースプレート１５により形成される開口から外部へ引き出されるようになる。

以上説明した本発明にかかる統合アンテナにおいては、ＧＰＳアンテナ、ＥＴＣアンテナおよび電話用の複数のアンテナを統合するようにしたが、本発明はこれに限るものではなく他の周波数帯を使用するアンテナを統合するようにしてもよい。
また、本発明にかかる統合アンテナにおいては、統合アンテナの小型化により従来の大きさでは取り付けが困難であった場所にも取り付けることが可能となり、車両に取り付けるには好適な統合アンテナとすることができる。

本発明にかかる第１実施例の統合アンテナの構成を示す斜視図である。 本発明にかかる第２実施例の統合アンテナの構成を示す斜視図である。 本発明にかかる第２実施例の統合アンテナの構成を示す側面図である。 本発明にかかる第２実施例の統合アンテナにおけるＥＴＣアンテナとＧＰＳアンテナとの間隔をパラメータとしたＧＰＳアンテナのゲインと軸比との特性を示す図である。 本発明にかかる第２実施例の統合アンテナにおけるＥＴＣアンテナの傾斜角度をパラメータとしたＧＰＳアンテナのゲインと軸比との特性を示す図である。 本発明にかかる第２実施例の統合アンテナの構成を示す上面図である。 本発明にかかる第２実施例の統合アンテナにおけるＥＴＣアンテナとＧＰＳアンテナとの重なりの面積をパラメータとしたＧＰＳアンテナのゲインと軸比との特性を示す図である。 本発明にかかる第２実施例の統合アンテナにおいてＥＴＣアンテナを省略した場合のＧＰＳアンテナのＸ−Ｚ面の指向特性を示す図である。 本発明にかかる第２実施例の統合アンテナにおいてＥＴＣアンテナを省略した場合のＧＰＳアンテナのＹ−Ｚ面の指向特性を示す図である。 本発明にかかる第２実施例の統合アンテナにおけるＧＰＳアンテナのＸ−Ｚ面の指向特性を示す図である。 本発明にかかる第２実施例の統合アンテナにおけるＧＰＳアンテナのＹ−Ｚ面の指向特性を示す図である。 本発明にかかる第２実施例の統合アンテナの変形例の構成を示す斜視図である。 本発明にかかる第２実施例とその変形例の統合アンテナにおける第２電話用アンテナとＧＰＳアンテナとのアイソレーションの周波数特性を対比して示す図である。 本発明にかかる第２実施例の統合アンテナにおける混合回路の構成を示すブロック図である。 本発明にかかる第２実施例の統合アンテナにおける混合回路の一部の回路の構成を示すブロック図である。 本発明にかかる第２実施例の統合アンテナにおける混合回路の一部の回路にオープンスタブを設けた構成を示すブロック図である。 本発明にかかる第２実施例の統合アンテナにおける混合回路の一部の回路にオープンスタブを備えない場合の通過損の周波数特性を示す図である。 本発明にかかる第２実施例の統合アンテナにおける混合回路の一部の回路にオープンスタブを備えた場合の通過損の周波数特性を示す図である。 本発明にかかる第２実施例の統合アンテナにおける混合回路の一部の回路にショートスタブを設けた構成を示すブロック図である。 本発明にかかる第２実施例の統合アンテナにおける混合回路の一部の回路にオープンスタブを設けた場合と、ショートスタブを設けた場合との通過損の周波数特性とを対比して示す図である。 本発明にかかる第２実施例の統合アンテナにおける混合回路の一部の回路にオープンスタブを設けた場合と、ショートスタブを設けた場合との通過損の周波数特性とを対比した表である。 本発明にかかる第２実施例の統合アンテナにおける混合回路における共振回路パターンの構成を示す図である。 本発明にかかる第２実施例の統合アンテナの混合回路における共振回路パターンにおいて、長さＬｐを約２ｍｍとした場合の通過損の周波数特性を示す図である。 本発明にかかる第２実施例の統合アンテナの混合回路における共振回路パターンにおいて、長さＬｐを約３ｍｍとした場合の通過損の周波数特性を示す図である。 本発明にかかる第２実施例の統合アンテナの混合回路における共振回路パターンにおいて、長さＬｐを約４ｍｍとした場合の通過損の周波数特性を示す図である。 本発明にかかる第２実施例の統合アンテナの混合回路における共振回路パターンにおいて、長さＬｐを約２〜４ｍｍとした場合の通過損の表を示す図である。 逆Ｆ型アンテナに同軸ケーブルから給電する構成例を示す図である。 逆Ｆ型アンテナに同軸ケーブルから給電する構成例を他の構成例を示す図である。 逆Ｆ型アンテナに同軸ケーブルから給電する構成例において、グランドの面積が十分な場合の構成を示す側面図である。 逆Ｆ型アンテナに同軸ケーブルから給電する構成例において、グランドの面積が小さい場合の構成を示す側面図である。 本発明の第２実施例の統合アンテナにおける第１電話用アンテナの給電構造を示す側面図である。 本発明にかかる第３実施例の統合アンテナの構成を示す斜視図である。 本発明にかかる第３実施例の統合アンテナの構成を示す他の方向から見た斜視図である。 従来の統合アンテナの構成例を示す図である。

符号の説明

１ 統合アンテナ、２ 統合アンテナ、３ 混合回路、４ 統合アンテナ、１０ ＧＰＳアンテナ、１０ａ 誘電体基板、１０ｂ 方形パッチ、 １１ ＥＴＣアンテナ、１１ａ 誘電体基板、１１ｂ 方形パッチ、１２ 第１電話用アンテナ、１２ａ 放射板、１２ｂ 給電板、１２ｃ 短絡板、１２ｄ 給電点、１３ 第２電話用アンテナ、１３ａ 放射板、１３ｂ 給電板、１３ｃ 短絡板、１４ 回路基板、１５ ベースプレート、１５ａ 挿通孔、１５ｂ 止め具、１６ 取付部材、１６ａ 係合片、１６ｂ 位置決め片、１７ カバー、１７ａ 突出部、１８ 第１ケーブル、１９ 同軸ケーブル、１９’ 第２ケーブル、２３ 電話用アンテナ、２３ｂ 給電板、２３ｃ 短絡板、３１〜３６ カットフィルタ、３１ａ インダクタ、３１ｂ コンデンサ、３７ オープンスタブ、３８ ショートスタブ、４０ 共振回路パターン、４１ パターン、４２ パターン、４３ インダクタ、４４ コンデンサ、５０ 逆Ｆ型アンテナ、５０ａ 放射板、５０ｂ 給電ピン、５０ｃ 短絡板、５１ 同軸ケーブル、５２ 基板、５３ ストリップ線路、１００ 統合アンテナ、２００ 統合アンテナ、２１０ ＧＰＳアンテナ、２１０ａ 誘電体基板、２１０ｂ 方形パッチ、２１１ ＥＴＣアンテナ、２１１ａ 誘電体基板、２１１ｂ 方形パッチ、２１４ 基板

Claims (5)

1. 一面にグランドが形成されている絶縁性の回路基板と、
   前記回路基板上に配置された第１の周波数帯で動作する第１のパッチアンテナと、
   該第１のパッチアンテナに一部が重なると共に、前記回路基板上に傾斜して前記第１のパッチアンテナの上方に配置された前記第１の周波数帯より高い第２の周波数帯で動作する第２のパッチアンテナと、
   前記第１のパッチアンテナおよび前記第２のパッチアンテナの周囲であって、前記回路基板の外周に沿って折曲されて配置されている前記第１の周波数帯より低い第３の周波数帯で動作する第１の逆Ｆ型アンテナと、
   前記第１のパッチアンテナおよび前記第２のパッチアンテナの周囲であって、前記回路基板の外周に沿って折曲されて配置されている前記第１の周波数帯より高く前記第２の周波数帯より低い第４の周波数帯で動作する第２の逆Ｆ型アンテナと、
   前記回路基板上に設けられ、前記第１のパッチアンテナの出力と、前記第１の逆Ｆ型アンテナの出力と、前記第２の逆Ｆ型アンテナの出力とを混合して出力する混合回路とを備え、
   前記第１のパッチアンテナ、前記第２のパッチアンテナ、前記第１の逆Ｆ型アンテナ、前記第２の逆Ｆ型アンテナは、前記グランドが形成されている前記回路基板の一面に配置されており、前記混合回路が前記回路基板の他面に設けられていることを特徴とする統合アンテナ。
2. 前記第１のパッチアンテナの給電点から前記第２の逆Ｆ型アンテナの給電点が離隔されるように、前記第２の逆Ｆ型アンテナの向きが設定されて配置されていることを特徴とする請求項１記載の統合アンテナ。
3. 前記第１の周波数帯および前記第２の周波数帯は狭帯域とされ、前記第３の周波数帯および前記第４の周波数帯は広帯域とされていることを特徴とする請求項１または２記載の統合アンテナ。
4. 前記混合回路は、３つの入力端子と１つの出力端子を有し、各入力端子と出力端子との間に、１つのアンテナの動作周波数帯の信号は通過させるが、他の２つのアンテナの動作周波数帯の信号をそれぞれ阻止するフィルタが挿入されており、前記第１の逆Ｆ型アンテナの出力が入力される入力端子には、前記第１の周波数帯で共振するオープンスタブが接続されており、前記第２の逆Ｆ型アンテナの出力が入力される入力端子には前記第１の周波数帯のほぼ１／２で共振するショートスタブが接続されていることを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の統合アンテナ。
5. 前記混合回路は、３つの入力端子と１つの出力端子を有し、各入力端子と出力端子との間に、１つのアンテナの動作周波数帯の信号は通過させるが、他の２つのアンテナの動作周波数帯の信号をそれぞれ阻止するＬＣ共振回路からなるフィルタが挿入されており、該ＬＣ共振回路を構成するチップコイルとチップコンデンサとが前記回路基板上において約３ｍｍ以上離れて配置されるように、前記チップコイルと前記チップコンデンサとが接続されるパターンの長さが設定されることを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の統合アンテナ。

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