JP4727882B2 - 電気エネルギーを変換するためのコンバータ - Google Patents

Description

【０００１】
本発明は、電気エネルギーを変換するためのコンバータに関するものであり、とりわけ発電機により形成された、車両搭載電源用の電気エネルギーを変化するためのコンバータに関する。
【０００２】
従来の技術
電気エネルギーを例えば自動車搭載電源で変換することは現在通常、静的コンバータによって行われている。この電力電子回路ではしばしば、直流パラメータが所定の周波数の交流パラメータに、または反対に交流パラメータが直流パラメータに変換される。交流パラメータないし直流パラメータは例えば電圧または電流である。これらのパラメータを変換するために、直流パラメータ、例えば直流電圧が例えば他の電圧レベルを有する直流電圧に変換される。この電圧変換では、エネルギー流も両方の方向で行うことができる。
【０００３】
電圧中間回路（電圧コンバータ）と自己転流式ブリッジ回路、例えば整流器ブリッジ回路を車両搭載電源に備えるコンバータは現在、殆ど全てのコンバータ適用分野での標準的解決手段である。ここで中間回路は直接、直流電圧網によって形成することもできる。中間回路はエネルギーを中間蓄積するために必要である。中間蓄積器としてここではできるだけ大きな容量を有するコンデンサが使用される。
【０００４】
中間回路コンデンサの所要の容量は、これが中間蓄積しなければならないエネルギー、およびそこから生じる交流電流によって決められる。通常は中間回路に対して電解コンデンサが使用され、さらに大きなエネルギー量を中間蓄積しなければならない場合には、複数の電解コンデンサが使用される。これら電解コンデンサはその容積のわりには大きな容量を有するが、構造形式のため高温に対して非常に脆弱である。このことはとりわけ高温の場合に電解コンデンサの老化につながり、早期に故障してしまう。さらなる電解コンデンサの欠点は、電流耐性が小さく、内部抵抗が比較的大きく、そしてキャパシタンスに直列の寄生インダクタンスが生じることである。
【０００５】
車両搭載電源において、三相発電機から送出された電圧を変換する、電気エネルギーの変換用コンバータは、例えばＤＥ−ＯＳ１９６４６０４３から公知である。この公知のシステムでは、三相発電機が同時にスタートとしても駆動される。この電気機械がスタートとしても発電機としても動作でき、出力電圧を最適に制御できるようにするため、発電機動作ではこの電気機械が整流器ブリッジと中間回路コンデンサを介して、バッテリーも含めた搭載電源に接続される。ここで整流器ブリッジは６つのパルスＤＣ／ＡＣコンバータ素子を有し、これらは搭載電源制御装置により制御される。
【０００６】
発明の課題
公知の電圧変換器で必要な中間回路キャパシタンスないし直流電圧変換器（ＤＣ／ＤＣコンバータ）での入力キャパシタンスは格段の構造容積を必要としない。しばしば中間回路コンデンサ、例えば電解コンデンサは容積の大きな構成素子である。このことは欠点であるので本発明の課題は、中間回路キャパシタンスの値およびとりわけ中間回路キャパシタンスないし中間回路コンデンサの大きさ、または電圧変換器における入力キャパシタンスを格段に低減し、これにより構造容積およびコストを減少することである。さらなる課題は、中間回路で通常使用される電解コンデンサから他のコンデンサ形式へ移行することができるようにキャパシタンスを低減する手段を提供することである。本発明のさらなる課題は、コンバータの種々異なる分岐路を相互に減結合するように構成されたチョーク装置を提供することである。
【０００７】
発明の利点
請求項１の構成を有する、電気エネルギーを変換するための本発明のコンバータは、中間回路キャパシタンスとして、その容量が従来のシステムに対して格段に低減されたコンデンサで十分であるという利点を有する。このことにより有利には、中間回路コンデンサの大きさを格段に低減することができ、ひいては構造容積並びにコストを低減することができる。特に有利には、少なくとも１つのハイサイドスイッチとローサイドスイッチとを有するコンバータの構成において、所要のキャパシタンスを低減し、通常に使用される電解コンデンサから他のコンデンサ形式に移行できるようになる。このことにより特に有利には冒頭に述べた、電解コンデンサの低い電流耐性並びに老化と温度感受性の問題を回避することができる。
【０００８】
本発明のさらなる利点は、従属請求項に記載された手段により達成される。ここではコンバータないしＤＣ／ＤＣコンバータを、半導体バルブを有する別個のハーフブリッジとして構成すると有利である。この別個のハーフブリッジは有利には１つのコンバータモジュールに統合することができ、このモジュールはとりわけ有利には発電機ケーシングないし電気機械ケーシングに組み込むことができる。
【０００９】
半導体ブリッジを適切にオフセットしてクロッキング制御することにより有利には、電圧リプル成分が小さくなる。並列に接続された半導体バルブまたはハーフブリッジの半導体スイッチを同時に制御することにより短絡が確実に回避される。
【００１０】
結合チョークを使用することにより特に有利には、コンバータの種々の分岐路を有利に減結合することができる。例えばクローポール形発電機に対する発電機巻線は三角形回路でのチョークの有利な構成により、２つの部分分岐路が減結合されるように構成することができる。
【００１１】
図面
本発明の実施例が図面に示されており、以下詳細に説明する。
【００１２】
図１は、各相に例として４つの並列分岐路を有する三相発電機を示す。
【００１３】
図２は、コンバータの半導体ブリッジモジュールが発電機周囲に分散されて配置された回路構成を示す。
【００１４】
図３は、三相発電機の別の実施例を示す。
【００１５】
図４は、オフセットしてクロッキング制御するためのハーフブリッジの別の構成を示す。
【００１６】
図５は、オフセットしてクロッキング制御するための同じ３つの半導体ブリッジから構成された完全な三相発電機を示す。
【００１７】
図６は、種々異なる電圧レベルを有する直流電圧変換器（ＤＣ／ＤＣコンバータ）に対する本発明の実施例を示す。
【００１８】
図７は、種々異なるデューティ比に対する中間回路電流の関係を示す。
【００１９】
図８は、縦チョークを有するブリッジモジュールを示す。
【００２０】
図９は、整流器ブリッジに対する横チョークを有するブリッジモジュールを示す。
【００２１】
図１０、１１，１２，１３は種々のチョーク構成を示す。
【００２２】
図１４，１５は、別個の発電機巻線に対する実施例を示す。
【００２３】
説明
電気エネルギーを変換するための静的コンバータでは、電力電子回路半導体が使用される。ここでコンバータはしばしばいわゆるハーフブリッジに分割される。例えば三相駆動に対するコンバータは３つのハーフブリッジにより構成され、これらは一部がコンバータモジュールに統合されている。ＤＣ／ＤＣコンバータもハーフブリッジにより実現される。ハーフブリッジはそれぞれ１つのハイサイドスイッチとローサイドスイッチとからなり、これらを以下、バルブまたは半導体バルブと称する。このハーフブリッジは相数に依存する数のトランジスタを有する。スイッチは例えば適切な数のパルスＤＣ／ＡＣコンバータから構成することもできる。
【００２４】
この種のハーフブリッジ分岐路を機能させるのに必要な中間回路コンデンサの容量は、周波数ｆ_ＰＷＭによるパルス幅変調（ＰＷＭ）の場合、次のようになる。
【００２５】
【数１】

【００２６】
ここでＩはハーフブリッジの出力電流、ΔＵは中間回路（入力側）の許容電圧リプルの電圧変動、νはパルス幅変調（ＰＷＭ）の瞬時のデューティ比である。多相ブリッジは相応の数のハーフブリッジにより構成される。このハーフブリッジのクロッキング制御は通常、相互にオフセットして行われる。このことにより中間回路の負荷が軽減される。なぜなら個々の相が電流を中間回路からずらして消費し、電圧リプルも相応に小さくなるからである。最大電圧リプルはPWMデューティ比がν＝０．５のときに発生する。
【００２７】
しばしば所要の電流耐性を達成するためにスイッチは複数の半導体バルブを１つのハーフブリッジで並列に接続する。並列に接続されたバルブは同時に制御されねばならない。これは「ホット分岐路」をハーフブリッジで回避し、ひいては中間回路短絡をどのような場合でも回避するためである。このことにより個々のバルブの並列回路は「１つの」スイッチのように動作する。
【００２８】
次に半導体バルブの並列回路が出力側で省略されると、このハーフブリッジから４相構成が得られる。この４相構成は、部分分岐路が相互に制御されるとき中間回路の負荷を格段に緩和できるという利点を有する。並列の分岐路がインダクタンスを介して減結合されれば、再び並列に閉鎖され、中間回路の負荷が小さいという利点が三相構成でも得られる。それどころか、ＤＣ／ＤＣコンバータの「単相」構成でも得られる。
【００２９】
コンバータ、およびハーフブリッジにより構成されるＤＣ／ＤＣコンバータでは、ハーフブリッジをモジュールとして実現することができ、このモジュールは同時に中間回路コンデンサおよび／または制御回路を共に組み込む。
【００３０】
しばしば両方のブリッジスイッチは、複数の個別バルブないしスイッチの並列回路により形成される。個々の図面にはこのための例として４つの並列バルブ、例えば電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）が示されている。しかし他の数の並列半導体を使用することもできる。半導体としてもちろん他のバルブも、すでに説明した電界効果トランジスタとして使用することもできる。例えばバイポーラトランジスタまたはパルスＤＣ／ＡＣコンバータ素子等を使用することもできる。従って三相コンバータはこの種の形式の３つのハーフブリッジモジュールから構成することができる。ＤＣ／ＤＣコンバータは適切に選択可能な数のバルブを有するハーフブリッジにより実現することができる。バルブないしスイッチの制御は制御装置を介して行われ、この制御装置は所要の制御信号を出力する。車両搭載電源では制御装置として、電圧制御器または搭載電源制御器またはその他の制御装置を使用することができる。
【００３１】
４相駆動のための並列巻線分岐路
単相電圧変換器でも３相発電機でも、巻線は並列に接続された種々の巻線分岐路から構成することができる。基本的には個々の巻線分岐路のこの並列回路は例えば３相発電機の場合、発電機では省略し、端子を別個にコンバータに導くことができる。回路例が図１に示されている。
【００３２】
この回路例では、相巻線１１，１２，および１３を有する３相発電機１０が電気エネルギーを送出する。相巻線はそれぞれ並列に接続された４つの巻線分岐路１４〜１７，１８〜２１および２２〜２５に分割されている。相巻線１１，１２，１３にはハーフブリッジ２６，２７，２８が配属されている。これらハーフブリッジはそれぞれ４つのローサイドスイッチ２９〜４０および４つのハイサイドスイッチ４１〜５２を有する。各ハーフブリッ２６，２７，２８に並列に中間回路コンデンサないし中間回路キャパシタ５３，５４，５５が接続されている。
【００３３】
並列の巻線分岐路は別個に、コンバータのそれぞれのハーフブリッジの並列分岐路に接続することができる。これにより３相発電機は１つの４相構成体となる。ハーフブリッジの並列分岐路（出力側ないし発電機側でもはや接続されていない）がオフセットされてクロッキング制御されれば、中間回路コンデンサの負荷が格段に低減される。しかしこの回路は、コンバータと発電機との間に多数の接続線路が必要であるという欠点を有する。
【００３４】
しかしこの回路は、個々のハーフブリッジがモジュールとして構成されており、発電機に直接組み込まれる場合には有利に使用することができる。ここではハーフブリッジモジュールを発電機周囲に分散して配置することもできる。
【００３５】
もちろん４相星形回路の代わりに三角形回路を使用することもできる。三角形回路は４相構成の場合、直流発電機に存在するようなリング回路に移行する。これはここでは１２相として図示されている。しかし他の相数も可能であり、とりわけここでは奇数の相数も考えられる。２つの回路例が図２と図３に示されている。ここでは例としてそれぞれ１つの巻線分岐路１４だけが示されており、この巻線分岐路１４には所属のバルブないしスイッチ３２と４４，および中間回路キャパシタ５３ａが参照符号と共に設けられている。スイッチのクロッキング制御は制御装置７５によって行われる。図２には制御装置７５とバルブとの接続が例としてスイッチ３２と４４に対してだけ示されているが、これらの接続はもちろん他のスイッチに対しても存在する。発電機１０から動作時に送出される電圧はＵにより示されている。
【００３６】
図示の４相構成の代わりに、複数の別個の星形または三角形から形成される巻線の回路を選択することもできる。ここでは４相構成の実現に対する例として多極発電機に各ポールペアごとに別個の巻線を設け、これらを別個にコンバータ分岐路に接続することができる。
【００３７】
ハーフブリッジ内での並列動作
巻線を並列巻線相に分割することは外部コンバータの場合、コンバータと発電機との間の接続線路の数が大きくなるという欠点を有するから、これら並列巻線相を統合し、回路がハーフブリッジ内でオフセットしたクロッキングを可能にしなければならない。
【００３８】
ハーフブリッジ内の並列バルブをオフセットしてクロッキング制御する同じ方法は、部分分岐路が出力側で１つの相に統合して接続されている場合にも実現できる。しかしこのために、部分分岐路が統合されるこのノード点の前にそれぞれ小さなインダクタンスが必要である。このインダクタンスはハーフブリッジ内のホット分岐路を阻止する。
【００３９】
図４は、クロッキング制御がオフセットされるコンバータに対するハーフブリッジのモジュールを示す。ここでは４つの並列バルブないしスイッチ２９，３０，３１，３２並びに４１，４２，４３，４４が示されている。しかし他の数の並列バルブ、ないし他の数の並列分岐路も可能である。付加的に減結合インダクタンス５６，５７，５８，５９が設けられており、これらはコンバータの機能に対して必要である。
【００４０】
図５は自動車の３相電流発電機に対する完全な３相コンバータを示す。３相電流発電機は例えば３つの同じハーフブリッジがオフセットされてクロッキング制御される発電機またはスタータ／発電機である。ハーフブリッジの各々にはインダクタンス５６〜６７が配属されている。図５に示されたコンバータ構成の説明は、図１から図４の実施例に相応する。スイッチないしバルブを制御するために例としてスイッチないしバルブ３３と制御装置７５との間の接続が示されている。
【００４１】
電圧変換器（ＤＣ／ＤＣコンバータ）に対する実施例が図６に示されている。制御可能なスイッチ２９〜３２および４１〜４４，並びに減結合インダクタンス５６〜５９を有するハーフブリッジを純粋にＤＣ／ＤＣコンバータとして使用することができる。このためにブリッジモジュールはコンデンサ６８によってだけ出力側で拡張される。ＤＣ／ＤＣコンバータに対して必要なインダクタンスはすでに減結合インダクタンス５６〜５８により備わっている。
【００４２】
オフセットしたクロッキングの基本
ブリッジ分岐路内にある並列トランジスタをオフセットしてクロッキングすることにより、所属の中間回路コンデンサの負荷が格段に低減される。このことを例に基づいて説明する。ここでは基本的にまず出力側に大きなインダクタンスがあることを前提とする。従って電流を一定と見なすことができる。さらに１つのハーフブリッジの中間回路電流だけが考察される。完全なコンバータブリッジの場合、少なくとも部分的に高調波成分が中間回路電流でなくなり、これにより有利な特性が得られる。
【００４３】
さらなる考察では例として４つの並列回路（ｋ＝４）から出発する。ハーフブリッジ内でクロッキングがオフセットされる場合には、デューティ比ν＝０と１の他に３つの別のデューティ比が存在する。これらのデューティ比では、図１，４または図５の中間回路コンデンサ５３，５４，５５が少なくとも理論的に負荷されない。このことはデューティ比ν＝２／８；４／８および６／８に対して当てはまる。負荷のないデューティ比の数は基本的に並列スイッチの数ｋプラス１（ｋ＋１）である。
【００４４】
中間回路コンデンサが理論的に負荷されないデューティ比は一般的にν＝ｇ／ｋである。ここでｇは０からｋの間の整数（ｇ＝０，１，２，...ｋ）である。コンデンサに最大負荷の発生するデューティ比は、それぞれこの負荷のないデューティ比の間にあり、ν＝（ｇ’−１）／２ｋである。ここでｇ’＝１，２，...ｋである。
【００４５】
図７には種々異なるデューティ比に対して、中間回路コンデンサから送出されるべきいわゆる中間回路電流がプロットされている。ここにはまずデューティ比ν＝１／４，１／２および３／４が示されている。これら３つのデューティ比ではクロッキングをオフセットする場合、理論的に所属の中間回路コンデンサに負荷が生じない。さらなる例としてデューティ比ν＝５／８が示されている。このデューティ比ではクロッキングをオフセットする場合、中間回路コンデンサに最大の負荷が生じる。
【００４６】
スイッチないしバルブを同時にクロッキング制御する場合とスイッチないしバルブをオフセットしてクロッキング制御する場合とで、次にまとめるような異なるコンデンサ負荷が得られる。
【００４７】
【表１】

【００４８】
従ってこの制御方法により、これまで必要であった電解コンデンサを縮小することができる。４つの並列分岐路の場合、中間回路キャパシタンスとして次式が得られる。
【００４９】
【数２】

【００５０】
付加的に、電解コンデンサと比較して比較的に大きな電流耐性を有する他のコンデンサ形式に移行すれば、キャパシタンスをさらに低減することができる。電解コンデンサでは通常、電流負荷が重要なパラメータである。なぜならこのパラメータは制限されたパラメータだからである。従って使用されるキャパシタンスは要求される電圧リプルに対して必要なよりも大きくなる。
【００５１】
さらに比較的に大きな電圧リプル（電圧変動）を許容することができ、この電圧リプルは周波数が大きい場合（ｋ＝ｆ_ＰＷＭ）、容易にろ波することができる。このことは中間回路キャパシタンスをさらに低減する。
【００５２】
所要のインダクタンス
並列スイッチをオフセットしてクロッキング制御する機能に対しては付加的にインダクタンス５６〜６７が必要である。これらは図４，５，６に示すように各部分ブリッジ分岐路の出力側に配置される。近似的にまず、出力側ノードの電圧はクロッキングされる電圧の一定平均値にあるとする
【００５３】
【数３】

【００５４】
従ってインダクタンスを介して次の電圧が得られる。
【００５５】
【数４】

【００５６】
Ｕ_Ｌについての積分はオーム抵抗を無視するときゼロでなければならない
【００５７】
【数５】

【００５８】
所要のインダクタンスは許容電流変動がΔＩの際に
【００５９】
【数６】

【００６０】
である。ここでは最悪の場合はν＝０．５のデューティ比の際に発生する。出力インダクタンスは同時に出力フィルタである。従って出力電圧のエッジ急峻度が緩和される。コンバータの相出力側への付加的キャパシタによりこのフィルタ作用はさらに改善される。付加的にここではスイッチ素子から統合点までの線路インダクタンスも利用することができる。
【００６１】
ハーフブリッジの出力側のインダクタンスに対しては組み合わされたチョークも考えられる。チョークのこの構成は図８の縦チョークの形式、または図９の横チョークの形式で行われる。
【００６２】
縦チョーク６９〜７２による回路の場合、機能能力は基本的に備わっている。ここでは例えばそれぞれ中間タップを有する全てのコイルが共通のコアに取り付けられる。しかしここで問題なのは、チョークの２つの巻線間のばらつきである。加えてチョークはトランジスタとスイッチないしバルブとの間の分岐路で低インダクタンスに形成しなければならない。しかしここでは一般的な負荷軽減回路をバルブに対して使用することができる。
【００６３】
それぞれ２つのバルブ分岐路間に結合チョークを挿入すれば、横チョーク７３と７４を有する構成が得られる。ここでは１つの横チョークが２つの分岐路の対する機能を引き受ける。従ってチョークの数は縦チョークによる解決手段に対して半分の数となる。さらに各チョークは２つの分岐路の差電流に対してだけ選定すればよい。この２つの分岐路の平均出力電流はチョークを流れるときに相殺される。この変形実施例は特に、２つの分岐路の間に１つのチョークが配置されており、これら分岐路がＴ_ＰＷＭ／２だけ相互にずらされるときに有利である。
【００６４】
コンバータは内部で自分の回路素子での電流リプル、すなわち電流変動を見るから、導通損失およびスイッチ損失は相応に大きくなる。電流リプルは瞬時の負荷電流に依存しない。この負荷電流はまず第１にデューティ比νによってだけ決められる。
【００６５】
【数７】

【００６６】
従って電流リプルは全てのパラメータにおいて、発電機の部分負荷領域にもアイドル運転時にも発生する。付加的なコンバータ損出は電流リプルにより同様に部分負荷領域に発生する。従って部分負荷領域での改善を行う措置も取られる。
【００６７】
部分負荷領域での改善
発生する損出の点でコンバータをアイドル運転時と下方部分負荷領域で同時に切り替えることは他の解決手段よりも有利である。部分負荷領域では同時に切り替えられるコンバータを比較的に小さなキャパシタンスで済ますことができる。従って全体構成の部分負荷作用の程度は、オフセットして切り替えられるコンバータにおいて制御バルブのずれを負荷電流により変化することによって改善される。このことはアイドル運転時にはコンバータは同時に切り替えられるコンバータとして駆動されることを意味し、全負荷領域ではコンバータはオフセットして切り替えられるコンバータになることを意味する。オフセットして切り替えられる場合の制御パルスの時間的ずれはＴ_ＰＷＭ／ｋである。このことは個々のスイッチないしバルブに対する制御パルスの対称的分散に相当する。
【００６８】
すでに説明した結合チョーク使用する手段は、図１０から図１２に示された構成により達成される。図１３から１５には構造形式および巻線構成が示されている。これらは、コンバータの種々の部分分岐路を減結合するのに適する。さらにクローポール形発電機に対する発電機コイルが三角形回路で示されている。この三角形回路も同様に２つの並列の部分分岐路を減結合するのに適する。これらのコイルは特に適する。なぜなら、これらは現在の発電機では２つの巻線ワイヤと共に組み込むことができるからである。
【００６９】
結合されたチョークまたは補償されたチョーク
インダクタンスはハーフブリッジの部分分岐路間で、これら部分分岐路を相互に減結合するために必要なだけであり、ハーフブリッジの負荷電流は付加的インダクタンスを必要としないから、チョークの大きさは結合されたインダクタンスにより低減することができる。結合されたチョーク（結合チョーク）は、部分分岐路の負荷電流が相互に補償され、チョークが磁気的に負荷されないよう選定すべきである。個々の部分分岐路間の差電流（電流リプル）だけが磁界を生じさせる。チョークコアは差電流の磁界だけを導けば良いから、格段に小さく構成することができる。しかしコイルは全電流を搬送しなければならず、そのように構成される。
【００７０】
結合チョークを実現するためには種々の手段がある。これらは図１０に示されている。以下に結合チョークの種々の基本原理を示す。ここでは例として４つのずらされたスイッチを前提とする。回路原理は他のスイッチ数でも転用することができる。
【００７１】
Ａ：単純な結合チョーク
結合チョーク７５〜９１は図１０に示すように個別に構成することができる（バルブないしスイッチは図１０，１１，１２にそれぞれ円により参照符号なしで示されている）。左側の構成では和電流または負荷電流が４つ全てのチョーク７５〜８３により導かれる。入力側のｋ＝４に対しては、４（＝ｋ）の巻線数が必要である。図１０ｂの右側の構成では、それぞれ２つの分岐路が相互に接続されている。
【００７２】
図１０から出発して、各２つのチョークを１つのコアに統合することができる。種々の手段が図１２に示されている。チョーク９２〜９５は第１のチョークを形成し、チョーク９６〜９９は第２のチョークを、チョーク１００〜１０３は第３のチョークを形成する。結合されたチョークは２つのコイルを１つのコアの周囲に有する。ここで２つのコイルは、コイルの巻き方が入力側と出力側との間で反対になるように接続されている。ｋ＝２に対しては（図１１参照）、結合チョークを２つのコンバータ部分分岐路の間に使用することができる。
【００７３】
ｋ＞２の場合、結合チョークの使用は図示の形態では不可能である。２つの結合チョークが使用される場合には、チョークのそれぞれ２つの端子が同じ電位になる、すなわちホット分岐路になる回路状態が生じる。この場合、それらの漂遊インダクタンスだけが作用する。
【００７４】
２つ以上の並列分岐路に対しては、１つの結合チョークを有するそれぞれ２つの分岐路を統合することができる。チョーク出力側は別の結合チョークにより減結合しなければならない。従ってｋ＝４に対して３つの結合チョークが必要である。
【００７５】
Ｂ：補償されたチョーク
ｋ＞２の場合（例えばｋ＝４）に構造の同じ結合チョークを使用することができるようにするため、別の回路構成が使用される。このためにチョーク１０４〜１０９が必要である。これらのチョークはｋ個のコイルを１つのコアに有している。これにより奇数のスイッチ数も簡単に実現できる。それぞれｋ個のコイルを有するｋ−１個のチョークが必要である。補償されたチョークに対する実施例は図１２に示されている。
【００７６】
Ｃ：多相チョーク
しかし補償されたチョークの原理は２つ以上の並列部分分岐路でも１つのコアに統合することができる。しかしこのためにｋ個のヨークを有するチョークが必要である。このヨークの各々には部分分岐路のチョークコイルが配置される。多相チョークの構造に対しては種々の構造形式がある。ここでも例として４つの分岐路を前提とする。ここでチョークはコイル１０５〜１１６として各１つのコアまたは共通のコアに示されている。異なる構成が図１３に示されている。
【００７７】
並列構成
直流電流が全ての分岐路で流れない（ゼロシステム）という条件は、コラム型変成器により満たされる。三相電流技術からゼロシステムを抑圧するためのこの原理が公知である。全ての変成器ヨークに同じアンペア回数があると、上部ヨークと下部ヨークとの間で磁気電圧が生じる。しかしここには磁気導通経路は存在しない。空隙を介する、ヨークからヨークへの漂遊磁束が形成されるだけである。
【００７８】
円形構成
重量のさらなる低減は、個々のコラムを１つの面に並置するのではなく、円形に配置する場合に達成される。ヨークはこの場合、閉じたリングとして構成され、半分の横断面を必要とするだけである。
【００７９】
星形構成
チョークの構造に対する別の手段は、４つのコラムが星状に配置されるときに得られる。内部ヨークは共に減少する。これらのチョークは、全てのチョークコイルが再び１つの面に存在するという利点を提供する。しかし同時に外側フィードバックヨークが比較的長い。星形構成は多孔コアでも実現することができる。しかしこの場合は、１つまたは２つの巻線数が有利である。しかしこのことにより非常に簡単な構造が実現される。図１３ｄはコイル１１６〜１１９を有する可能な実施例を示す。
【００８０】
別個の発電機コイル
図１４と図１５には別個のコイルに対する２つの例が示されている。図１４では、並列ワイヤ１２０と１２１が設けられている。出力インダクタンスは、発電機コイルが並列巻線分岐路からなる場合は省略される。これらが統合接続されない場合、コイル端部をコンバータブリッジの部分分岐路に直接接続することができる。クローポール形発電機の場合、二次側巻線は並列に巻回された２つのワイヤにより作製される。巻線は三角形回路への整流器プレート上で始めて並列ワイヤと接続される。巻線は波状巻線として構成されている。巻線スターはこのために２つの並列ワイヤにより巻回され、相に対して次のような巻線スキーマが得られる。
【００８１】
長さｌ、半径ｒ、そして中点間隔がｄである２つの並列ワイヤのインダクタンスは次のとおりである。
【００８２】
【数８】

【００８３】
ここで括弧内の第１の値（定数＝１／４）は線路の内部インダクタンスであり、第２の値は外部インダクタンスである。実際にはワイヤは厳密に並列に延在するわけではないから、理論値よりやや大きな値が生じる。
【００８４】
図１５の実施例では、巻線が変形される。ここでは現在通常であるワイヤの並列案内が２つの巻線スターにより置換される。従って２つのワイヤ１２２と１２３の巻線ヘッドを分離することができる。
【００８５】
従って２つのワイヤ間のインダクタンスは二重巻線ヘッドのばらつき分だけ上昇する。これにより作用するインダクタンスは並列ワイヤと比較して何倍も上昇することができる。このためこの種の巻線は２つの並列分岐路をずらしてクロッキングするのに適する。分岐路の数をさらに多くすることはこのために不可能であるが、しかしこのことはコンバータでは付加的なチョークによって可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 図１は、各相に例として４つの並列分岐路を有する三相発電機を示す。
【図２】 図２は、コンバータの半導体ブリッジモジュールが発電機周囲に分散されて配置された回路構成を示す。
【図３】 図３は、三相発電機の別の実施例を示す。
【図４】 図４は、ずらして制御するためのハーフブリッジの別の構成を示す。
【図５】 図５は、ずらして制御するための同じ３つの半導体ブリッジから構成された完全な三相発電機を示す。
【図６】 図６は、種々異なる電圧レベルを有する直流電圧変換器（ＤＣ／ＤＣコンバータ）に対する本発明の実施例を示す。
【図７】 図７は、種々異なるデューティ比に対する中間回路電流の関係を示す。
【図８】 図８は、縦チョークを有するブリッジモジュールを示す。
【図９】 図９は、整流器ブリッジに対する横チョークを有するブリッジモジュールを示す。
【図１０】 図１０は種々のチョーク構成を示す。
【図１１】 図１１は種々のチョーク構成を示す。
【図１２】 図１２は種々のチョーク構成を示す。
【図１３】 図１３は種々のチョーク構成を示す。
【図１４】 図１４は、別個の発電機巻線に対する実施例を示す。
【図１５】 図１５は、別個の発電機巻線に対する実施例を示す。

Claims (7)

1. 電気エネルギーを形成する手段（１０）を備える、電気エネルギーを変換するためのコンバータであって、複数のハーフブリッジ（２６，２７，２８）と、中間回路コンデンサ（５３〜５５）とを有し、
   該ハーフブリッジは、並列に接続された所定数ｋのハイサイドスイッチ（４１〜５２）と、並列に接続された所定数ｋのローサイドスイッチ（２９〜４０）とを有しており、
   各ハイサイドスイッチ（４１〜５２）と各ローサイドスイッチ（２９〜４０）はそれぞれ１つの共通の端子を有し、
   該共通の端子の１つは、前記電気エネルギーを形成する手段の相巻線（１１，１２，１３）の１つと接続されており、
   前記中間回路コンデンサ（５３〜５５）は、前記ハーフブリッジに並列に接続されている形式のコンバータにおいて、
   前記相巻線（１１，１２，１３）のそれぞれは、並列に接続された所定数ｋの巻線（１４〜１７、１８〜２１、２２〜２５）を有し、
   該所定数ｋの巻線のそれぞれには、前記共通の端子が１つ接続されており、
   電気エネルギーを形成する手段は、所定数ｋの巻線（１４〜２５）を備えた３つの相巻線（１１，１２，１３）を有する三相発電機であり、
   前記所定数ｋの巻線（１４〜２５）は相ごとに並列に接続されており、
   前記コンバータは三相コンバータであり、
   該三相コンバータは、前記所定数ｋのハイサイドスイッチ（４１〜５２）と前記所定数ｋのローサイドスイッチ（２９〜４０）を備えた３つの同じハーフブリッジ（２６，２７，２８）を有し、
   前記３つの相巻線（１１，１２，１３）に配属されたそれぞれのハーフブリッジ（２６，２７，２８）のスイッチのクロッキング制御は相互にオフセットして行われる、
   ことを特徴とするコンバータ。
2. 電気エネルギーを形成する手段は電気機械、発電機またはスタータ／発電機である、請求項１記載のコンバータ。
3. ハイサイドスイッチ（４１〜５２）およびローサイドスイッチ（２９〜４０）は、電界効果トランジスタまたはバイポーラトランジスタを有し、
   当該電界効果トランジスタまたはバイポーラトランジスタは制御装置によって制御され、とりわけパルス幅変調駆動される、請求項１または２記載のコンバータ。
4. 前記各ハイサイドスイッチ（４１〜５２）と各ローサイドスイッチ（２９〜４０）とのそれぞれの共通の端子と、電気エネルギーを形成する手段との間にそれぞれ少なくとも１つのインダクタンス（５６〜６７）を有する、請求項１から３までのいずれか１項記載のコンバータ。
5. ハーフブリッジは、前記スイッチのクロッキング制御により直流電圧変換器として動作するように構成されており、駆動され、
   前記中間回路コンデンサ（５３〜５５）に追加で、出力側には別のコンデンサ（６８）を有し、
   該別のコンデンサ（６８）には中間回路コンデンサの電圧とは異なる電圧が発生する、請求項１から４までのいずれか１項記載のコンバータ。
6. スイッチのクロッキング制御はパルス幅変調された信号により行われ、
   該パルス幅変調された信号のデューティ比は、前記中間回路コンデンサ（５３〜５５）の負荷が軽減されるように、２／８，４／８または６／８に選択されている、請求項１から５までのいずれか１項記載のコンバータ。
7. 個々のコンバータのうち、少なくとも１つのハーフブリッジを有する部分は個々のモジュールに統合されており、電気機械ケーシングに組み込まれている、請求項１から６までのいずれか１項記載のコンバータ。

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