JP4778870B2

JP4778870B2 - 負電源回路を有する電源装置

Info

Publication number: JP4778870B2
Application number: JP2006264036A
Authority: JP
Inventors: 一人木村; 幹夫元森; 卓也石井
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2006-09-28
Filing date: 2006-09-28
Publication date: 2011-09-21
Anticipated expiration: 2026-09-28
Also published as: JP2008086135A

Description

本発明は、直流入力電源から、制御された負電圧を生成する負電源回路を有する電源装置に関するものである。

近年、多くの電子機器においては、機器内の各部に安定な電源電圧を生成する電源装置が装備されている。電子機器にもよるが、電源装置が生成しなくてはならない電源電圧は１つとは限らず、特にＬＣＤやＣＣＤの駆動用電源には正負２種類の電源電圧が必要である。電源装置にとっての入力電源は電池などの単一電源であるため、負電源電圧を生成するには負電源回路が用いられる。

図５は一般的な負電源回路の回路構成図である。図５において、入力電源１は入力電圧Ｖｉを出力する。トランジスタなどの主スイッチ２１とインダクタ２２は直列に接続され、この直列回路は入力電源１に並列に接続される。主スイッチ２１とインダクタ２２の接続点にはダイオード２３のカソードが接続され、ダイオード２３のアノードには出力コンデンサ２４の負極が接続され、出力コンデンサ２４の正極は接地される。

この構成により、主スイッチ２１のオン時にはインダクタ２２に入力電圧Ｖｉが印加され、主スイッチ２１のオフ時にはインダクタ２２に発生する逆起電圧がダイオード２３と出力コンデンサ２４によって整流平滑される。この主スイッチ２１のスイッチング動作が繰り返され、出力コンデンサ２４から出力電圧Ｖｏが出力され負荷回路２５に供給される。

ここで、主スイッチ２１のオン時間をＴｏｎ、オフ時間をＴｏｆｆとし、ダイオード２３の順方向電圧降下などを無視した理想条件下においては、出力電圧Ｖｏは、（数１）

で表される。

以下、前述の構成を説明する際に電圧変換部と呼ぶ。この電圧変換部はバックブーストコンバータや反転型のスイッチングコンバータと呼ばれる。

基準電圧源６は基準電圧Ｖｒを生成し、出力電圧Ｖｏと基準電圧Ｖｒの間に抵抗２７と抵抗２８との直列回路が接続される。したがって、抵抗２７と抵抗２８との接続点電位Ｖｓは、抵抗２７と抵抗２８の抵抗値をそれぞれＲ７，Ｒ８とすると、（数２）

で表される。

誤差増幅器２９は反転入力端子にこの接続点電位Ｖｓが印加され、非反転入力端子を接地される。誤差増幅器２９の出力する誤差信号ＶｅはＰＷＭコントローラ３０に入力される。ＰＷＭコントローラ３０は誤差信号Ｖｅに応じたオンオフ時間比のパルス信号を生成して、主スイッチ２１を駆動する。

以上の構成によって、抵抗２７と抵抗２８との接続点電位Ｖｓは仮想接地される。すなわち、誤差増幅器２９とＰＷＭコントローラ３０は、接続点電位Ｖｓが０Ｖになるように主スイッチ２１をオンオフ制御し、出力電圧Ｖｏを目標値に安定化する。出力電圧Ｖｏの安定化電圧は、Ｖｓ＝０Ｖとおくことにより、（数３）

で表される。

また、他の従来の負電源回路としては、例えば特許文献１に記載のようなものがある。図６は特許文献１の図１に開示されている電源装置の回路構成図である。図６において、図５の負電源回路と同様の構成要素については同一の符号を付して、その説明は省略する。

図６の負電源回路が図５の負電源回路と異なる点は、電圧変換部の構成であり、第１のスイッチ４１，第２のスイッチ４２，第３のスイッチ４３，第４のスイッチ４４，フライングキャパシタ４５からなり、反転型チャージポンプと呼ばれる。また、図５のＰＷＭコントローラ３０の代わりに、誤差増幅器２９の出力で駆動されるトランジスタ４０を備え、トランジスタ４０が第３のスイッチ４３と直列に接続される。

反転型チャージポンプの動作は、第１のスイッチ４１と第２のスイッチ４２が同相でオンオフし、第３のスイッチ４３と第４のスイッチ４４が同相、かつ第１のスイッチ４１と逆相でオンオフする。このスイッチング動作によって、入力電圧Ｖｉに充電されたフライングキャパシタ４５が、反転されて出力コンデンサ２４へ放電される。この放電の際、第３のスイッチ４３と直列接続されたトランジスタ４０の電圧が、フライングキャパシタ４５と出力コンデンサ２４との電圧差となる。トランジスタ４０の電圧は誤差増幅器２９によって、接続点電位Ｖｓが０Ｖになるように調整される。

以上のように、入力電源１からの入力電圧Ｖｉを反転し、かつ目標値に安定化した出力電圧Ｖｏを出力する。図６の負電源回路の出力電圧Ｖｏが、前述の（数３）で表されることは図５の負電源回路と同様である。
特開２００５−３１２１６９号公報

通常、負電源回路が単独で電源装置として構成されることはなく、他の正電圧の電源電圧を出力する降圧コンバータや昇圧コンバータのような電源回路とともに、多出力電源装置に内蔵される場合がほとんどである。なぜなら、単一電源電圧で動作する負荷回路に対し、わざわざ入力電源を逆極性に構成する必要がないからである。また、負電圧の電源電圧は、ＣＰＵなどの論理回路部等に電源供給し、初期状態を確定させた後に起動される場合が多い。

このため、電源装置を構成する各コンバータにおいて、基準電圧源を共有していると、負電源回路の動作開始以前に基準電圧源は基準電圧Ｖｒを出力している。このような場合、図５に示す負荷回路２５が高インピーダンスであれば、出力コンデンサ２４が基準電圧源６から抵抗２７および抵抗２８を介して、正の基準電圧Ｖｒまで充電されてしまう。すなわち、動作時には負電源電圧を生成する負電源回路が、起動前に正電圧を出力する。このため、本来、負電源電圧が供給されることを前提に構成されている負荷回路にダメージを与えてしまうという問題がある。

本発明は、前記従来技術の問題を解決することに指向するものであり、少なくとも負電源回路が起動前に正電圧を出力することのない、安全性に優れた負電源回路を有する電源装置を提供することを目的とする。

前記の目的を達成するために、本発明に係る請求項１に記載した発明は、正電圧の入力電圧から負電圧の出力電圧を出力する電圧変換部と、正電圧の基準電圧源と第１のスイッチと複数の抵抗との直列回路からなり、前記複数の抵抗側の端部が負電圧の出力電圧を出力する前記電圧変換部の出力端子に接続され、前記正電圧の基準電圧源側の端部が接地電位に接続されており、前記出力電圧を検出する検出回路と、前記複数の抵抗の接続点電位および接地電位をそれぞれ入力し、前記電圧変換部を制御する信号を出力する誤差増幅器とを備え、前記第１のスイッチは、負電圧の出力電圧の検出時にオン状態である。これによって、起動時において正電圧の基準電圧源から負電源回路の出力への電流供給路を遮断し、負電源回路の出力に正電圧が発生すること防ぐことができる。

また、請求項２，３に記載した発明は、請求項１の負電源回路を有する電源装置において、第１のスイッチは、負電源回路の停止時にオフ状態であること、さらに、負電源回路の停止時に負電源回路の出力端子を接地するように接続した第２のスイッチを備えたことによって、起動時において正電圧の基準電圧源から負電源回路の出力への電流供給路を遮断し、負電源回路の出力に正電圧の発生を防ぎ、より確実に負電源回路の出力電圧をゼロ電圧とできる。

本発明によれば、負電源回路が動作を開始するまで出力電圧をゼロ電位に固定することができ、少なくとも起動前の状態では正電圧を出力することがなく、電源装置の安全性を向上することができるという効果を奏する。

以下、図面を参照して本発明における実施の形態を詳細に説明する。

（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１に係る負電源回路を有する電源装置を示す回路構成図である。ここで、前記従来例を示す図５において説明した構成要素に対応し同等の機能を有するものには同一の符号を付して示す。

図１に示すように、１はバッテリーなどの入力電源であり、入力電圧Ｖｉを供給する。１０は昇圧コンバータであり、入力端子１ｉに入力電圧Ｖｉを印加されると、入力電圧Ｖｉより高い昇圧出力電圧Ｖｏ１を出力端子１ｏから出力し、第１の負荷回路１５に電源電圧を供給する。

図１において、２０は第２の電源回路である負電源回路であり、入力端子２ｉに入力電圧Ｖｉを印加されると、入力電圧Ｖｉと極性の異なる反転出力電圧Ｖｏ２を出力端子２ｏから出力し、第２の負荷回路２５に負の電源電圧を供給する。負電源回路２０は、一端を入力端子２ｉに接続されたトランジスタなどの主スイッチ２１と、一端が主スイッチ２１の他端に接続されて他端が接地されるインダクタ２２と、カソードが主スイッチ２１とインダクタ２２の接続点に接続されるダイオード２３と、ダイオード２３のアノードとともに負極が出力端子２ｏに接続される出力コンデンサ２４を有する。出力コンデンサ２４の正極は接地される。

この構成により、主スイッチ２１のオン時にはインダクタ２２に入力電圧Ｖｉが印加され、主スイッチ２１のオフ時にはインダクタ２２に発生する逆起電圧がダイオード２３と出力コンデンサ２４によって整流平滑される。この主スイッチ２１のスイッチング動作が繰り返され、出力コンデンサ２４から反転出力電圧Ｖｏ２が出力され第２の負荷回路２５に供給される。主スイッチ２１のオン時間をＴｏｎ、オフ時間をＴｏｆｆとし、ダイオード２３の順方向電圧降下などを無視した理想条件下においては、反転出力電圧Ｖｏ２は（数４）

で表される。

図１において、昇圧コンバータ１０と負電源回路２０は、基準電圧Ｖｒを出力する基準電圧源６を共有し、出力端子２ｏと基準電圧源６との間に抵抗２７と抵抗２８と第１のスイッチ３１の直列回路が接続される。第１のスイッチ３１がオン状態であれば、抵抗２７と抵抗２８との接続点電位Ｖｓは、抵抗２７と抵抗２８の抵抗値をそれぞれＲ７，Ｒ８とすると、（数５）

で表される。第１のスイッチ３１は後述するコントロール信号Ｖｃが「Ｈ」レベルの時にオンされ、「Ｌ」レベルでオフされる。

図１において、負電源回路２０は、誤差増幅器２９とＰＷＭコントローラ３０を備え、誤差増幅器２９は反転入力端子にこの接続点電位Ｖｓが印加され、非反転入力端子を接地される。誤差増幅器２９の出力する誤差信号ＶｅはＰＷＭコントローラ３０に入力され、ＰＷＭコントローラ３０は誤差信号Ｖｅに応じたオンオフ時間比のパルス信号を生成して、主スイッチ２１を駆動する。ＰＷＭコントローラ３０はコントロール信号Ｖｃが「Ｈ」レベルの場合に動作し、「Ｌ」レベルでは停止、すなわちパルス信号を出力しないので負電源回路２０は電圧変換動作を停止する。

以上の構成によって、コントロール信号Ｖｃが「Ｈ」レベルの場合、抵抗２７と抵抗２８との接続点電位Ｖｓは仮想接地される。すなわち、誤差増幅器２９とＰＷＭコントローラ３０は、接続点電位Ｖｓが０Ｖになるように主スイッチ２１をオンオフ制御し、反転出力電圧Ｖｏ２を目標値に安定化する。反転出力電圧Ｖｏ２の安定化電圧は、Ｖｓ＝０Ｖとおくことにより、（数６）

で表される。

ここで、負電源回路２０がコントロール信号Ｖｃによって起動を開始するのは、昇圧コンバータ１０が起動して昇圧出力電圧Ｖｏ１を安定供給し始めてから、所定時間後であるものとする。すなわち、負電源回路２０は起動前の所定期間において基準電圧Ｖｒを既に供給されている。しかし本実施形態１による負電源回路２０の場合、起動前においてはコントロール信号Ｖｃが「Ｌ」レベルであるので、第１のスイッチ３１もオフ状態であり、基準電圧源６から出力端子２ｏへの電流供給路は遮断されている。したがって、負電源回路２０の起動前において、出力端子２ｏに正の電圧は発生しない。コントロール信号Ｖｃが「Ｈ」レベルとなって第１のスイッチ３１がオンしても、抵抗２７および抵抗２８の直列抵抗値と出力コンデンサ２４との時定数によって、出力端子２ｏは即座に正電圧を出そうとはしない。一方、負電源回路２０は動作を開始して負電圧を生成しようとするので、結果的に出力端子２ｏから正電圧は出力されることはない。

以上のように、本実施形態１による負電源回路２０を有する電源装置は、昇圧コンバータ１０が先に起動して基準電圧が出力されているが、負電源回路２０の起動前においては基準電圧源から正の電圧を出力することがない。

なお、図２は本実施形態１における負電源回路２０の出力端子２ｏ周辺の回路構成図であり、第１のスイッチ３１をＮＭＯＳトランジスタで構成したものである。

（実施形態２）
図３は本発明の実施形態２に係る負電源回路を有する電源装置を示す回路構成図である。第１のスイッチ３１による基準電圧源６からの電流供給を断つだけでなく、さらに確実に起動前の正電圧出力を防止するには、図３に示すようにインバータ３２を介して、コントロール信号Ｖｃの「Ｌ」レベル時にオン状態となって、出力端子２ｏを接地する第２のスイッチ３３を設けるとよい。このような出力接地用の第２のスイッチ３３は、負電源回路２０の停止時に反転出力電圧Ｖｏ２を速やかに０Ｖへ戻すことができる。

さらには、本発明の要諦ではないので図示による詳細な説明は省略するが、第２のスイッチ３３は、オーバーシュート発生時などの出力過電圧時の保護や、必要に応じて負荷電流を増やすなどのアクティブダミーロードとしても兼用できる。なお、第１のスイッチ３１を設けずに第２のスイッチ３３のみでも、負電源回路２０の起動前正電圧の発生は防止できるが、この場合、基準電圧源６から抵抗２７、抵抗２８および第２のスイッチ３３へと流れる消費電流が存在するので、第１のスイッチ３１との兼用がより低損失である。

（実施形態３）
図４は本発明の実施形態３に係る負電源回路を有する電源装置を示す回路構成図である。図４において、図１に示した実施形態１に係る負電源回路を有する電源装置と同じ構成要素のものについては同一の符号を付して、その説明を省略する。本実施形態３と図１に示した実施形態１と構成が異なるのは、負電源回路２０が基準電圧源６を昇圧コンバータ１０と共有せず、別に電圧発生回路２６を備えている点である。

以下、本実施形態３における電圧発生回路２６の構成とその動作について図４を参照しながら説明する。図４に示すように電圧発生回路２６は、インバータ２６０を介してコントロール信号Ｖｃを入力され、コントロール信号Ｖｃの「Ｌ」レベルによってオンするスイッチ２６１と、スイッチ２６１と並列のコンデンサ２６２と、コンデンサ２６２を定電流充電する電流源回路２６３と、コンデンサ２６２の電圧を基準電圧Ｖｒにクランプするトランジスタ２６４とトランジスタ２６５と抵抗２６６から構成される。

まず、起動前においてはコントロール信号Ｖｃが「Ｌ」レベルであるので、スイッチ２６１はオン状態であり、コンデンサ２６２は接地されているので、抵抗２７および抵抗２８を介して出力端子２ｏへの電流は流れない。したがって、負電源回路２０の起動前において、出力端子２ｏに正の電圧は発生しない。

次に、コントロール信号Ｖｃが「Ｈ」レベルとなってスイッチ２６１がオフすると、コンデンサ２６２は電流源回路２６３からの定電流で充電されて、コンデンサ２６２の電圧は徐々に上昇する。負電源回路２０は抵抗２７と抵抗２８の接続点電位Ｖｓを０Ｖにするように動作するので、反転出力電圧Ｖｏ２は徐々に低下していく。やがてコンデンサ２６２の電圧は基準電圧Ｖｒに達すると、電流源回路２６３からの電流はトランジスタ２６４を介して流れるようになり、コンデンサ２６２の電圧は基準電圧Ｖｒにクランプされて安定化される。すなわち、反転出力電圧Ｖｏ２は目標値まで低下してその後安定化される。

以上のような構成により、実施形態３の負電源回路２０は、起動前を含む停止時においては従来の基準電圧に相当する電圧が０Ｖであるので、起動前に正電圧の発生は防止できる。前記効果に加えて、さらに起動時においてはこの電圧が徐々に上昇するので、反転出力電圧Ｖｏ２も徐々に下降するソフトスタート機能を兼用することができる。

本発明に係る負電源回路を有する電源装置は、負電源電圧を必要とする各種電子機器に有用である。

本発明の実施形態１に係る負電源回路を有する電源装置を示す回路構成図本実施形態１における負電源回路の出力端子周辺の回路構成図本発明の実施形態２に係る負電源回路を有する電源装置を示す回路構成図本発明の実施形態３に係る負電源回路を有する電源装置を示す回路構成図従来の負電源回路の回路構成図特許文献１における電源装置の回路構成図

符号の説明

１入力電源
１ｉ，２ｉ入力端子
１ｏ，２ｏ出力端子
６基準電圧源
１０昇圧コンバータ
１５第１の負荷回路
２０負電源回路
２１主スイッチ
２２インダクタ
２３ダイオード
２４出力コンデンサ
２５第２の負荷回路
２６電圧発生回路
２７，２８，２６６抵抗
２９誤差増幅器
３０ＰＷＭコントローラ
３１第１のスイッチ
３２，２６０インバータ
３３第２のスイッチ
２６１スイッチ
２６２コンデンサ
２６３電流源回路
２６４，２６５トランジスタ

Claims

正電圧の入力電圧から負電圧の出力電圧を出力する電圧変換部と、正電圧の基準電圧源と第１のスイッチと複数の抵抗との直列回路からなり、前記複数の抵抗側の端部が負電圧の出力電圧を出力する前記電圧変換部の出力端子に接続され、前記正電圧の基準電圧源側の端部が接地電位に接続されており、前記出力電圧を検出する検出回路と、前記複数の抵抗の接続点電位および接地電位をそれぞれ入力し、前記電圧変換部を制御する信号を出力する誤差増幅器とを備え、前記第１のスイッチは、負電圧の出力電圧の検出時にオン状態であることを特徴とする負電源回路を有する電源装置。
前記第１のスイッチは、前記負電源回路の停止時にオフ状態であることを特徴とする請求項１記載の負電源回路を有する電源装置。
前記負電源回路の停止時に前記負電源回路の出力端子を接地するように接続した第２のスイッチを備えたことを特徴とする請求項２記載の負電源回路を有する電源装置。