JPH11150957A

JPH11150957A - 電力変換器

Info

Publication number: JPH11150957A
Application number: JP9317303A
Authority: JP
Inventors: Yasuhiro Yamamoto; 康弘山本; Yoshihiro Murai; 由宏村井
Original assignee: Meidensha Corp; Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Meidensha Corp; Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1997-11-18
Filing date: 1997-11-18
Publication date: 1999-06-02

Abstract

(57)【要約】【課題】ノイズ低減用転流回路の還流電流による損失
分を減少させる。【解決手段】直流電源Ｐと出力端子ｔ₀間にスイッチ
ング素子Ｓ１とインダクタ（Ｍ１ａ）を直列に接続し、
直流電源Ｎと端子ｔ₀間にスイッチング素子Ｓ４とイン
ダクタ（Ｍ１ｂ）を直列に接続し、ＰＮ間にＣ１０１，
Ｃ１０４を接続し、Ｃ１０１，Ｃ１０４の接続点とＳ
１，Ｍ１ａ接続点の間にＤ１，Ｃ１を直列に接続し、Ｄ
１，Ｃ１とＰ間にＤ７，Ｌ７を直列に接続し、Ｍ１ｂと
Ｓ１との接続点とＣ１０１，Ｃ１０４の接続点の間にＣ
４，Ｄ４を直列に接続し、ＮとＣ４，Ｄ４の接線間にＬ
１０，Ｄ１０を直列に接続し、ｔ₀，Ｐ間に及びＮ，ｔ₀
間に夫々還流用ダイオードで１アームが構成された電力
変換器において、還流用ダイオードを廃し、Ｍ１ａ，Ｍ
１ｂを３巻線インダクタＭ１の第１，第２巻線とし、第
３巻線Ｍ１ｃからダイオードを介して電源ＰＮにＭ１の
エネルギを回生する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、可速速駆動装置
に使用されるインバータやコンバータおよびチョッパ，
無停電電装置（ＵＰＳ），無効電力補償装置（ＳＶＣ）
などのパワースイッチング素子を利用した、パルス幅変
調（ＰＷＭ）方式により出力電圧を制御する電力変換器
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】例えば、３相交流電動機を駆動するイン
バータは、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴといった
主回路素子をスイッチングし、ＰＷＭ電圧を出力してい
る。

【０００３】ところで、ＩＧＢＴなどのように高速にス
イッチングを行う素子では、スイッチングが高速である
ため出力電圧も高速に変化してしまう。そうすると、そ
の出力電圧波形の高周波成分はノイズ成分として放出さ
れることになる。

【０００４】このため、このノイズ成分が電波として輻
射したり、他の配線と電磁的に結合したり、また、電源
線に重畳して他の機器に伝搬するなどすると、他の機器
の誤動作や故障の原因となる。

【０００５】そのため、入出力端子や制御信号線などに
ＬＣＲなどの受動素子で構成されたノイズフィルタを挿
入して、外部に漏れる高周波成分を抑制する対策が行わ
れている。

【０００６】しかし、ノイズフィルタを入出力に挿入す
ると、装置の大きさが増えたり価格が高くなるため、こ
れらのフィルタ容量をなるべく小さくしたい。

【０００７】ＩＧＢＴのスイッチング自体を遅くする方
法もあるが、この場合にはＩＧＢＴ内部に発生するスイ
ッチング損失が増えるため、熱的な制限により装置容量
が制限されるなどの問題が生じる。

【０００８】このような問題を解決するために、出願人
は先に転流回路によりノイズを低減しうるようにした電
力変換器を提案した。（特願平９−２９６９３４号）。

【０００９】図１２に上記先願にかかる電力変換器の１
例である昇降圧チョッパ回路を示す。直流電源Ｐ，Ｎ間
には、上アームスイッチング素子（スイッチ）Ｓ１，イ
ンダクタンスＬ１，Ｌ４，下アームスイッチング素子
（スイッチ）Ｓ４が直列に接続されると共に、２個のコ
ンデンサＣ１０１，Ｃ１０４が直列に接続され、上記ス
イッチＳ１とインダクタンスＬ１の直列回路およびイン
ダクタＬ４とスイッチＳ４の直列回路にそれぞれダイオ
ードＤ１３およびＤ１６が逆並列に接続され、インダク
タンスＬ１とＬ４の接続点が出力端子ｔｏとなってい
る。

【００１０】上記２個のコンデンサＣ１０１，Ｃ１０４
の接続点とスイッチＳ１とインダクタＬ１との接続点の
間にはダイオードＤ１とコンデンサＣ１が直列に接続さ
れ、ダイオードＤ１とコンデンサＣ１の接続点と電源Ｐ
との間にはダイオードＤ７とインダクタＬ７が直列に接
続されている。また、上記インダクタＬ４とスイッチＳ
４の接続点と２個のコンデンサＣ１０１，Ｃ１０４の接
続点の間にはコンデンサＣ４とダイオードＤ４が直列に
接続され、電源ＮとコンデンサＣ４とダイオードＤ４の
接続点との間にインダクタＬ１０とダイオードＤ１０が
直列に接続されている。

【００１１】また、電源Ｐ，Ｎは説明の都合上、Ｖｄｃ
−Ｐ，Ｖｄｃ−Ｎの２個の電源とみなし、それらの接続
点を０Ｖの電圧基準点としている。出力端子ｔｏと電源
Ｎ間には出力電圧Ｖｏを平滑するインダクタＬｏと直流
コンデンサＣｏからなる平滑回路が接続され、コンデン
サＣｏの端子から負荷３へ直流を出力するように構成さ
れている。

【００１２】上記Ｌ，Ｃおよびダイオードからなる回路
が、ノイズを低減させる転流回路である。

【００１３】図１２に示されている１アーム分の回路Ａ
がこの発明の基本回路である。以下に、上記１アーム分
の回路Ａの動作原理を図１３〜図１６に示すモード順に
説明する。なお、スイッチＳ１のＯＮ期間はモード１２
の始めからモード２の直前まであり、スイッチＳ２のＯ
Ｎ期間はモード５の始めからモード１０の直前までであ
る。その他の期間が短絡防止期間となる。

【００１４】モード１上アームスイッチＳ１のゲート信号ＧＳ１がＯＮ、下ア
ームスイッチＳ１のゲート信号がＯＦＦの状態。この状
態は力行負荷条件なので、負荷電流Ｉｏは正の値であ
り、回路内には電流路（ａ），（ｂ）が生ずる。

【００１５】ここで、電流路（ａ）は損失成分がなく一
定電流が流れ続け、また、負荷電流Ｉｏも負荷のインダ
クタンス成分が大きい条件としているので、モード１の
間にはほぼ一定となる。また、電圧の初期条件として
は、コンデンサＣ１の電圧は負極性に、コンデンサＣ４
の電圧は正極性に充電しているものとする。

【００１６】モード２モード２の開始時点で、まず、上アームスイッチＳ１の
ゲート指令がＯＦＦに変化し、スイッチＳ１もＯＦＦと
なる。スイッチＳ１がＯＦＦすると、インダクタＬ１は
電流を維持しようとして電流路（ｃ），（ｄ）を発生さ
せる。

【００１７】電流路（ｃ）の環流電流成分と電流路
（ｄ）の負荷電流Ｉｏにより、Ｌ１の磁気エネルギがＣ
１，Ｃ１０１の電荷に変換されていく。そのためＬ１の
電流は急に減少し、コンデンサＣ１の電圧成分も負電圧
から減少していく。

【００１８】ここで、Ｌ１のＳ１側電位Ｖ５はＣ１０
１，Ｃ１０４間の電位にＣ１の電圧を加算した電圧とな
る。ここで、Ｌ１のエネルギが移動するため、Ｃ１の充
電は負極性の電圧電位が減少する方向に働き、やがて、
零を過ぎて今度は正の極性に充電するようになる。それ
に伴いＬ１のＳ１側電位Ｖ５も変化していく。しかし、
出力電圧Ｖｏについては、Ｄ１３が通電を継続している
ので、電源Ｐの電位＋Ｖｄｃ／２に一定に保たれる。

【００１９】モード３Ｌ１の磁気エネルギが減少し、Ｌ１の電流が負荷電流以
下となると、Ｄ１３に流れていた循環電流（ｃ）は零と
なる。そして電流路（ｄ）の電流分だけでは負荷電流を
供給できないため、新たに電流路（ｅ）が形成される。

【００２０】モード３の期間中にＣ１の充電電圧が高く
なるにつれ、電流路（ｄ）の電流は電流路（ｅ）に転流
を行い、モード３の終了後には電流路（ｄ）の電流は零
となる。

【００２１】このとき、Ｃ１のＤ７側電位Ｖ２は電源Ｐ
の電位＋Ｖｄｃ／２からＣ１０１の電圧を引いたものと
なり、更に、電位Ｖ２からＣ１の電圧を引いたものがＬ
１のＳ１側電位Ｖ５となる。また、Ｌ４のＳ４側電位Ｖ
６はモード３の直前までは出力電圧Ｖｏと同じであった
が、電流路（ｅ）が発生すると電源Ｎの電位−Ｖｄｃ／
２からＬ１０とＣ４の電位を合成した電位に急変する。
そのため、出力電位Ｖｏは電位Ｖ５，Ｖ６をＬ１とＬ４
で分圧した電位となるため、出力電圧Ｖｏも電流路
（ｅ）が通電開始時に電位Ｖ６と同様の変化が生じる。

【００２２】モード４さらに、Ｌ１の磁気エネルギが減少し零となると、負荷
電流Ｉｏのうち電流路（ｄ）の成分も零となる。そうす
ると、負荷電流Ｉｏをすべて電流路（ｅ）が供給するよ
うになる。そして、短絡防止期間（モード２〜４）中は
このモードを継続する電流路（ｄ）の通電が終了した時
点でダイオードＤ１，Ｄ７およびＳ１がハイインピーダ
ンスになるため、Ｌ１のＳ１側電位Ｖ５は出力電圧Ｖｏ
と同電位になる。この出力電圧Ｖｏは負荷電流の変化が
少なければほぼＬ４のＳ４側電位Ｖ６と等しくなり、
（−Ｖｄｃ／２＋Ｖｃ４）の電位となる。モード４の期
間中に、負荷電流によりＣ４の電圧は減少するので、出
力電圧も同様に変化する。

【００２３】モード５短絡防止期間が終了すると、スイッチＳ４のゲートＧＳ
４にＯＮ信号が与えられる。スイッチＳ４がＯＮする
と、電流路（ｄ），（ｆ），（ｇ）が発生する。電流路
（ｄ）と（ｆ）の電流成分は、Ｃ１の電圧を正方向に充
電していき、Ｌ１の磁気エネルギがＣ１０１とＣ１の電
荷に変換されていく。逆に、電流路（ｇ）の電流により
Ｃ４の電荷は放電し、Ｌ１０の磁気エネルギに変換され
ていく。

【００２４】Ｌ１のＳ１側電位Ｖ５は＋Ｖｄｃ／２から
Ｃ１０１とＣ１の電圧を引いたものとなり、Ｌ４のＳ４
側電位Ｖ６はＳ４がＯＮのため−Ｖｄｃ／２となる。そ
のため、出力電圧は電位Ｖ５とＶ６をＬ１とＬ４で分圧
した電位になる。

【００２５】モード６モード５の期間中にＣ１の充電電位が増加し、Ｌ１のＳ
１側電位Ｖ５が−Ｖｄｃ／２相当に達すると、電流路
（ｆ）の電流成分は減少する。それに伴い、Ｌ４の電流
を維持するために、代わりに電流路（ｈ）が発生する。

【００２６】この電流路（ｈ）はＤ１６を導通させてお
り、出力電圧Ｖｏは−Ｖｄｃ／２に固定されることにな
る。また、電流路（ｇ）の電流はＣ４の電圧が零になっ
ても、Ｌ１０の磁気エネルギにより電流が継続して流れ
るため、今度はＣ４を逆極性に充電するようになる。

【００２７】モード７モード６で、Ｃ４の充電電圧がＣ１０４の充電電圧より
大きくなると、Ｌ１０の電流はＣ４以外にもＣ１０４に
流れ込むようになり、電流路（ｉ）が生ずる。ここで、
Ｃ４よりＣ１０４の静電容量が大きい場合には、Ｃ４よ
りＣ１０４の方が電流が多く流れることになる。

【００２８】モード８Ｃ１の電圧が増え、Ｃ１０１とＣ１の合成電位がＶｄｃ
を越えると、Ｌ１の電流が零となり、電流路（ｄ），
（ｆ）の電流は消滅する。その代わりに、負荷電流Ｉｏ
はＤ１６を通る電流路（ｊ）を形成する。

【００２９】電流路（ｉ）と（ｇ）の電流はやがてＬ１
０の磁気エネルギが無くなると共に消滅し、この時点で
Ｓ１からＳ４への転流動作が完了する。この時点で、モ
ード１とは逆にＣ１は正の電圧に、Ｃ４は負の電圧に充
電される。

【００３０】モード９モード８が完了すると、電流路（ｈ）と（ｊ）の環流電
流のみとなる。これが、次の転流の開始であるモード１
０まで継続する。

【００３１】モード１０ここからモード１５までの間が、Ｓ４からＳ１への転流
動作となる。まず、Ｓ４がＯＦＦされる。こうすると、
Ｌ４に流れている電流路（ｈ）の電流は、矢印（ｋ）で
示す電流ループに転流する。

【００３２】Ｌ４の磁気エネルギは電流路（ｋ）の電流
により、Ｃ４とＣ１０４の電荷に変換されるため、Ｌ４
の電流は減少し、Ｃ４の電圧が正方向に変化する。この
とき、出力電圧Ｖｏは電流路（ｊ）によりＤ１６が導通
しているため、−Ｖｄｃ／２に固定されている。

【００３３】モード１１電流路（ｋ）の電流は、Ｌ４の磁気エネルギが減少して
零になると消滅し電流路（ｊ）のみとなる。短絡防止期
間（モード１０，１１）中はこの状態が継続する。

【００３４】モード１２短絡防止期間が経過すると、Ｓ１がＯＮする。そうする
と、電流路（ｊ）の電流は零となり、電流路（ｂ），
（ｌ），（ｍ）が発生する。電流路（ｂ）の電流は負荷
電流Ｉｏを供給し、電流路（ｍ）の電流はＣ４，Ｃ１０
４を充電する。電流路（ｌ）の電流はＣ１の充電電荷を
Ｄ７，Ｌ７，Ｓ１で短絡することになり、Ｃ１の電荷か
らＬ１の磁気エネルギへエネルギが移動していく。

【００３５】このときＬ１のＳ１側電位Ｖ５はＳ１がＯ
Ｎするため＋Ｖｄｃ／２に急変する。Ｌ４のＳ４側電位
Ｖ６は−Ｖｄｃ／２とＣ１０４，Ｃ４の電圧との合成と
なる。そして、出力電圧Ｖｏは電位Ｖ５とＶ６がＬ１，
Ｌ４により分圧されたものであるため、モード１２が開
始時に出力電圧Ｖｏは一旦変化したのち、Ｃ４の電位変
化に伴ってゆっくりと変化する。

【００３６】モード１３電流路（ｍ）の電流によりＣ４が充電され、Ｃ１０４と
Ｃ４の合成電圧がＶｄｃを越えると、電流路（ｍ）の電
流は減少を始める。そのため、Ｌ１の電流を維持するた
め、また電流路（ａ）の環流電流が発生し、電流路
（ｍ）の減少と相反して増加していく。出力電圧は、Ｄ
１３が導通することにより、＋Ｖｄｃ／２に固定され
る。

【００３７】モード１４Ｃ１の電荷がＬ７に移動し、Ｃ１の電位が零になって
も、Ｌ７の電流が流れ続けるため、更に逆の極性までＣ
１は充電を行う。そうして、Ｃ１の電圧がＣ１０１の電
圧を越えると、新たにＣ１０１に流れ込む電流路（ｎ）
も発生する。この電流路により、Ｌ７の電流は電流路
（ｌ）と（ｎ）に分流することになる。ここで、Ｃ１０
１の静電容量がＣ１より大きいと電流路（ｎ）の電流の
方が大きな値となる。出力電圧はモード１３のままであ
り、＋Ｖｄｃ／２に固定される。

【００３８】モード１５Ｌ４の電流が零になると、モード１５になる。この点で
Ｃ４は正方向の最大電圧に、また、Ｃ１は負方向の最大
電圧に充電される。出力電圧はモード１３のままであ
り、＋Ｖｄｃ／２に固定される。

【００３９】モード１６Ｌ７を流れる電流路（ｎ）と（ｌ）の電流が零となった
時点で、転流動作が完了する。このとき、電流路（ａ）
と（ｂ）の電流成分のみとなり、各部の電位もモード１
と同じ初期条件となる。

【００４０】上記１〜１６のモードにおいて、出力電圧
が比較的速く変化するのは、モード３の開始時刻と終了
時刻、モード４から５への切替り時刻、およびモード１
１から１２への切替り時刻の４か所である。しかし、こ
れらは電流路の変化に伴うダイオードの通電のＯＮ／Ｏ
ＦＦにより発生するものばかりであり、そのため、実際
には、ダイオードの電流の大きさに対する非線形特性が
あるため、出力電圧は従来の場合より比較的緩やかに変
化する。従って、この変化によるノイズは少なくなる。

【００４１】上記図１２の１アーム分の回路Ａを図１７
に示すように３回路並列に接続して多相交流変換回路と
することができる。また、多相交流変換回路とした場
合、ノイズ低減用の転流回路には共通化できる要素があ
る。その部分を共通化して部品点数を削減した簡略回路
例を図１８に示す。

【００４２】

【発明が解決しようとする課題】上記図１２，図１７，
図１８の回路では、還流ダイオードＤ１３，Ｄ１６は、
転流のためＬＣ共振した時に出力端子電圧が高くなりす
ぎないように、電圧を電源電圧レベルに制限するために
付加している。同時に、これはスイッチング素子Ｓ１，
Ｓ４がオフの場合に、負荷電流を還流させることができ
る。しかし、このＤ１３，Ｄ１６を付加したため、転流
時の共振電流に対しての還流ループも構成することにな
る。そのため、次のような問題が生じる。

【００４３】図１９は、上記図１２の回路の動作説明の
タイミングチャートである。アの部分でインダクタＬ１
に流れていたコンデンサＣ４への充電電流が減少を始め
ると、Ｌ１の電流は零となり、ダイオードＤ１６に転流
してしまう。そして、このＤ１６はスイッチＳ１との還
流路を形成するため、Ｓ１がオフするまで流れ続けるこ
とになる。その結果、この還流電流成分はスイッチング
素子やダイオードおよび配線路の抵抗成分などの損失を
発生させてしまう。その結果、発熱による温度上昇や、
効率の低下などが生じる。

【００４４】この発明は、上記課題に鑑みてなされたも
のであり、その目的とするところは、ノイズ低減用転流
回路における還流電流による損失を減少させることがで
きる電力変換器を提供することにある。

【００４５】

【課題を解決するための手段】この発明は、直流電源に
第１，第２のスイッチング素子（Ｓ１，Ｓ４）を直列に
接続し、それらのスイッチング素子の間から負荷を接続
し２個のスイッチング素子を交互に導通させ、その導通
幅を制御することにより負荷に出力する平均電圧を制御
するＰＷＭ方式の電力変換器に、ノイズ低減用転流回路
として、前記電源に２個のコンデンサ（Ｃ１０１，Ｃ１
０４）を直列に接続し、前記第１のスイッチング素子と
負荷端子との間に第１のインダクタ（Ｌ１）を直列に接
続し、前記２個のコンデンサの直列接続点と第１のスイ
ッチング素子と第１のインダクタの接続点との間に第１
のダイオード（Ｄ１）と第１のコンデンサ（Ｃ１）を直
列に接続し、前記第１のダイオードと第１のコンデンサ
の接続点と電源の正端子との間に第２のダイオード（Ｄ
７）と第２のインダクタ（Ｌ７）を直列に接続し、前記
負荷端子と第２のスイッチング素子との間に第３のイン
ダクタ（Ｌ４）と第２のスイッチング素子を直列に接続
し、前記第３のインダクタと第２のスイッチング素子の
接続点と前記２個のコンデンサの直列接続点との間に第
３のコンデンサ（Ｃ４）と第３のダイオード（Ｄ４）と
を直列に接続し、前記電源の負の端子と前記第３のコン
デンサと第３のダイオードの接続点との間に第４のイン
ダクタ（Ｌ１０）と第４のダイオード（Ｄ１０）を直列
に接続し、さらに、負荷端子と電源の正端子との間およ
び電源の負端子と負荷端子との間に、それぞれダイオー
ド（Ｄ１３，Ｄ１６）を接続したものにおいて、（１）慣流用ダイオード（Ｄ１３，Ｄ１６）にそれぞれ
還流電流制限用インダクタ（Ｌ１３，Ｌ１６）を挿入し
て転流電流の還流成分を抑制する。

【００４６】（２）慣流用ダイオード（Ｄ１３，Ｄ１
６）及び還流電流制限用インダクタ（Ｌ１３，Ｌ１６）
を削除し、第１，第４のインダクタ（Ｌ１，Ｌ４）の磁
気エネルギを第１，第４のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ４）で
吸収する。

【００４７】（３）第１，第４のインダクタ（Ｌ１，Ｌ
４）として３巻線磁気結合インダクタＭ１の第１，第２
巻線（Ｍ１ａ，Ｍ１ｂ）を使用し、第３巻線（Ｍ１ｃ）
から磁気結合インダクタのエネルギをダイオードを介し
て直流電源又は第２直流電源Ｖａに回生する。

【００４８】または直列に接続されている２個のコンデ
ンサ（Ｃ１０１，Ｃ１０４）を３個のコンデンサ（Ｃ１
０１，Ｃ１０７，Ｃ１０４）とし、中間のコンデンサ
（Ｃ１０７）に第３巻線（Ｍ１ｃ）をダイオードを介し
て接続し、コンデンサを介して直流電源に回生する。

【００４９】（４）第１，第４のインダクタ（Ｌ１，Ｌ
４）として２個の２巻線磁気結合インダクタ（Ｍ１，Ｍ
２）の第１巻線（Ｍ１ａ，Ｍ２ａ）を使用し、それぞれ
の第２巻線（Ｍ１ｃ，Ｍ２ｃ）を直列に接続しダイオー
ドを介して第２の直流電源に接続する。

【００５０】または、各第２巻線（Ｍ１ｃ，Ｍ２ｃ）を
ダイオードを介して第２の直流電源に接続し、磁気結合
インダクタ（Ｍ１，Ｍ２）のエネルギを回生する。

【００５１】または、直列に接続されている２個のコン
デンサ（Ｃ１０１，Ｃ１０４）を３個のコンデンサ（Ｃ
１０１，Ｃ１０７，Ｃ１０４）として中間のコンデンサ
（Ｃ１０７）に接続し、磁気結合インダクタ（Ｍ１，Ｍ
２）のエネルギを回生したり、次の転流に再利用する。

【００５２】または、各第２巻線（Ｍ１ｃ，Ｍ２ｃ）を
それぞれダイオードを介して第２の直流電源または上記
中間コンデンサに接続してエネルギを回生したり、次の
転流に再利用する。

【００５３】

【発明の実施の形態】この発明の実施の形態を電力変換
器の基本となる１アーム分の回路図を用いて説明する。
なお、図中、従来図１２，図１７，図１８に示したもの
と同一構成部分は、同一符号を付してその重複する説明
を省略する。

【００５４】実施の形態１図１について、この回路は、スイッチング素子Ｓ１とイ
ンダクタＬ１の直列回路と逆並列に接続されている還流
用ダイオードＤ１３と直列にインダクタＬ１３を接続
し、インダクタＬ４とスイッチング素子Ｓ４の直列回路
と逆並列に接続されている還流用ダイオードＤ１６と直
列にインダクタＬ１６を接続したものである。

【００５５】これにより、図１９のアの部分で、ダイオ
ードＤ１６に転流する転流電流の増加をインダクタＬ１
６で抑制できる。同様にダイオードＤ１３に転流する転
流電流の増加をインダクタＬ１３で抑制することができ
る。

【００５６】実施の形態１によれば、ダイオードＤ１
３，Ｄ１６の還流電流自体は完全に零にはできないが、
電流成分自体を減少させることができる。

【００５７】実施の形態２図２について、この回路は、上記図１２の還流電流路を
構成するダイオードＤ１３，Ｄ１６自体を削除したもの
である。

【００５８】上記図１２では、インダクタＬ１，Ｌ４の
磁気エネルギはダイオードＤ１３，Ｄ１６に転流し転流
電流として保持されていたが、図２の回路は、ダイオー
ドＤ１３，Ｄ１６がないので、コンデンサＣ１，Ｃ４の
充電電荷になる。

【００５９】したがって、コンデンサＣ１，Ｃ４の充電
電圧が増加することになるので、コンデンサや素子の電
圧耐量に余裕がある場合に適する。

【００６０】実施の形態３図３について、この回路は、上記図２の場合と同様に還
流ダイオードＤ１３，Ｄ１６を削除し、さらに、スイッ
チング素子Ｓ１，Ｓ４と直列に接続されていたインダク
タＬ１，Ｌ４を、共通磁気回路に鎖交する３巻線磁気結
合インダクタＭ１の第１，第２巻線Ｍ１ａ，Ｍ１ｂに置
き換え、第１，第２巻線より巻数の多い第３巻線Ｍ１ｃ
を、ダイオードＤ１０７を介して直流電源ＰＮに接続し
たものである。

【００６１】上記第１，第２の巻線Ｍ１ａ，Ｍ１ｂの合
成電流が減少する場合には、第３の巻線Ｍ１ｃに発生す
る電圧が負極性となり、ダイオードＤ１０７を介してイ
ンダクタＭ１の磁気エネルギが電源に回生される。その
ため、還流電流が発生せず、かつ、コンデンサの充電電
圧も抑制できる。

【００６２】実施の形態４図４について、上記図３の回路では、磁気結合インダク
タＭ１の第３巻線をダイオードＤ１０７を介して直流電
源ＰＮに接続しているが、図４の回路は、直流電源ＰＮ
に接続する代わりに直流電源ＰＮの電圧より低電圧の直
流電源Ｖａに接続したものである。

【００６３】上記図３の回路では、磁気結合インダクタ
ンスＭ１の磁気エネルギが直流電源ＰＮに回生可能なよ
うに第３巻線Ｍ１ｃの巻数を第１，第２巻線Ｍ１ａ，Ｍ
１ｂより巻数を増やし、発生電圧を高くする必要があ
る。その結果、ダイオードＤ１０７の方向と逆方向に電
圧が発生する場合、Ｄ１０７に高い逆電圧がかかること
になるが、図４の回路では専用の低電圧の直流電源Ｖａ
に磁気結合インダクタＭ１の磁気エネルギが回生するよ
うにしたので、第３の巻線Ｍ１ｃの巻数を増やす必要が
なく、ダイオードＤ１０７の耐圧を低く抑えることがで
きる。直流電源Ｖａは例えばチョッパなどで構成すれば
よい。

【００６４】実施の形態５図５について、上記図４の回路では、電力が回生される
直流電源を専用の電源Ｖａとしていたが、図５の回路
は、直流電源ＰＮ間に直列に接続されているコンデンサ
Ｃ１０１とＣ１０４との間にコンデンサＣ１０７を直列
に接続し、この中間コンデンサＣ１０７に対して磁気結
合インダクタンスＭ１の第３巻線をダイオードＤ１０７
を介して接続したものである。

【００６５】この結果、磁気結合インダクタンスＭ１の
磁気エネルギが減少するときＣ１０７が充電され電荷が
増加する。この電荷はＣ１０１，Ｃ１０４を通じて電源
ＰＮに回生されたり、ダイオードＤ１を通してコンデン
サＣ１に、またダイオードＤ４を通してコンデンサＣ４
の充電電荷に変換される。したがって、特別な回路を使
用することなく、中間コンデンサＣ１０７のエネルギを
電源ＰＮに回生したり、転流に必要なエネルギに再利用
することができる。

【００６６】実施の形態６図６について、上記図３〜図５の回路では３巻線磁気結
合インダクタＭ１を使用しているが、図６の回路は、こ
の部分を巻線Ｍ１ａ，Ｍ１ｃの２巻線磁気結合インダク
タＭ１と、巻線Ｍ２ａ，Ｍ２ｃの２巻線磁気結合インダ
クタＭ２に置きかえる。すなわち、結合インダクタＭ
１，Ｍ２の１次巻線Ｍ１ａ，Ｍ２ａをスイッチング素子
Ｓ１，Ｓ４と直列に接続し、２次巻線Ｍ１ｃ，Ｍ２ｃを
ダイオードＤ１０７を介して直列に直流電源Ｖａに接続
したものである。

【００６７】この回路は、磁気結合インダクタがＭ１，
Ｍ２の２個に分割されているので、電流が大きく巻線が
太くなる場合、３巻線磁気結合インダクタより製作、組
立が容易となる。

【００６８】実施の形態７図７について、上記図６の回路では、磁気結合インダク
タＭ１，Ｍ２の２次巻線Ｍ１ｃ，Ｍ２ｃをダイオードＤ
１０７を介して直列に直流電源Ｖａに接続しているが、
図７の回路は、２次巻線Ｍ１ｃ，Ｍ２ｃをそれぞれダイ
オードＤ１０７，Ｄ１１０を介して並列に直流電源に接
続したものである。この回路は直流電源Ｖａの電圧が低
い場合に適している。

【００６９】実施の形態８図８について、上記図６の回路では、磁気結合インダク
タＭ１，Ｍ２の２次巻線Ｍ１ｃ，Ｍ２ｃをダイオードＤ
１０７を介して直列に、直流電源Ｖａに接続している
が、図７の回路は、上記図５と同様に、コンデンサＣ１
０１とＣ１０４の間にコンデンサＣ１０７を設け、この
中間コンデンサＣ１０７に２次巻線Ｍ１ｃ，Ｍ２ｃをダ
イオードＤ１０７を介して直列に接続したものである。
この回路は図５と同様に中間コンデンサＣ１０７のエネ
ルギを電源ＰＮに回生するための特別の回路が必要な
い。

【００７０】実施の形態９図９について、上記図８では磁気結合インダクタＭ１，
Ｍ２の２次巻線Ｍ１ｃ，Ｍ２ｃをダイオードＤ１０７を
介して直列にコンデンサＣ１０７を充電可能に接続して
いるが、図９の回路は、２次巻線Ｍ１ｃ及びＭ２ｃをそ
れぞれダイオードＤ１０７及びＤ１１０を介して並列に
コンデンサＣ１０７を充電可能に接続したものである。

【００７１】実施の形態１０図１０について、この回路は、上記図５の１アーム構成
の回路を共有の直流電源ＰＮに複数個接続し、多相交流
電力変換器を構成し、回生先を多相について共通化した
ものである。

【００７２】同様に、図１〜図４，図６〜図９の１アー
ム構成の回路を共有の直流電源に複数個接続し、多相交
流電力変換器を構成し、回生先を多相について共通化さ
せることができる。

【００７３】実施の形態１１図１１について、上記図１０の多相交流電力変換器にお
いて、Ｃ１０１，Ｌ７（Ｌ７〜Ｌ９），Ｃ１０４（Ｃ１
０４〜１０６），Ｌ１０の部分を共通化し、さらに、Ｃ
１０７（Ｃ１０７〜Ｃ１０９）部分も共通化して回路を
簡略化したものである。なお、Ｌ７，Ｌ１０は共通化し
なくてもよい。

【００７４】同様に、図１〜図４，図８〜図９の１アー
ム構成の回路を共有の直流電源に複数個接続して構成さ
れる多相交流電力変換器においてもＣ１０１，Ｌ７，Ｃ
１０４，Ｌ１０，Ｃ１０７の部分を共通化することがで
きる。

【００７５】また、図４，図６，図７の１アーム構成の
回路を共有の直流電源に複数個接続して構成される多相
交流電力変換器の第２の直流電源Ｖａを共有化すること
ができる。

【００７６】

【発明の効果】この発明は、上述のとおり構成されてい
るので、以下に記載する効果を奏する。

【００７７】（１）従来共振電流のピーク電流値で還流
していた電流を抑制することができ、還流電流による損
失分を減少させることができる。

【００７８】（２）スイッチング素子と直列に接続され
ているインダクタを磁気結合インダクタとしたものは、
インダクタの磁気エネルギを回生することができる。ま
たこの磁気エネルギの回生によりコンデンサの充電電圧
の抑制が可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施の形態１にかかる電力変換器の１アーム分
の回路構成図。

【図２】実施の形態２にかかる電力変換器の１アーム分
の回路構成図。

【図３】実施の形態３にかかる電力変換器の１アーム分
の回路構成図。

【図４】実施の形態４にかかる電力変換器の１アーム分
の回路構成図。

【図５】実施の形態５にかかる電力変換器の１アーム分
の回路構成図。

【図６】実施の形態６にかかる電力変換器の１アーム分
の回路構成図。

【図７】実施の形態７にかかる電力変換器の１アーム分
の回路構成図。

【図８】実施の形態８にかかる電力変換器の１アーム分
の回路構成図。

【図９】実施の形態９にかかる電力変換器の１アーム分
の回路構成図。

【図１０】実施の形態１０にかかる多相電力変換器の回
路構成図。

【図１１】実施の形態１１にかかる多相電力変換器の回
路構成図。

【図１２】従来例にかかる昇降圧チョッパの回路構成
図。

【図１３】電流モード構成の分類図（その１）。

【図１４】同（その２）。

【図１５】同（その３）。

【図１６】同（その４）。

【図１７】従来例にかかる多相（３相）アームの構成
図。

【図１８】従来例にかかる多相（３相）アームの構成
図。

【図１９】電流と電圧のタイミングチャート。

【符号の説明】

Ａ…１アーム分の回路Ｓ１〜Ｓ６…スイッチング素子Ｖａ，Ｖｄｃ，ＰＮ…直流電源Ｍ１，Ｍ２…磁気結合インダクタＭ１ａ〜Ｍ１ｃ，Ｍ２ａ，Ｍ２ｃ…磁気結合インダクタ
の巻線。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源に第１，第２のスイッチング素
子（Ｓ１，Ｓ４）を直列に接続し、それらのスイッチン
グ素子の間に出力端子を設けて負荷を接続し２個のスイ
ッチング素子を交互に導通させ、その導通幅を制御する
ことにより負荷に出力する平均電圧を制御するＰＷＭ方
式の電力変換器において、前記電源に２個のコンデンサ（Ｃ１０１，Ｃ１０４）を
直列に接続し、前記第１のスイッチング素子と負荷端子との間に第１の
インダクタ（Ｌ１）を直列に接続し、前記２個のコンデンサの直列接続点と第１のスイッチン
グ素子と第１のインダクタの接続点との間に第１のダイ
オード（Ｄ１）と第１のコンデンサ（Ｃ１）を直列に接
続し、前記第１のダイオードと第１のコンデンサの接続点と電
源の正端子との間に第２のダイオード（Ｄ７）と第２の
インダクタ（Ｌ７）を直列に接続し、前記負荷端子と第２のスイッチング素子との間に第３の
インダクタ（Ｌ４）を直列に接続し、前記第３のインダクタと第２のスイッチング素子の接続
点と前記２個のコンデンサの直列接続点との間に第３の
コンデンサ（Ｃ４）と第３のダイオード（Ｄ４）とを直
列に接続し、前記電源の負の端子と前記第３のコンデンサと第３のダ
イオードの接続点との間に第４のインダクタ（Ｌ１０）
と第４のダイオード（Ｄ１０）を直列に接続し、さらに、負荷端子と電源の正端子との間および電源の負
端子と負荷端子との間に、それぞれダイオード（Ｄ１
３，Ｄ１６）を接続し、てなるノイズ低減用転流回路を有する電力変換器におい
て、前記負荷端子と電源の正端子との間および電源の負端子
と負荷端子との間に接続されたダイオード（Ｄ１３，Ｄ
１６）と、それぞれ直列に還流電流制限用のインダクタ
ンス（Ｌ１３，Ｌ１６）を接続し、転流電流の還流成分
を抑制することを特徴とする電力変換器。
【請求項２】直流電源に第１，第２のスイッチング素
子（Ｓ１，Ｓ４）を直列に接続し、それらのスイッチン
グ素子の間に出力端子を設けて負荷を接続し２個のスイ
ッチング素子を交互に導通させ、その導通幅を制御する
ことにより負荷に出力する平均電圧を制御するＰＷＭ方
式の電力変換器において、前記電源に２個のコンデンサ（Ｃ１０１，Ｃ１０４）を
直列に接続し、前記第１のスイッチング素子と負荷端子との間に第１の
インダクタ（Ｌ１）を直列に接続し、前記２個のコンデンサの直列接続点と第１のスイッチン
グ素子と第１のインダクタの接続点との間に第１のダイ
オード（Ｄ１）と第１のコンデンサ（Ｃ１）を直列に接
続し、前記第１のダイオードと第１のコンデンサの接続点と電
源の正端子との間に第２のダイオード（Ｄ７）と第２の
インダクタ（Ｌ７）を直列に接続し、前記負荷端子と第２のスイッチング素子との間に第３の
インダクタ（Ｌ４）を直列に接続し、前記第３のインダクタと第２のスイッチング素子の接続
点と前記２個のコンデンサの直列接続点との間に第３の
コンデンサ（Ｃ４）と第３のダイオード（Ｄ４）とを直
列に接続し、前記電源の負の端子と前記第３のコンデンサと第３のダ
イオードの接続点との間に第４のインダクタ（Ｌ１０）
と第４のダイオード（Ｄ１０）を直列に接続し、てなるノイズ低減用転流回路を設け、転流時の第１，第
３インダクタのエネルギを第１，第３のコンデンサで吸
収することを特徴とする電力変換器。
【請求項３】直流電源に第１，第２のスイッチング素
子（Ｓ１，Ｓ４）を直列に接続し、それらのスイッチン
グ素子の間に出力端子を設けて負荷を接続し２個のスイ
ッチング素子を交互に導通させ、その導通幅を制御する
ことにより負荷に出力する平均電圧を制御するＰＷＭ方
式の電力変換器において、前記電源に２個のコンデンサ（Ｃ１０１，Ｃ１０４）を
直列に接続し、前記第１のスイッチング素子と負荷端子との間に３巻線
磁気結合インダクタＭ１の第１巻線（Ｍ１ａ）を直列に
接続し、前記２個のコンデンサの直列接続点と第１のスイッチン
グ素子と磁気結合インダクタの第１巻線の接続点との間
に第１のダイオード（Ｄ１）と第１のコンデンサ（Ｃ
１）を直列に接続し、前記第１のダイオードと第１のコンデンサの接続点と電
源の正端子との間に第２のダイオード（Ｄ７）と第２の
インダクタ（Ｌ７）を直列に接続し、前記負荷端子と第２のスイッチング素子との間に前記磁
気結合インダクタの第２巻線（Ｍ１ｂ）を直列に接続
し、前記磁気結合インダクタの第２巻線と第２のスイッチン
グ素子の接続点と前記２個のコンデンサの直列接続点と
の間に第３のコンデンサ（Ｃ４）と第３のダイオード
（Ｄ４）とを直列に接続し、前記電源の負の端子と前記第３のコンデンサと第３のダ
イオードの接続点との間に第４のインダクタ（Ｌ１０）
と第４のダイオード（Ｄ１０）を直列に接続し、前記磁気結合インダクタの第３巻線（Ｍ１ｃ）を第５の
ダイオードを介して直流電源に接続し、てなるノイズ低減用転流回路を設け、転流時の磁気結合
インダクタのエネルギを直流電源に回生することを特徴
とする電力変換器。
【請求項４】請求項３において、前記第３巻線からエネルギが回生される直流電源を、前
記直流電源電圧より低い電圧の第２の直流電源とし、第
５のダイオードに印加する電圧を自由に設定できるよう
にしたことを特徴とする電力変換器。
【請求項５】直流電源に第１，第２のスイッチング素
子（Ｓ１，Ｓ４）を直列に接続し、それらのスイッチン
グ素子の間に出力端子を設けて負荷を接続し２個のスイ
ッチング素子を交互に導通させ、その導通幅を制御する
ことにより負荷に出力する平均電圧を制御するＰＷＭ方
式の電力変換器において、前記電源に３個のコンデンサ（Ｃ１０１，Ｃ１０７，Ｃ
１０４）を直列に接続し、前記第１のスイッチング素子と負荷端子との間に３巻線
磁気結合インダクタＭ１の第１巻線（Ｍ１ａ）を直列に
接続し、前記３個のコンデンサの前記電源の正端子側コンデンサ
（Ｃ１０１）とそれに接続された中間のコンデンサ（Ｃ
１０７）の接続点と第１のスイッチング素子と前記磁気
結合インダクタの第１巻線の接続点との間に第１のダイ
オード（Ｄ１）と第１のコンデンサ（Ｃ１）を直列に接
続し、前記第１のダイオードと第１のコンデンサの接続点と電
源の正端子との間に第２のダイオード（Ｄ７）と第２の
インダクタ（Ｌ７）を直列に接続し、前記負荷端子と第２のスイッチング素子との間に前記磁
気結合インダクタの第２巻線（Ｍ１ｂ）を直列に接続
し、前記磁気結合インダクタの第２巻線と第２のスイッチン
グ素子の接続点と前記３個のコンデンサの前記電源の負
端子側コンデンサ（Ｃ１０４）とそれに接続された中間
のコンデンサ（Ｃ１０７）の接続点との間に第３のコン
デンサ（Ｃ４）と第３のダイオード（Ｄ４）とを直列に
接続し、前記電源の負の端子と前記第３のコンデンサと第３のダ
イオードの接続点との間に第４のインダクタ（Ｌ１０）
と第４のダイオード（Ｄ１０）を直列に接続し、前記磁気結合インダクタの第３巻線（Ｍ１ｃ）をダイオ
ードを介して前記３個のコンデンサの中間のコンデンサ
（Ｃ１０７）の両端子に接続し、てなるノイズ低減用転流回路を設け、転流時の磁気結合
インダクタのエネルギをコンデンサを介して前記電源に
回生したり、再利用しうるようにしたことを特徴とする
電力変換器。
【請求項６】直流電源に第１，第２のスイッチング素
子（Ｓ１，Ｓ４）を直列に接続し、それらのスイッチン
グ素子の間に出力端子を設けて負荷を接続し２個のスイ
ッチング素子を交互に導通させ、その導通幅を制御する
ことにより負荷に出力する平均電圧を制御するＰＷＭ方
式の電力変換器において、前記電源に２個のコンデンサ（Ｃ１０１，Ｃ１０４）を
直列に接続し、前記第１のスイッチング素子と負荷端子との間に第１の
２巻線磁気結合インダクタＭ１の第１巻線（Ｍ１ａ）を
直列に接続し、前記２個のコンデンサの直列接続点と第１のスイッチン
グ素子と第１のインダクタの接続点との間に第１のダイ
オード（Ｄ１）と第１のコンデンサ（Ｃ１）を直列に接
続し、前記第１のダイオードと第１のコンデンサの接続点と電
源の正端子との間に第２のダイオード（Ｄ７）と第２の
インダクタ（Ｌ７）を直列に接続し、前記負荷端子と第２のスイッチング素子との間に第２の
２巻線磁気結合インダクタＭ２の第１巻線（Ｍ２ａ）を
直列に接続し、前記第３のインダクタと第２のスイッチング素子の接続
点と前記２個のコンデンサの直列接続点との間に第３の
コンデンサ（Ｃ４）と第３のダイオード（Ｄ４）とを直
列に接続し、前記電源の負の端子と前記第３のコンデンサと第３のダ
イオードの接続点との間に第４のインダクタ（Ｌ１０）
と第４のダイオード（Ｄ１０）を直列に接続し、前記第１，第２の磁気結合インダクタの第２巻線（Ｍ１
ｃ，Ｍ２ｃ）を直列に接続し、ダイオードを介して第２
の直流電源に接続し、てなるノイズ低減用転流回路を設け、転流時の磁気結合
インダクタのエネルギを第２の直流電源に回生すること
を特徴とする電力変換器。
【請求項７】直流電源に第１，第２のスイッチング素
子（Ｓ１，Ｓ４）を直列に接続し、それらのスイッチン
グ素子の間に出力端子を設けて負荷を接続し２個のスイ
ッチング素子を交互に導通させ、その導通幅を制御する
ことにより負荷に出力する平均電圧を制御するＰＷＭ方
式の電力変換器において、前記電源に２個のコンデンサ（Ｃ１０１，Ｃ１０４）を
直列に接続し、前記第１のスイッチング素子と負荷端子との間に第１の
２巻線磁気結合インダクタＭ１の第１巻線（Ｍ１ａ）を
直列に接続し、前記２個のコンデンサの直列接続点と第１のスイッチン
グ素子と第１のインダクタの接続点との間に第１のダイ
オード（Ｄ１）と第１のコンデンサ（Ｃ１）を直列に接
続し、前記第１のダイオードと第１のコンデンサの接続点と電
源の正端子との間に第２のダイオード（Ｄ７）と第２の
インダクタ（Ｌ７）を直列に接続し、前記負荷端子と第２のスイッチング素子との間に第２の
２巻線磁気結合インダクタＭ２の第１巻線（Ｍ２ａ）を
直列に接続し、前記第３のインダクタと第２のスイッチング素子の接続
点と前記２個のコンデンサの直列接続点との間に第３の
コンデンサ（Ｃ４）と第３のダイオード（Ｄ４）とを直
列に接続し、前記電源の負の端子と前記第３のコンデンサと第３のダ
イオードの接続点との間に第４のインダクタ（Ｌ１０）
と第４のダイオード（Ｄ１０）を直列に接続し、前記第１，第２の磁気結合インダクタの第２巻線（Ｍ１
ｃ，Ｍ２ｃ）をそれぞれダイオードを介して第２の直流
電源に接続し、てなるノイズ低減用転流回路を設け、転流時の磁気結合
インダクタのエネルギを第２の直流電源に回生すること
を特徴とする電力変換器。
【請求項８】直流電源に第１，第２のスイッチング素
子（Ｓ１，Ｓ４）を直列に接続し、それらのスイッチン
グ素子の間に出力端子を設けて負荷を接続し２個のスイ
ッチング素子を交互に導通させ、その導通幅を制御する
ことにより負荷に出力する平均電圧を制御するＰＷＭ方
式の電力変換器において、前記電源に３個のコンデンサ（Ｃ１０１，Ｃ１０７，Ｃ
１０４）を直列に接続し、前記第１のスイッチング素子と負荷端子との間に第１の
２巻線磁気結合インダクタＭ１の第１巻線（Ｍ１ａ）を
直列に接続し、前記３個のコンデンサの前記電源の正端子側コンデンサ
（Ｃ１０１）とそれに接続されたコンデンサ（Ｃ１０
７）の接続点と第１のスイッチング素子と前記第１の磁
気結合インダクタの第１巻線の接続点との間に第１のダ
イオード（Ｄ１）と第１のコンデンサ（Ｃ１）を直列に
接続し、前記第１のダイオードと第１のコンデンサの接続点と電
源の正端子との間に第２のダイオード（Ｄ７）と第２の
インダクタ（Ｌ７）を直列に接続し、前記負荷端子と第２のスイッチング素子との間に第２の
２巻線磁気結合インダクタＭ２の第１巻線（Ｍ２ａ）を
直列に接続し、前記第２の磁気結合インダクタの第１巻線と第２のスイ
ッチング素子の接続点と前記３個のコンデンサの前記電
源の負端子側コンデンサ（Ｃ１０４）とそれに接続され
た中間のコンデンサ（Ｃ１０７）の接続点との間に第３
のコンデンサ（Ｃ４）と第３のダイオード（Ｄ４）とを
直列に接続し、前記電源の負の端子と前記第３のコンデンサと第３のダ
イオードの接続点との間に第４のインダクタ（Ｌ１０）
と第４のダイオード（Ｄ１０）を直列に接続し、前記第１，第２の磁気結合インダクタの第２巻線（Ｍ１
ｃ，Ｍ２ｃ）を直列に接続し、ダイオードを介して前記
３個のコンデンサの中間のコンデンサ（Ｃ１０７）の両
端に接続し、てなるノイズ低減用転流回路を設け、転流時の磁気結合
インダクタのエネルギをコンデンサを介して前記電源に
回生したり、再利用しうるようにしたことを特徴とする
電力変換器。
【請求項９】直流電源に第１，第２のスイッチング素
子（Ｓ１，Ｓ４）を直列に接続し、それらのスイッチン
グ素子の間に出力端子を設けて負荷を接続し２個のスイ
ッチング素子を交互に導通させ、その導通幅を制御する
ことにより負荷に出力する平均電圧を制御するＰＷＭ方
式の電力変換器において、前記電源に３個のコンデンサ（Ｃ１０１，Ｃ１０７，Ｃ
１０４）を直列に接続し、前記第１のスイッチング素子と負荷端子との間に第１の
２巻線磁気結合インダクタＭ１の第１巻線（Ｍ１ａ）を
直列に接続し、前記３個のコンデンサの前記電源の正端子側コンデンサ
（Ｃ１０１）とそれに接続された中間コンデンサ（Ｃ１
０７）の接続点と第１のスイッチング素子と前記第１の
磁気結合インダクタの第１巻線の接続点との間に第１の
ダイオード（Ｄ１）と第１のコンデンサ（Ｃ１）を直列
に接続し、前記第１のダイオードと第１のコンデンサの接続点と電
源の正端子との間に第２のダイオード（Ｄ７）と第２の
インダクタ（Ｌ７）を直列に接続し、前記負荷端子と第２のスイッチング素子との間に第２の
２巻線磁気結合インダクタＭ２の第１巻線（Ｍ２ａ）を
直列に接続し、前記第２の磁気結合インダクタの第１巻線と第２のスイ
ッチング素子の接続点と前記３個のコンデンサの前記電
源の負端子側コンデンサ（Ｃ１０４）とそれに接続され
た中間のコンデンサ（Ｃ１０７）の接続点との間に第３
のコンデンサ（Ｃ４）と第３のダイオード（Ｄ４）とを
直列に接続し、前記電源の負の端子と前記第３のコンデンサと第３のダ
イオードの接続点との間に第４のインダクタ（Ｌ１０）
と第４のダイオード（Ｄ１０）を直列に接続し、前記第１，第２の磁気結合インダクタの第２巻線（Ｍ１
ｃ，Ｍ２ｃ）をそれぞれダイオードを介して前記３個の
コンデンサの中間のコンデンサ（Ｃ１０７）の両端に接
続し、てなるノイズ低減用転流回路を設け、転流時の磁気結合
インダクタのエネルギを中間コンデンサを介して前記第
２の直流電源に回生したり、再利用しうるようにしたこ
とを特徴とする電力変換器。
【請求項１０】請求項１ないし９のいずれか１つにお
いて、前記１アーム分の変換器を複数個並列に接続して多相交
流変換器としたことを特徴とする電力変換器。
【請求項１１】請求項１０において、前記各変換器の直流電源の正端子に接続されている第２
のインダクタおよび直流電源の負端子に接続されている
第４のインダクタをそれぞれ共有とし、第２，第４のイ
ンダクタの数を相数より少なくしたことを特徴とする電
力変換器。
【請求項１２】請求項１ないし４又は６又は７のいず
れか１つにおいて、前記１アーム分の変換器を複数個並列に接続して多相交
流変換器とすると共に、前記直流電源に直列に接続され
た２個のコンデンサを共有し、直列に接続された２個の
コンデンサの数を相数より少なくしたことを特徴とする
電力変換器。
【請求項１３】請求項５又は８又は９において、前記１アーム分の変換器を複数個並列に接続して多相交
流変換器とすると共に、前記直列に接続された３個のコ
ンデンサを共有とし、直列に接続された３個のコンデン
サの数を相数より少なくしたことを特徴とする電力変換
器。
【請求項１４】請求項４又は６又は７において、前記１アーム分の変換器を複数個並列に接続して多相交
流変換器とすると共に、前記第２の直流電源を共有と
し、第２の直流電源の数を相数より少なくしたことを特
徴とする電力変換器。