JP4696688B2 - 放電灯点灯装置及び照明器具 - Google Patents

Description

本発明は熱陰極型放電灯を２灯以上直列点灯させる放電灯点灯装置及びこれを用いた照明器具に関するものであり、負荷の接続不良やフィラメントの断線検知の技術に関するものである。

（従来例１）
従来の放電灯点灯装置の一例を図３１に示す。本従来例は、特許文献１（特開平１１−３５４２８６号公報）と特許文献２（特開２００４−１９３０７４号公報）を利用した放電灯点灯装置であり、直流電源Ｖｄｃをインバータ１により高周波に変換し、蛍光ランプのような熱陰極型の放電灯負荷ＦＬ１，ＦＬ２を点灯させる放電灯点灯装置であって、負荷が外れたり、負荷を接続する導電線が接続不良となったことを電気信号に置き換えて、所定の電気信号が入力されたときに、インバータ１の動作を停止させるなどの保護機能を有する制御回路部２を備えている。

以下、その回路構成について説明する。直流電源Ｖｄｃは例えば商用交流電源を整流平滑した電圧である。この直流電源Ｖｄｃを高周波に変換するインバータ１は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と直流成分カット用コンデンサＣ１、共振用インダクタンス素子Ｔ１、共振用コンデンサＣ２、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２、負荷のフィラメントに対して並列的に接続された予熱制御用コンデンサＣ３、Ｃ４、Ｃ５、各フィラメントに電流を供給する共振用インダクタンス素子Ｔ１の２次巻線からなる。

インバータ１のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は制御回路部２により高周波で交互にオン・オフされる。制御回路部２は、インバータ１の動作周波数を制御するタイマー回路・周波数制御回路２２と、負荷の異常を検出する電圧比較器ＮＬ、ＥＬと、スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２の駆動を制御する駆動回路２１からなる。

制御回路部３の電圧比較器ＥＬには、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３を介して第１〜第３のＤＣ検出回路の出力が印加されている。第１のＤＣ検出回路は、負荷の直流成分を検出する抵抗Ｒ１、Ｒ２、コンデンサＣ７からなる。第２のＤＣ検出回路は、負荷の直流成分を検出する抵抗Ｒ３、Ｒ４、コンデンサＣ９からなる。第３のＤＣ検出回路は、コンデンサＣ４の直流成分電圧を検出する抵抗Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９、Ｒ１０、コンデンサＣ８からなる。

制御回路部２の電圧比較器ＮＬには、無負荷検出回路の出力が印加されている。第１の無負荷検出回路は、抵抗Ｒ１５、Ｒ１６、Ｒ１７、Ｒ１８、コンデンサＣ１１、トランジスタＱ３からなり、端子ＥもしくはＦの接続およびＥ−Ｆ側のフィラメント断線を検出する。第２の無負荷検出回路は、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３、Ｒ１４、ダイオードＤ４、ツェナーダイオードＺＤ１、コンデンサＣ１０からなる起動時無負荷検出回路であり、電源投入時に端子ＡもしくはＢの接続およびＡ−Ｂ側のフィラメント断線を検出する。

以下、本回路の動作について説明する。インバータ１は、制御回路部２からスイッチング素子Ｑ１・Ｑ２への駆動信号により、スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２が交互にオン・オフ動作し、共振用インダクタンス素子Ｔ１、共振用コンデンサＣ２、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２からなる共振負荷回路に矩形波状の高周波電圧を印加し、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２を正弦波状の高周波で点灯させるものである。

インバータの動作周波数と共振負荷回路の共振特性の関係を図２２に示す。インバータは電源投入されると、共振用インダクタンス素子Ｔ１、共振用コンデンサＣ２により決まる無負荷共振周波数ｆ０に対して十分に高い周波数ｆｐｈにて発振開始し、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２には点灯出来ない程度の共振電圧が印加される。この時、共振用インダクタンス素子Ｔ１の２次巻線よりコンデンサＣ３、Ｃ４、Ｃ５を介してフィラメントを加熱するための先行予熱電流が流れる。この動作を先行予熱モードと称する。

所定の時間先行予熱を行なった後、インバータの動作周波数は放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２を点灯できるように周波数は無負荷共振周波数ｆ０に近い始動時周波数ｆｓｔに変化し、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２が点灯できるような共振電圧が印加され、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２は点灯する。この動作を始動モードと称する。

その後、インバータの動作周波数は点灯時の周波数ｆｔに変化して、通常点灯状態に移行し、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２は所定の出力が得られる。以上が負荷を正常に接続した場合の電源投入から通常点灯に至るまでのシーケンス動作である。

本従来例は、負荷が接続されていないことや、フィラメントが断線したことを検知し、インバータを発振停止させる機能を有しており、以下、その動作について説明する。

制御回路部２内に構成された電圧比較器ＮＬは、入力電圧があらかじめ設定された閾値Ｒｅｆ−ＮＬを下回るとＬｏｗ信号を出力する。電圧比較器ＮＬはＬｏｗ信号を出力すると周波数制御回路を停止させ、スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２への駆動信号が停止する。この結果、インバータは発振停止する。一方、電圧比較器ＮＬがＨｉｇｈ信号を出力すると、周波数制御回路は動作し、スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２への駆動信号も出力され、インバータは動作する。

電圧比較器ＥＬはＬｏｗ信号出力時にはインバータが動作し、Ｈｉｇｈ信号出力時には周波数制御回路を停止させ、スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２への駆動信号が停止する。この結果、インバータは発振停止する。また、電圧比較器ＥＬは電源投入からの所定の時間はＨｉｇｈ信号を出力しないように動作禁止期間（マスク期間）を設けている（図２１参照）。

（正常時の動作）
まず、フィラメント端子Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ、Ｆ、Ｇが正常に接続された状態で電源が投入されると、以下の動作となる。第１の無負荷検出回路において、直流電源Ｖｄｃからの直流バイアスが抵抗Ｒ１５、Ｒ１６を介して抵抗Ｒ１７に印加されると同時に、抵抗Ｒ１５、フィラメント端子Ｆ−Ｅの経路にもバイアスが印加される。ここで、フィラメントの抵抗値は概ね数Ω〜数十Ωと低く、一方、抵抗Ｒ１５、Ｒ１６、Ｒ１７は共振負荷回路に影響が無いような比較的大きな抵抗値（概ね数十ｋΩ〜数ＭΩ）で構成される。したがって、フィラメント端子Ｆ−Ｅ間に発生する電圧が非常に小さいため、これに並列的に接続された抵抗Ｒ１６やＲ１７に印加される電圧は極めて低く、トランジスタＱ３のベース・エミッタ間への電流供給は殆ど無い。よって、トランジスタＱ３はオフする。

第２の無負荷検出回路において、直流電源Ｖｄｃからの直流バイアスにより抵抗Ｒ１１、フィラメント端子Ｂ−Ａ、抵抗Ｒ１２、フィラメント端子Ｃ−Ｇ−Ｄ、抵抗Ｒ１３、ダイオードＤ４を介して抵抗Ｒ１４に電流が流れることで、コンデンサＣ１０が充電され、所定値まで上昇する。電圧比較器ＮＬの＋入力端子の電位は基準電圧Ｒｅｆ−ＮＬを越え、電圧比較器ＮＬの出力はＨｉｇｈとなる。この結果、インバータは通常動作を開始する。

通常動作を開始すると、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２の両端には高周波電圧が発生し、ツェナーダイオードＺＤ１では高周波電圧を半波整流すると共に、ツェナー電圧によりピーク部をクランプした波形が発生する。この電圧をダイオードＤ４とコンデンサＣ１０と抵抗Ｒ１４によりフィルタリングし、インバータが動作を開始した後においても電圧比較器ＮＬの＋入力端子へのバイアスを維持する。

第１のＤＣ検出回路においては、直流電源Ｖｄｃから抵抗Ｒ１１、フィラメント端子Ｂ−Ａ、共振用インダクタンス素子Ｔ１、抵抗Ｒ１を介して抵抗Ｒ２に電流が流れて、コンデンサＣ７を所定値まで充電される。この電位は分圧によっては基準電圧Ｒｅｆ−ＥＬを越える場合がある。しかしながら、電圧比較器ＥＬは電源投入からの所定時間はマスク期間を設けているため、電圧比較器ＥＬの＋端子への入力が如何なる場合でも、第１のＤＣ検出回路は機能しない。

インバータが動作し負荷が点灯すると、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２のインピーダンスは低下する。負荷の定格によりインピーダンスは様々であるが、一般的には数百Ω〜数ｋΩである。第１のＤＣ検出回路を構成する抵抗は共振負荷回路に影響が無いように数十ｋΩ〜数百ｋΩで構成する。したがって、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２が点灯すると、負荷に直流成分が発生しない条件下では殆ど抵抗Ｒ２、コンデンサＣ７には電圧が発生しない。

第２のＤＣ検出回路においては、直流電源Ｖｄｃから抵抗Ｒ１１、Ｒ３を介して抵抗Ｒ４に電流が流れて、コンデンサＣ９が所定値まで充電される。この電位は第１のＤＣ検出回路と同様、分圧によっては基準電圧Ｒｅｆ−ＥＬを越える場合がある。しかしながら、電圧比較器ＥＬは電源投入からの所定時間はマスク期間を設けているため、第２のＤＣ検出回路は機能しない。

インバータが動作し負荷が点灯すると、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２のインピーダンスは低下する。第２のＤＣ検出回路の抵抗も共振負荷回路に影響が無いように数十ｋΩ〜数百ｋΩで構成する。したがって、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２が点灯すると、負荷に直流成分が発生しない条件下では殆ど抵抗Ｒ４、コンデンサＣ９には電圧が発生しない。

第３のＤＣ検出回路においては、直流電源Ｖｄｃから抵抗Ｒ６、予熱巻線ｃ−ｄ、抵抗Ｒ７の経路と、抵抗Ｒ８、Ｒ９の経路を介して、抵抗Ｒ１０に電流が流れて、コンデンサＣ８が所定値まで充電される。この電位は第１のＤＣ検出回路と同様、分圧によっては基準電圧Ｒｅｆ−ＥＬを越える場合がある。しかしながら、電圧比較器ＥＬは電源投入からの所定時間はマスク期間を設けているため、第３のＤＣ検出回路は機能しない。

インバータが動作し負荷が点灯すると、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２のインピーダンスは低下する。第３のＤＣ検出回路の抵抗も共振負荷回路に影響が無いように数十ｋΩ〜数百ｋΩで構成する。したがって、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２が点灯すると、抵抗Ｒ６、Ｒ８と抵抗Ｒ７、Ｒ９およびＲ１０の分圧比が著しく低下し、コンデンサＣ８と抵抗Ｒ１０には電圧が殆ど発生しない。

（電源投入時の異常検出動作）
電源投入時に端子Ａ−Ｂ間のフィラメントが断線もしくはフィラメント端子ＡまたはＢが接続不良の場合の動作について説明する。

この場合、第２の無負荷検出回路の直流バイアス経路が遮断されるため、コンデンサＣ１０は充電されず、基準電圧Ｒｅｆ−ＮＬ以下となり、インバータは起動しない。

電源投入時に端子Ｅ−Ｆ間のフィラメントが断線もしくはフィラメント端子ＥまたはＦが接続不良の場合の動作について説明する。

この場合、抵抗Ｒ１６，Ｒ１７に印加される電圧が増大し、コンデンサＣ１１に大きな電圧が発生するから、第１の無負荷検出回路のトランジスタＱ３のベースへの電流が十分に供給され、トランジスタＱ３がオンし、抵抗Ｒ１８は抵抗Ｒ１４の分圧比を著しく低下させるような抵抗値に設定されているため、コンデンサＣ１０の電位が基準電圧Ｒｅｆ−ＮＬ以下となり、インバータは起動しない。

電源投入時に端子Ｃ−Ｇ間またはＤ−Ｇ間のフィラメントが断線もしくはフィラメント端子ＣやＤやＧが接続不良の場合の動作について説明する。この場合は、電圧比較器ＮＬの＋端子へ影響する回路が構成されてないため、また、電圧比較器ＥＬもマスク期間のためインバータは起動する。

（通常点灯時の異常検出動作）
通常点灯時（マスク期間後）にフィラメント端子Ａが接続不良の場合の動作について説明する。共振負荷回路を流れるランプ電流は共振用インダクタンス素子Ｔ１よりコンデンサＣ３、フィラメント端子Ｂを介して流れる。このとき、第２の無負荷検出回路の抵抗Ｒ１２とコンデンサＣ２の接続部分には高周波電圧が継続して発生しているため、コンデンサＣ１０は通常点灯時の電位を保持する。したがって、第２の無負荷検出回路は機能しない。

このとき、コンデンサＣ３と放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２の直列回路構成部分に対して並列に、第１のＤＣ検出回路と第２の無負荷検出回路（抵抗Ｒ１１は除く）が構成される形となり、この合成インピーダンスをＺ１とすると、コンデンサＣ１の直流成分電圧が抵抗Ｒ５とインピーダンスＺ１の分圧比でコンデンサＣ１とＣ３に分担される。この結果、コンデンサＣ３と負荷の直列構成部分には直流成分電圧が発生するため、第１のＤＣ検出回路にも直流成分電圧が発生する。これによって、コンデンサＣ７、抵抗Ｒ２の電位は基準電圧Ｒｅｆ−ＥＬを越えるため、インバータは発振停止する。

通常点灯時（マスク期間後）にフィラメント端子Ｂが接続不良の場合の動作について説明する。共振負荷回路を流れるランプ電流経路は変化しないものの、第２のＤＣ検出回路の分圧比が負荷のインピーダンスに影響されなくなるため、抵抗Ｒ１１、Ｒ３、Ｒ４の分圧比で決まる電圧がコンデンサＣ９、抵抗Ｒ４に発生する。これによって、コンデンサＣ９、抵抗Ｒ４の電位は基準電圧Ｒｅｆ−ＥＬを越えるため、インバータは発振停止する。

通常点灯時（マスク期間後）に端子Ａ−Ｂ間のフィラメントが断線した場合は、上述したフィラメント端子Ａの接続不良モードもしくはフィラメント端子Ｂの接続不良モードの検出機能が働くため、インバータは発振停止する。

通常点灯中（マスク期間後）に端子Ｅ−Ｆ間のフィラメントが断線した場合やフィラメント端子ＥまたはＦが接続不良の場合は、電源投入時と同様に第１の無負荷検出回路が機能するためインバータは発振停止する。

通常点灯時（マスク期間後）にフィラメント端子ＣもしくはＧが接続不良の場合の動作について説明する。

フィラメント端子Ｃが接続不良の場合はランプ電流の経路は変化せず、フィラメント端子Ｇを介してランプ電流が流れる。第３のＤＣ検出回路は、抵抗Ｒ６、Ｒ７、Ｒ１０の経路では抵抗Ｒ７とＲ１０の直列構成に対して放電灯負荷ＦＬ２が並列に存在するため、抵抗Ｒ１０の電位は殆ど発生しない。抵抗Ｒ８、Ｒ９、Ｒ１０の経路では抵抗Ｒ９とＲ１０の直列構成に対してランプが並列に存在しない（コンデンサＣ４が抵抗Ｒ９とＲ１０の直列回路と分離させている）。よって、抵抗Ｒ１０には直流電源Ｖｄｃを抵抗Ｒ８、Ｒ９とＲ１０で分圧した直流電圧が発生するため、インバータは発振停止する。

フィラメント端子Ｇが接続不良の場合はランプ電流の経路は変化し、フィラメント端子Ｃ、コンデンサＣ４、予熱巻線ｃ−ｄ、フィラメント端子Ｄの経路にランプ電流が流れる。この場合も第３のＤＣ検出回路の抵抗Ｒ９とＲ１０の直列構成部分には低インピーダンス要素の接続がないため、抵抗Ｒ１０には直流電源Ｖｄｃを抵抗Ｒ８、Ｒ９とＲ１０で分圧した直流電圧が発生するため、インバータは発振停止する。

通常点灯時（マスク期間後）にフィラメント端子Ｄが接続不良の場合の動作について説明する。フィラメント端子Ｄが接続不良の場合はランプ電流の経路は変化せず、フィラメント端子Ｇを介してランプ電流が流れる。第３のＤＣ検出回路では、抵抗Ｒ９とＲ１０の直列構成に対して放電灯負荷ＦＬ２が並列に存在するが、抵抗Ｒ７とＲ１０の直列構成に対しては低インピーダンス要素の接続が無いので、抵抗Ｒ１０には直流電源Ｖｄｃを抵抗Ｒ６、Ｒ７とＲ１０で分圧した直流電圧が発生するため、インバータは発振停止する。

通常点灯時（マスク期間後）に端子Ｃ−Ｇ間やＤ−Ｇ間のフィラメントが断線した場合は、上述したフィラメント端子ＣもしくはＧの接続不良モードもしくはフィラメント端子Ｄの接続不良モードの検出機能が働くため、インバータは発振停止する。

以上のように、本従来例では、フィラメントを有する放電灯点灯装置において、通常動作時において、どのフィラメントが断線した場合においても何れかの検出回路が動作し、インバータを発振停止することができる利点があり、また、通常動作時において、どのランプに接続される配線の接続不良があっても、インバータを発振停止することができる利点がある。

また、本従来例のようにフィラメントに対して並列的にコンデンサが接続されている場合は、１線のみの接続不良の場合は、ランプ電流経路が遮断されないため、アークが発生しない。しかしながら、もう一方の配線が外れる際には、ランプ電流経路を完全遮断しようとするため、アークが発生する。その上、共振負荷回路が無負荷共振特性に近づこうとするため、回路上のストレスが激増する。本従来例は、１線のみが外れた時点でインバータを停止させるため、ランプ電流遮断によるアークが発生するモードが存在しないため、非常に安全性を配慮した検出回路であった。
特開平１１−３５４２８６号公報 特開２００４−１９３０７４号公報

しかしながら、本従来例には次のような問題があった。ランプが外れている状態から再装着をする際、端子Ｃ、Ｄ、Ｇの部分が非装着であっても、端子Ａ、ＢとＥ、Ｆが装着されていれば、インバータは起動してしまう。この結果、ランプが不完全な接続状態でインバータが動作するため、回路に大きなストレスが発生する問題があった。また、ランプ装着中にランプが点灯しようとする場合があるため、ユーザーに不安感を与える問題があった。

また、本課題を打開すべく第２の無負荷検出回路の経路において、抵抗Ｒ１２とＲ１３の間にフィラメント端子Ｃ、Ｇ、Ｄを介する手段をとっても、端子Ｃ、Ｇ、Ｄの接続、非接続を問わず、第３のＤＣ検出回路により抵抗Ｒ１４へバイアスが供給されるため、起動時にランプの装着判断が出来なかった。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、放電灯負荷を高周波で点灯する放電灯点灯装置で、フィラメントに並列に少なくともコンデンサを有する構成において、通常点灯時にフィラメント端子の一端が外れたことを確実に検知することができる検出機能を維持しながら、電源投入時およびランプ再装着時において、全フィラメントの接続を確実に検出できる安価で且つ装置の小形化が出来る検出手段を提供することにある。

本発明によれば、上記の課題を解決するために、図４に示すように、直流電源を高周波に変換し、放電灯負荷に高周波電力を供給するインバータ１を備え、該インバータ１の出力により２灯以上の熱陰極型放電灯負荷ＦＬ１，ＦＬ２を直列点灯させるための放電灯点灯装置であって、各放電灯負荷ＦＬ１，ＦＬ２のフィラメントに並列に接続され少なくとも予熱制御用コンデンサＣｆ１，Ｃｆ２，Ｃｆ３と予熱源ｎ１，ｎ２，ｎ３からなるフィラメント予熱回路を備え、放電灯負荷ＦＬ１，ＦＬ２の直列接続部分において各放電灯負荷ＦＬ１，ＦＬ２のフィラメントと直列に接続された予熱制御用コンデンサＣｆ２には、放電灯負荷ＦＬ１，ＦＬ２の直列接続部分（端子Ｃ，Ｄ，Ｇ）の接続が正常になされていない場合に該コンデンサＣｆ２に直流電圧が印加されることを検出する第１の検出回路Ｋ１及び第２の検出回路Ｋ２が接続されており、これらの検出回路Ｋ１，Ｋ２に所定値以上の電圧Ｖｋ１，Ｖｋ２が発生するとインバータ１の動作を停止もしくは出力を制限する保護機能を有し、第１の検出回路Ｋ１は、インバータ１の動作時に電圧が発生する第１の直流バイアス源ＤＣ１に接続されており、第２の検出回路Ｋ２は、電源投入と略同時に電圧が発生する第２の直流バイアス源ＤＣ２に接続されており、電源投入と略同時に電圧が発生する第２の直流バイアス源ＤＣ２から抵抗素子Ｒｂ１を介して放電灯負荷ＦＬ１，ＦＬ２の直列接続部分（端子Ｃ，Ｄ，Ｇ）における各フィラメントＣ−Ｇ、Ｇ−Ｄを介して流れる直流電流を検出することで起動時の無負荷状態を検出する第３の検出回路Ｋ３を備え、第３の検出回路Ｋ３の前記抵抗素子Ｒｂ１は第２の検出回路Ｋ２の一部を兼用していることを特徴とするものである。

請求項２の発明によれば、図６、図９に示すように、インバータは直流電源Ｖｄｃの両端間に直列に接続された２個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオンオフさせるハーフブリッジ型インバータであり、第１の直流バイアス源ＤＣ１はハーフブリッジ型インバータのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点から供給されていることを特徴とするものである。

請求項３の発明によれば、図７、図８、図１０、図１１に示すように、インバータは直流電源Ｖｄｃの両端間に直列に接続された２個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオンオフさせるハーフブリッジ型インバータであり、前記２個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点にインダクタンス素子Ｔ１もしくはトランス素子Ｔ２の一端を接続し、該インダクタンス素子Ｔ１もしくはトランス素子Ｔ２の他端から第１の直流バイアス源ＤＣ１が供給されていることを特徴とするものである。

また、請求項４の発明によれば、図１２に示すように、直列接続された放電灯負荷ＦＬ１，ＦＬ２の最も高圧側のフィラメントの一端Ａおよび他端Ｂには、負荷の直流成分を検出する第４の検出回路（抵抗Ｒ１，Ｒ２）及び第５の検出回路（抵抗Ｒ３，Ｒ４）がそれぞれ接続されると共に、電源投入と略同時に発生する第２の直流バイアス源から抵抗素子Ｒ１１と前記最も高圧側のフィラメントＡ−Ｂを介して流れる直流電流を検出することで起動時の無負荷状態を検出する第６の検出回路（抵抗Ｒ１９，Ｒ２０）を備え、インバータは直流成分カット用コンデンサＣ１を備え、該コンデンサＣ１には、少なくとも並列に限流素子Ｒ５が接続されており、第４または第５の検出回路に所定値以上の電圧が発生するとインバータの動作を停止もしくは出力を制限する保護機能を備えることを特徴とするものである。

請求項５の発明によれば、図１３に示すように、直流カット用コンデンサＣ１に並列接続された限流素子Ｒ５には整流素子Ｄ８が直列に構成されており、該整流素子Ｄ８の接続方向は直流カット用コンデンサＣ１の直流電圧を逆阻止しない方向に接続されていることを特徴とするものである。

請求項６の発明によれば、図２０に示すように、直列接続された放電灯負荷ＦＬ１，ＦＬ２の最も低圧側のフィラメントＥ−Ｆの接続を判別する第７の検出回路（抵抗Ｒ１６，Ｒ１７）を付加したことを特徴とするものである。

本発明によれば、２灯以上の熱陰極型の放電灯負荷が直列に接続され、予熱源から予熱制御用コンデンサを介して各フィラメントが予熱されるようにした放電灯点灯装置において、放電灯負荷の直列接続部分において各放電灯負荷のフィラメントと直列に接続された予熱制御用コンデンサには、放電灯負荷の直列接続部分の接続が正常になされていない場合に該コンデンサに直流電圧が印加されることを検出する第１の検出回路及び第２の検出回路が接続されており、これらの検出回路に所定値以上の電圧が発生するとインバータの動作を停止もしくは出力を制限する保護機能を有し、第１の検出回路は、インバータの動作時に電圧が発生する第１の直流バイアス源に接続されており、第２の検出回路は、電源投入と略同時に電圧が発生する第２の直流バイアス源に接続されているものであるから、放電灯負荷の直列接続部分の接続が正常になされていない場合には、電源投入時だけでなく、インバータの動作が停止しているときに放電灯負荷を再装着したような場合にも確実に検出することができ、安全で信頼性の高い放電灯点灯装置を小型かつ低コストで実現できる。

以下、本発明を実施するための形態について説明するが、後述する実施形態２が請求項１の構成に対応しており、実施形態１は前提となる構成として説明する。
（実施形態１）
本発明の実施形態１の構成を図１に示す。図中、１はインバータであり、ＦＬ１、ＦＬ２はインバータの出力に直列に接続された放電灯負荷である。インバータ１の構成は図３１の従来例と同様のものでも良く、予熱トランス（または共振用インダクタンス素子Ｔ１）の２次巻線のような予熱源ｎ１，ｎ２，ｎ３を備えている。各予熱源ｎ１，ｎ２，ｎ３には、予熱制御用コンデンサＣｆ１、Ｃｆ２、Ｃｆ３を介して放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２の各フィラメントが並列的に接続されている。すなわち、高圧側の放電灯負荷ＦＬ１の高圧側のフィラメントは端子Ａ−Ｂに接続され、コンデンサＣｆ１を介して予熱源ｎ１に接続されている。高圧側の放電灯負荷ＦＬ１の中点側のフィラメントは端子Ｃ−Ｇに接続され、低圧側の放電灯負荷ＦＬ２の中点側のフィラメントは端子Ｄ−Ｇに接続され、端子Ｃ−Ｇ−Ｄは直列に接続されて、予熱制御用コンデンサＣｆ２を介して予熱源ｎ２に接続されている。低圧側の放電灯負荷ＦＬ２の低圧側のフィラメントは端子Ｅ−Ｆに接続され、コンデンサＣｆ３を介して予熱源ｎ３に接続されている。なお、ここでは、低圧側とはインバータ１の出力の接地側のことを意味し、高圧側とはインバータ１の出力の非接地側（グランドレベルに対して高圧となる側）のことを意味しており、また、中点側とは２灯の放電灯負荷ＦＬ１，ＦＬ２の接続点側のことを意味している。

ＤＣ１はインバータ起動後に発生する直流バイアス源であり、ＤＣ２は電源投入後に発生する直流バイアス源である。これらの直流バイアス源ＤＣ１，ＤＣ２はそれぞれ検出回路Ｋ１，Ｋ２の電源となっている。検出回路Ｋ１は、インバータ起動後に発生する直流バイアス源ＤＣ１と、この直流バイアス源ＤＣ１に接続された抵抗Ｒａ１、Ｒａ２、Ｒａ３、コンデンサＣａ１からなる抵抗分圧回路であり、低圧側の放電灯負荷ＦＬ２のフィラメント端子Ｄに接続されている。検出回路Ｋ２は、電源投入後に発生する直流バイアス源ＤＣ２と、この直流バイアス源ＤＣ２に接続された抵抗Ｒｂ１、Ｒｂ２、Ｒｂ３、コンデンサＣｂ１からなる抵抗分圧回路であり、高圧側の放電灯負荷ＦＬ１のフィラメント端子Ｃに接続されている。

以下、図１の回路の動作について説明する。本実施形態はインバータ１で発生した高周波電力を、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２の直列回路に供給している。またこのとき、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２の高周波電圧には殆ど直流成分電圧が発生しないように供給されている。放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２の各フィラメントには、予熱源ｎ１，ｎ２，ｎ３より、予熱制御用コンデンサＣｆ１、Ｃｆ２、Ｃｆ３を介して予熱電流が供給される。

検出回路Ｋ１の直流バイアス源ＤＣ１は、インバータ動作後に発生する直流電源から構成されており、抵抗Ｒａ２とＲａ３とコンデンサＣａ１よりなる回路が放電灯負荷ＦＬ２に並列に接続されており、この回路に抵抗Ｒａ１を介して、インバータ動作後に発生する直流バイアス源ＤＣ１が接続されている。コンデンサＣａ１はインバータの動作周波数に対してインピーダンスが十分低くなるように設定している。このとき、放電灯負荷ＦＬ２には直流成分電圧は殆ど発生しない上、放電灯負荷のインピーダンスは一般的には数百Ω〜数ｋΩであり、検出回路Ｋ１を構成する抵抗器のインピーダンスは負荷に影響がないように数十ｋΩ〜数ＭΩで構成しているため、検出電圧Ｖｋ１はほぼ０Ｖである。正常時の等価回路を図２（ａ）に示す。

ここで、放電灯負荷ＦＬ２と装置の接続点である端子Ｄが外れた場合、もしくはランプ線が外れた場合には、検出回路Ｋ１は図２（ｂ）のように放電灯負荷ＦＬ２が直流回路的に分離する構成となり、検出電圧Ｖｋ１には図２（ｃ）のようにインバータ動作後に発生する直流バイアス源ＤＣ１を抵抗Ｒａ１、Ｒａ２、Ｒａ３で分圧した電圧が発生する。ここでの検出電圧Ｖｋ１の電圧変化をインバータ内部に構成された保護回路に入力し、所定の保護機能を動作させることが可能になる。

検出回路Ｋ２の直流バイアス源ＤＣ２は、電源投入後に発生する直流電源から構成されており、抵抗Ｒｂ２とＲｂ３とコンデンサＣｂ１よりなる回路が放電灯負荷ＦＬ１のフィラメントＣ−Ｇを介して放電灯負荷ＦＬ２に並列に接続されており、この回路に抵抗Ｒｂ１を介して、電源投入後に発生する直流バイアス源ＤＣ２が接続されている。コンデンサＣｂ１は上述のコンデンサＣａ１と同様にインバータの動作周波数に対してインピーダンスが十分低い。また、抵抗Ｒｂ１、Ｒｂ２、Ｒｂ３は上述のＲａ１、Ｒａ２、Ｒａ３と同様、数十ｋΩ〜数ＭΩで構成しているため、検出電圧Ｖｋ２はほぼ０Ｖである。正常時の等価回路を図３（ａ）に示す。

ここで、放電灯負荷ＦＬ１と装置の接続点である端子Ｃが外れた場合、もしくは放電灯負荷ＦＬ１とＦＬ２の接続点である端子Ｇが外れた場合には、検出回路Ｋ２は図３（ｂ）のように放電灯負荷ＦＬ２が直流回路的に分離する構成となり、検出電圧Ｖｋ２には図３（ｃ）のように電源投入後に発生する直流バイアス源ＤＣ２を抵抗Ｒｂ１、Ｒｂ２、Ｒｂ３で分圧した電圧が発生する。ここでの検出電圧Ｖｋ２の電圧変化をインバータ内部に構成された保護回路に入力し、所定の保護機能を動作させることが可能になる。つまり、インバータ動作時の二線外れによるアーク発生モードに至る前に、ランプ電流導通経路が残っている「一線外れ」の状態を検出することが可能となる。

本実施形態によれば、一線外れの状態を検出できるため、アーク発生モードである二線外れになる前に確実に保護することが可能となり、高い安全性を得ることができる。また、検出回路Ｋ１の直流バイアス源ＤＣ１は起動時には電圧が発生しないため、本検出回路とは別に、電源投入時の負荷接続判別を行なう起動時無負荷検出回路を容易に構成することができる。

例えば、図３１の従来例で説明したように、抵抗Ｒ１１、フィラメント端子Ｂ−Ａ、抵抗Ｒ１２、フィラメント端子Ｃ−Ｇ−Ｄ、抵抗Ｒ１３、ダイオードＤ４、抵抗Ｒ１４、コンデンサＣ１０からなる起動時無負荷検出回路を構成し、抵抗Ｒ１２とＲ１３の間にフィラメント端子Ｃ、Ｇ、Ｄを介在させることで、起動時に端子Ｃ、Ｇ、Ｄのいずれかが接続不良のときは、抵抗Ｒ１１、端子Ｂ−Ａ、抵抗Ｒ１２、端子Ｃ−Ｇ−Ｄ、抵抗Ｒ１３、抵抗Ｒ１４を介する直流電流が遮断されるように構成しても、図３１の従来例では、起動時に電圧が発生する直流電源Ｖｄｃから抵抗Ｒ６、予熱巻線ｃ−ｄ、フィラメント端子Ｄ、抵抗Ｒ１３、抵抗Ｒ１４の経路で電流が流れるという問題があったが、本実施形態であれば、フィラメント端子Ｄに接続された第１の検出回路Ｋ１の直流バイアス源ＤＣ１はインバータ起動後に発生するので、起動時無負荷検出回路の動作を妨げることはなくなる。この起動時無負荷検出回路を付加した実施形態について次に説明する。

（実施形態２）
本発明の実施形態２の構成を図４に示す。本実施形態は、実施形態１の構成に対して、電源投入後に発生する直流バイアス源ＤＣ２と抵抗Ｒｂ１、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２のフィラメントＣ−Ｇ−Ｄ、抵抗Ｒｃ１、ダイオードＤｃ１、Ｄｃ２、抵抗Ｒｃ２、コンデンサＣｃ１よりなる検出回路Ｋ３（起動時無負荷検出回路）を追加したものである。

以下、図４の回路の動作について説明する。検出回路Ｋ１、Ｋ２は実施形態１と同様の動作のため、重複する説明は省略する。検出回路Ｋ３は、インバータが起動する前に、放電灯負荷ＦＬ１とＦＬ２の直列接続部分（端子Ｃ−Ｇ−Ｄ）の接続状態を検知する。端子Ｃ、Ｄ、Ｇが正常の場合、電源が投入されると直流バイアス源ＤＣ２より抵抗Ｒｂ１、端子Ｃ、Ｇ、Ｄ、抵抗Ｒｃ１、ダイオードＤｃ１を介してコンデンサＣｃ１の電圧が上昇する。つまり、コンデンサＣｃ１の電位上昇により、放電灯負荷ＦＬ１とＦＬ２の直列接続部分（端子Ｃ−Ｇ−Ｄ）の接続状態が正常であることを判別する。インバータが動作すると、図５（ａ）に示すように、放電灯負荷ＦＬ２で発生する高周波電圧により、コンデンサＣｃ１の電圧Ｖｋ３を維持するものである。

端子Ｃ、Ｄ、Ｇのいずれかが繋がっていない場合、電源が投入されても、コンデンサＣｃ１への充電経路が遮断される。また、直流バイアス源ＤＣ１もインバータが起動する前には、電圧が発生していないため、直流バイアス源ＤＣ１からコンデンサＣｃ１への充電もない。したがって、この場合には、図５（ｂ）に示すように、検出電圧Ｖｋ３はほとんど上昇しないため、接続異常と判別し、インバータは起動しない。

本実施形態によれば、インバータ起動前のＦＬ１、ＦＬ２の接続点の端子Ｃ、Ｄ、Ｇの接続状態を容易に検知できる。また、インバータ動作状態での「一線外れ」（端子Ｃ、Ｄ、Ｇのいずれか１つの接続不良）を容易に検知できる。

（実施形態３）
本発明の実施形態３を図６に示す。本実施形態は、実施形態１の直流バイアス源ＤＣ１およびＤＣ２を具体的に示したものである。インバータはハーフブリッジ型インバータであり、直流電源Ｖｄｃにスイッチング素子Ｑ１・Ｑ２の直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２の接続点には、直流カット用コンデンサＣ１の一端が接続されている。コンデンサＣ１の他端とグラウンド間には、共振用インダクタンス素子Ｔ１、共振用コンデンサＣ２、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２からなる共振負荷回路が接続されている。放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２のフィラメントの予熱源は、共振用インダクタンス素子Ｔ１の２次巻線により構成されている。

インバータ起動後に発生する直流バイアス源ＤＣ１は、ハーフブリッジ型インバータにおける直流電源Ｖｄｃに直列接続されたスイッチング素子Ｑ１・Ｑ２の接続点より構成している。電源投入後に発生する電源ＤＣ２は、ハーフブリッジ型インバータの直流電源Ｖｄｃより構成している。

以下、図６の回路の動作について説明する。スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２がデューティ比約５０％で交互にオン・オフすることで、共振負荷回路に矩形波状の高周波電圧を印加して、共振負荷回路で共振し、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２に高周波電力を供給するものである。

スイッチング素子Ｑ２には並列的に抵抗Ｒ８、Ｒ９、Ｒ１０ａの直列回路が構成されているため、インバータ起動前には直流電源Ｖｄｃはほとんどスイッチング素子Ｑ１に印加される。その結果、スイッチング素子Ｑ２にはほとんど電圧が印加されず、直流バイアス源ＤＣ１はほとんど０Ｖである。インバータが起動すると、スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２が約５０％のデューティ比でスイッチングするため、スイッチング素子Ｑ２の両端には直流電源Ｖｄｃの振幅の矩形波電圧が発生する。この矩形波電圧の平均値は直流電源Ｖｄｃの約半分である。

通常点灯時のコンデンサＣ８ａの電位は、放電灯負荷ＦＬ２のインピーダンスが低いため、ほぼ０Ｖである。点灯中に端子Ｄの接続が外れた場合には、実施形態１と同様、放電灯負荷ＦＬ２のインピーダンスが分離されるため、直流バイアス源ＤＣ１の電位を抵抗Ｒ８、Ｒ９、Ｒ１０ａで分圧した検出電圧Ｖｋ１が発生する。これにより、点灯時の端子Ｄの一線外れを検出することができる。言うまでもないが、コンデンサＣ８ａはインバータの高周波電圧に対してインピーダンスが十分低いため、コンデンサＣ８ａの検出電圧Ｖｋ１としては、矩形波電圧を平均化した直流電圧が発生する。

電源投入後に発生する直流バイアス源ＤＣ２は、直流電源Ｖｄｃから構成されている。通常点灯時のコンデンサＣ８ｂの電位は、放電灯負荷ＦＬ２のインピーダンスが低いため、ほぼ０Ｖである。点灯中に端子ＣもしくはＧの接続が外れた場合には、実施形態１と同様、放電灯負荷ＦＬ２のインピーダンスが分離されるため、直流バイアス源ＤＣ２を抵抗Ｒ６、Ｒ７、Ｒ１０ｂで分圧した検出電圧Ｖｋ２が発生する。これにより、点灯時の端子ＣもしくはＧの一線外れを検知することができる。

本実施形態によれば、点灯中の直流バイアス源ＤＣ１はインバータ起動前には電圧が発生しないため、インバータ起動前の端子Ｃ、Ｄ、Ｇの接続を検知する起動時無負荷検出回路（実施形態２の検出回路Ｋ３など）を容易に構成することが可能となる。また、インバータ動作状態での「一線外れ」（端子Ｃ、Ｄ、Ｇの接続不良）を容易に検知できる。このように、接続異常状態を確実に検出することができるため、高い安全性を確保することができる。これらを比較的に安価な構成で、かつ精度良く検知することが可能となる。

（実施形態４）
本発明の実施形態４を図７に示す。本実施形態は、実施形態３のインバータにおいて、直流成分カット機能をコンデンサＣ１及びＣ２で行なうように構成したものである。インバータ起動後に発生する直流バイアス源ＤＣ１はコンデンサＣ１とＣ２と共振用インダクタンス素子Ｔ１の接続点より構成している。

以下、図７の回路の動作について説明する。本実施形態における直流バイアス源ＤＣ１には、コンデンサＣ２で発生する共振電圧に、直流カット電圧である直流電源Ｖｄｃの約半分の電圧が重畳されているので、平均値は直流電源Ｖｄｃの約半分である。したがって、実施形態１と同様の検出動作が得られる。

本実施形態によれば、実施形態３と同様の効果が得られる。なお、コンデンサＣ１に共振機能を持たせた回路構成（コンデンサＣ１も共振するような容量に選定した回路構成）においても、同様の効果が得られることは言うまでもない。

（実施形態５）
本発明の実施形態５を図８に示す。本実施形態は、実施形態３のインバータに、予熱回路を追加した構成であり、実施形態３と同様の効果がある。スイッチング素子Ｑ２に並列に、予熱トランスＴ２、予熱回路用の直流カット用コンデンサＣ６が接続されている。予熱トランスＴ２の２次側には、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２のフィラメントを予熱するための２次巻線が構成されている。本実施形態における直流バイアス源ＤＣ１には、コンデンサＣ６で発生する直流カット電圧である直流電源Ｖｄｃの約半分の電圧が印加されている。したがって、実施形態１と同様の検出動作が得られる。

（実施形態６）
本発明の実施形態６を図９に示す。本実施形態では、実施形態３に付加される制御回路部２の詳細を示したものである。制御回路部２は、スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２の駆動回路、スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２の動作周波数を設定する周波数制御回路、予熱・始動・点灯の各動作モードの周波数に変化させるタイマー回路、負荷の異常を検出する電圧比較器ＮＬ、ＥＬから構成されている。

電圧比較器ＮＬの＋入力端子には、起動時無負荷検出回路（直流電源Ｖｄｃから抵抗Ｒ６、端子Ｃ、Ｇ、Ｄ、抵抗Ｒ１３、ダイオードＤ４を介してコンデンサＣ１０と抵抗Ｒ１４の並列回路を充電する回路）の検出電圧が印加されている。

端子Ｄの点灯時接続不良を検知する回路（抵抗Ｒ８、Ｒ９、Ｒ１０ａ、コンデンサＣ８ａ）、端子ＣもしくはＧの点灯時接続不良を検知する回路（抵抗Ｒ６、Ｒ７、Ｒ１０ｂ、コンデンサＣ８ｂ）の検出電圧は、それぞれダイオードＤ２ａ、Ｄ２ｂを介して電圧比較器ＥＬの＋入力端子に接続されている。（なお、後述の実施形態１６〜２０では、コンデンサＣ８、抵抗Ｒ１０、ダイオードＤ２は兼用されるが、ここでは理解を容易にするために、コンデンサＣ８ａとＣ８ｂ、抵抗Ｒ１０ａとＲ１０ｂ、ダイオードＤ２ａとＤ２ｂを個別に設けている。）

以下、図９の動作について説明する。制御回路部２からスイッチング素子Ｑ１・Ｑ２への駆動信号により、インバータのスイッチング素子Ｑ１・Ｑ２が交互にオン・オフ動作し、共振用インダクタンス素子Ｔ１、共振用コンデンサＣ２、放電灯負荷ＦＬ１・ＦＬ２からなる共振負荷回路に矩形波状の高周波電圧を印加することで、放電灯負荷ＦＬ１・ＦＬ２を正弦波状の高周波で点灯させるものである。

インバータは電源投入されると、共振インダクタンス素子Ｔ１、共振用コンデンサＣ２により決まる無負荷共振周波数ｆ０に比べて十分に高い予熱時周波数ｆｐｈにて発振開始し、放電灯負荷ＦＬ１・ＦＬ２には点灯出来ない程度の共振電圧が印加される。このとき、予熱トランスＴ２の２次巻線よりコンデンサＣ３、Ｃ４、Ｃ５を介してフィラメントを加熱するための先行予熱電流が流れる（先行予熱モード）。

所定の時間にわたり先行予熱を行なった後、インバータの動作周波数は、予熱時周波数ｆｐｈより低く、無負荷共振周波数ｆ０に近い始動時周波数ｆｓｔに変化し、放電灯負荷ＦＬ１・ＦＬ２が点灯できるような共振電圧が印加され、放電灯負荷ＦＬ１・ＦＬ２は点灯する（始動モード）。

その後、インバータの動作周波数は点灯時周波数ｆｔに変化して、通常点灯状態に移行し、放電灯負荷ＦＬ１・ＦＬ２は所定の出力が得られる（点灯モード）。以上が負荷を正常に接続した場合の電源投入時から通常点灯に至るまでのシーケンス動作である。

本実施形態には、負荷が接続されていないことや、フィラメントが断線したことを検知し、インバータを発振停止する機能を有しており、その動作について説明する。

制御回路部内に構成された電圧比較器ＮＬは内部閾値Ｒｅｆ−ＮＬを下回ると、Ｌｏｗ信号を出力する。電圧比較器ＮＬはＬｏｗ信号を出力すると周波数制御回路を停止させ、スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２への駆動信号が停止する。この結果、インバータは発振停止する。一方、電圧比較器ＮＬがＨｉｇｈ信号を出力すると、周波数制御回路は動作し、スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２への駆動信号も出力され、インバータは動作する。

電圧比較器ＥＬがＬｏｗ信号を出力すると、通常動作には影響せず、インバータは動作する。しかし、Ｈｉｇｈ信号の出力時は周波数制御回路を停止させ、スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２への駆動信号が停止する。この結果、インバータは発振停止する。また、電圧比較器ＥＬは電源投入からの所定の時間はＨｉｇｈ信号を出力しないように動作禁止期間（マスク期間）を設けている。

まず、フィラメント端子Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ、Ｆ、Ｇが正常に接続された状態で電源が投入されると、以下の動作となる。

起動時無負荷検出回路では、直流電源Ｖｄｃから抵抗Ｒ６、端子Ｃ、Ｇ、Ｄ、抵抗Ｒ１３、ダイオードＤ４を介してコンデンサＣ１０、抵抗Ｒ１４の並列回路に電流が流れて、検出電圧が所定値まで上昇する。これにより電圧比較器ＮＬの＋入力端子は基準電圧Ｒｅｆ−ＮＬを越えて、電圧比較器ＮＬの出力はＨｉｇｈ信号となる。この結果、インバータは通常動作を開始し、放電灯負荷ＦＬ１・ＦＬ２の両端には高周波電圧が発生し、ツェナーダイオードＺＤ１では高周波電圧を半波整流すると共にツェナー電圧によりピーク値をクランプした電圧波形が発生する。この電圧をダイオードＤ４とコンデンサＣ１０と抵抗Ｒ１４によりフィルタリングし、インバータが動作後においても電圧比較器ＮＬの＋入力端子へのバイアスを維持する。

端子Ｃ、Ｇ、Ｄの接続が不良の場合や、端子Ｃ−Ｇ間または端子Ｄ−Ｇ間のフィラメントが断線している場合や、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２が挿入されていない場合は、直流電源ＶｄｃからコンデンサＣ１０への充電経路が遮断されるため、インバータは起動しない。インバータが起動しないので、抵抗Ｒ８を介してＲ１３に直流電流が流れることもない。

端子ＣもしくはＧの点灯時接続不良を検知する回路（抵抗Ｒ６、Ｒ７、Ｒ１０ｂ、コンデンサＣ８ｂ）は、直流電源Ｖｄｃから抵抗Ｒ６、Ｒ７を介して抵抗Ｒ１０ｂとコンデンサＣ８ｂの並列回路に電流を流し、コンデンサＣ８ｂの電圧を所定値まで上昇させる。放電灯負荷ＦＬ１・ＦＬ２が点灯する前には、コンデンサＣ８ｂの電圧は基準電圧Ｒｅｆ−ＥＬを越える場合がある。しかしながら、電源投入されてインバータが起動してから所定時間は電圧比較器ＥＬにマスク期間を設けているため、その＋入力端子に印加される電圧が如何なるレベルであっても、フィラメント外れ検出の機能は働かない。

インバータが動作し、放電灯負荷ＦＬ１・ＦＬ２が点灯すると、放電灯負荷ＦＬ１・ＦＬ２のインピーダンスは低下する。負荷の定格によりインピーダンスは様々であるが、一般的には数百Ω〜数ｋΩである。

端子ＣもしくはＧの点灯時接続不良を検知する回路（抵抗Ｒ６、Ｒ７、Ｒ１０ｂ、コンデンサＣ８ｂ）を構成する抵抗は共振負荷回路に影響が無いように数十ｋΩ〜数ＭΩで構成する。したがって、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２が点灯すると、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２に直流成分が発生しない条件下では殆ど抵抗Ｒ１０ｂ、コンデンサＣ８ｂの並列回路には電圧が発生しない。

端子Ｄの点灯時接続不良を検知する回路（抵抗Ｒ８、Ｒ９、Ｒ１０ａ、コンデンサＣ８ａ）の直流バイアス源ＤＣ１は、スイッチング素子Ｑ１とＱ２の接続点に接続されている。インバータの起動前のスイッチング素子Ｑ１およびＱ２は何れもオフであり、等価的には何れも微小な容量成分を保持していることになるが、実施形態３にて説明したように、スイッチング素子Ｑ２側の両端電圧は殆ど０Ｖであり、直流電源Ｖｄｃの殆どはスイッチング素子Ｑ１に印加される。つまり、直流バイアス源ＤＣ１は起動前にはほぼ０Ｖである。このため、インバータ起動前に直流バイアス源ＤＣ１から抵抗Ｒ８、Ｒ１３、ダイオードＤ４を介してコンデンサＣ１０と抵抗Ｒ１４の並列回路を充電する経路は無いため、上述した起動時無負荷検出回路への影響を回避できる（起動時無負荷検出回路の機能を確保できる）。

この検出回路もインバータ起動後、放電灯負荷ＦＬ１・ＦＬ２が点灯する前には、コンデンサＣ８ａの電位は、基準電圧Ｒｅｆ−ＥＬを越える場合があるが、上述のように、電源投入されてインバータが起動してから所定時間は電圧比較器ＥＬにマスク期間を設けているため、その＋入力端子に印加される電圧が如何なるレベルであっても、フィラメント外れ検出の機能は働かない。

通常点灯時（マスク期間後）に端子ＣもしくはＧが接続不良の場合の動作について説明する。端子Ｃが接続不良の場合はランプ電流の経路は変化せず端子Ｇを流れる。端子ＣもしくはＧの点灯時接続不良を検知する回路（抵抗Ｒ６、Ｒ７、Ｒ１０ｂ、コンデンサＣ８ｂ）では、直流電源Ｖｄｃを抵抗Ｒ６、Ｒ７とＲ１０ｂで分圧した直流電圧が発生し、この電圧が基準電圧Ｒｅｆ−ＥＬを越えるため、電圧比較器ＥＬの出力がＨｉｇｈ信号となり、インバータは発振停止する。

端子Ｇが接続不良の場合はランプ電流の経路は変化し、端子Ｃ→コンデンサＣ４→予熱巻線ｃ−ｄ→端子Ｄの経路となる。この場合も端子ＣもしくはＧの点灯時接続不良を検知する回路（抵抗Ｒ６、Ｒ７、Ｒ１０ｂ、コンデンサＣ８ｂ）の抵抗Ｒ６とＲ７の直列構成部分には並列に低インピーダンス要素の接続がないため（放電灯負荷ＦＬ２が直流的に分離されるため）、抵抗Ｒ１０ｂには直流電源Ｖｄｃを抵抗Ｒ６、Ｒ７とＲ１０ｂで分圧した直流電圧が発生し、この電圧が基準電圧Ｒｅｆ−ＥＬを越えるため、インバータは発振停止する。

通常点灯時（マスク期間後）に端子Ｄが接続不良の場合の動作を説明する。
端子Ｄが接続不良の場合はランプ電流の経路は変化せず端子Ｇを流れる。端子Ｄの点灯時接続不良を検知する回路（抵抗Ｒ８、Ｒ９、Ｒ１０ａ、コンデンサＣ８ａ）において、抵抗Ｒ９、Ｒ１０ａの直列回路に対しては低インピーダンス要素の接続が無い（コンデンサＣ４により放電灯負荷ＦＬ２と直流的に分離される）ため、抵抗Ｒ１０ａにはスイッチング素子Ｑ１・Ｑ２の接続点に発生する直流成分を抵抗Ｒ８、Ｒ９とＲ１０ａで分圧した直流電圧が発生し、この電圧が基準電圧Ｒｅｆ−ＥＬを越えるため、インバータは発振停止する。

通常点灯時（マスク期間後）に端子Ｃ−Ｇ間または端子Ｄ−Ｇ間のフィラメントが断線した場合は、上述した端子ＣもしくはＧの接続不良モードまたは端子Ｄの接続不良モードの検出機能が働くため、インバータは発振停止する。

以上のように、本実施形態では、フィラメントを有する放電灯点灯装置において、電源投入時や負荷再装着時に全ての放電灯負荷へ接続される端子や配線の接続不良やフィラメント断線を検出することができる。また、通常点灯時においても、放電灯負荷へ接続される端子や配線の接続不良やフィラメント断線を検出することができる。また、ランプ電流経路が断たれる前（二線外れになる前）に、検出することができるため、アーク発生モードに至らずに確実に検出ができる。

特に、本実施形態では、電源投入時において、２灯直列回路の接続点（中点）のフィラメント断線と負荷に接続される配線の接続不良を確実に検出することができる。つまり、電源投入後、インバータが起動する前には、抵抗Ｒ８を介して抵抗Ｒ１３に直流電流を流す経路が無いから、仮に、端子Ｃ、Ｇ、Ｄのいずれかに接続不良があれば、抵抗Ｒ６、端子Ｃ、Ｇ、Ｄ、抵抗Ｒ１３を通る経路で直流電流が流れることはなく、抵抗Ｒ１４とコンデンサＣ１０の並列回路の電圧が上昇しないから、インバータが発振を開始することはない。

また、負荷再装着時においても、全ての端子が装着されたことを検出することが出来る。図３１の従来例では、ランプが外れている状態から再装着をする際、端子Ｃ、Ｄ、Ｇの部分が非装着であっても、端子Ａ、ＢとＥ、Ｆが装着されていれば、インバータは起動してしまう問題があったが、本実施形態によれば、負荷再装着時においても、全ての端子が装着されたことを検出してからインバータが発振を開始するので、ランプが不完全な接続状態でインバータが動作することはなく、回路にストレスが発生することはない。また、ランプ装着中にランプが点灯しようとすることがなくなり、ユーザーに不安感を与えることはない。通常点灯時においても、全てのフィラメント断線と負荷に接続される配線の接続不良を確実に検出することができる。

上述した機能を得るための回路は、少ない部品点数で構成できるため、装置の小形化に寄与できる。つまり、本発明の実施に必要となる追加部品はほとんど無く、ほとんど抵抗類で構成できるため、安価で実現できる。

（実施形態７）
実施形態７を図１０に示す。本実施形態は、実施形態６に対して、端子Ｄ外れ検出回路の直流バイアス源ＤＣ１を実施形態４の場所より確保したものである。動作については、実施形態４および６と同様の動作であるため、重複する説明は省略する。

本実施形態においても実施形態６と同様の効果が得られる。コンデンサＣ１に共振機能を持たせた回路構成（コンデンサＣ１も共振するような容量を選定した回路構成）においても、同様の効果が得られることは言うまでもない。

（実施形態８）
実施形態８を図１１に示す。本実施形態は、実施形態６に対して、端子Ｄ外れ検出回路の直流バイアス源ＤＣ１を実施形態５の場所より確保した例である。動作については、実施形態５および６と同様の動作であるため、重複する説明は省略する。本実施形態においても実施形態６と同様の効果が得られる。

（実施形態９）
実施形態９を図１２に示す。本実施形態によれば、実施形態６に加え、放電灯負荷ＦＬ１の端子Ａ、Ｂの起動時無負荷検出回路と、点灯時の端子Ａ外れ検出回路と、点灯時の端子Ｂ外れ検出回路を追加したものである。

放電灯負荷ＦＬ１の端子Ａ、Ｂの起動時無負荷検出回路は、直流電源Ｖｄｃ、抵抗Ｒ１１、フィラメント端子Ｂ、Ａ、抵抗Ｒ１９、ツェナーダイオードＺＤ２、ダイオードＤ６、抵抗Ｒ２０、コンデンサＣ１２、抵抗Ｒ２１で構成されている。

点灯時の端子Ａ外れ検出回路は、抵抗Ｒ５、Ｒ１、Ｒ２、コンデンサＣ７、ダイオードＤ１で構成されている。

点灯時の端子Ｂ外れ検出回路は、抵抗Ｒ１１、Ｒ３、Ｒ４、コンデンサＣ９、ダイオードＤ３で構成されている。

本実施形態において、インバータの動作、制御回路部の動作、端子ＣまたはＧ外れ検出回路の動作、端子Ｄ外れ検出回路の動作は実施形態６と同様であるため、重複する説明は省略する。

まず、フィラメント端子Ａ、ＢおよびＣ、Ｄ、Ｇが正常に接続された状態で電源が投入されると、以下の動作となる。

端子Ａ、Ｂの起動時無負荷検出回路では、直流電源Ｖｄｃから抵抗Ｒ１１、端子Ｂ−Ａ間のフィラメント、抵抗Ｒ１９、ダイオードＤ６を介してコンデンサＣ１２と抵抗Ｒ２０の並列回路を充電し、その電圧が所定値まで上昇する。これにより、電圧比較器ＮＬの＋入力端子は基準電圧Ｒｅｆ−ＮＬを越え、電圧比較器ＮＬの出力はＨｉｇｈ信号となる。その結果、インバータは通常動作を開始する。

通常動作を開始すると、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２の両端には高周波電圧が発生し、ツェナーダイオードＺＤ２では高周波電圧を半波整流すると共にツェナー電圧によりピーク部をクランプした波形が発生する。この電圧をダイオードＤ６とコンデンサＣ１２と抵抗Ｒ２０によりフィルタリングし、インバータが動作後においても電圧比較器ＮＬの＋入力端子へ抵抗Ｒ２１を介してバイアスを維持する。

このとき、コンデンサＣ１０は実施形態６で説明したように電圧が発生しており、この電圧がコンデンサＣ１２の電圧以上を維持していることでダイオードＤ７がオフしているため、電圧比較器ＮＬへの入力は基準電圧Ｒｅｆ−ＮＬより高い電圧を維持している。

端子Ｂ外れ検出回路では、直流電源Ｖｄｃから抵抗Ｒ１１、Ｒ３を介して抵抗Ｒ４とコンデンサＣ９の並列回路が所定値まで充電される。放電灯負荷ＦＬ１・ＦＬ２が点灯前のコンデンサＣ９の電位は、基準電圧Ｒｅｆ−ＥＬを越える場合がある。しかしながら、電圧比較器ＥＬは電源投入からの所定時間はマスク期間を設けているため、＋入力端子への入力が如何なるレベルの場合でも、端子Ｂ外れ検出回路は機能しない。

インバータが動作し、負荷が点灯すると、放電灯負荷ＦＬ１・ＦＬ２のインピーダンスは低下する。負荷の定格によりインピーダンスは様々であるが、一般的には数百Ω〜数ｋΩである。端子Ｂ外れ検出回路を構成する抵抗は共振負荷回路に影響が無いように数十ｋΩ〜数ＭΩで構成する。したがって、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２が点灯すると、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２に直流成分が発生しない条件下では抵抗Ｒ４、コンデンサＣ９には殆ど電圧が発生しない。

端子Ａ外れ検出回路では、コンデンサＣ１に並列接続された抵抗Ｒ５と、これに直列接続された抵抗Ｒ１を介して、コンデンサＣ７と抵抗Ｒ２の並列回路が充電され、その充電電圧がダイオードＤ１を介して電圧比較器ＥＬにより監視されている。本検出回路は、インバータの矩形波交流電圧が発生する箇所、つまり、共振負荷回路への入力電圧が発生する箇所に接続されているため、通常動作時は、ほとんど直流成分電圧が発生しないため、コンデンサＣ７の電圧はほとんど発生しない。

インバータ起動前には、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２のインピーダンスが高いため、端子Ａ、Ｂの起動時無負荷検出回路では、直流電源Ｖｄｃ、抵抗Ｒ１１、端子Ｂ−Ａ、共振用インダクタンス素子Ｔ１（直流インピーダンスが非常に小さい）、抵抗Ｒ１、Ｒ２の経路で電流が流れて、コンデンサＣ７が充電され、基準電圧Ｒｅｆ−ＥＬを超える場合がある。しかしながら、電圧比較器ＥＬは電源投入からの所定時間はマスク期間を設けているため、＋入力端子への入力レベルが如何なる場合でも、端子Ａ、Ｂ外れ検出回路は機能しない。

電源投入時に端子Ａ−Ｂ間のフィラメントが断線もしくは端子ＡまたはＢが接続不良の場合の動作について説明する。この場合、端子Ａ、Ｂの起動時無負荷検出回路の直流バイアス経路が遮断されるため、コンデンサＣ１２が充電されず、その電圧が基準電圧Ｒｅｆ−ＮＬ以下となり、インバータは起動しない。

電源投入時に端子Ｃ−Ｇ間あるいは端子Ｄ−Ｇ間のフィラメントが断線もしくは端子Ｃ、Ｄ、Ｇのいずれかが接続不良の場合の動作を説明する。この場合、端子Ｃ、Ｄ、Ｇの起動時無負荷検出回路のコンデンサＣ１０への直流バイアス経路が遮断されるため、コンデンサＣ１０が充電されずダイオードＤ７がオンする。そして、電圧比較器ＮＬの＋入力端子には、コンデンサＣ１２の電位を抵抗Ｒ２１とＲ１４で分圧した電圧が入力され、それが、基準電圧Ｒｅｆ−ＮＬ以下となるため、インバータは起動しない。

以上より、電源投入時においては端子Ａ、Ｂ（高圧側）および端子Ｃ、Ｄ、Ｇ（中点側）の接続不良やフィラメント断線を検知することが出来る。

次に、通常点灯時（マスク期間後）に端子Ａが接続不良の場合の動作について説明する。共振負荷回路を流れるランプ電流は共振用インダクタンス素子Ｔ１よりコンデンサＣ３、予熱巻線ａ−ｂ、端子Ｂを介して流れる。端子Ａ、Ｂの起動時無負荷検出回路の抵抗Ｒ１９とコンデンサＣ３の接続部分には高周波電圧が継続して発生しているため、コンデンサＣ１２は通常点灯時の電位を保持する。つまり、本検出回路は機能しない。

この時、コンデンサＣ３と放電灯負荷ＦＬ１とＦＬ２の直列回路に対して並列に、端子Ａ外れ検出回路（抵抗Ｒ１、Ｒ２、コンデンサＣ７）と端子Ａ、Ｂの起動時無負荷検出回路（抵抗Ｒ１１は除く）が構成される形となり、この合成インピーダンスをＺ１とすると、コンデンサＣ１とコンデンサＣ３には直流成分電圧を抵抗Ｒ５と合成インピーダンスＺ１で分圧した電圧がそれぞれに分担される。この結果、コンデンサＣ３と放電灯負荷ＦＬ１とＦＬ２の直列回路には直流成分電圧が発生するため、端子Ａ外れ検出回路にも直流成分電圧が発生する。よって、コンデンサＣ７、抵抗Ｒ２の電位は基準電圧Ｒｅｆ−ＥＬを越えるため、インバータは発振停止する。

通常点灯時（マスク期間後）に端子Ｂが接続不良の場合の動作を説明する。共振負荷回路を流れるランプ電流経路は変化しない、すなわち、共振用インダクタンス素子Ｔ１、端子Ａ、放電灯負荷ＦＬ１・ＦＬ２の経路でランプ電流が流れるものの、端子Ｂ外れ検出回路の分圧比が負荷のインピーダンスに影響されなくなる（コンデンサＣ３により直流的に分離される）ため、抵抗Ｒ１１、Ｒ３、Ｒ４の分圧比で決まる電圧がコンデンサＣ９、抵抗Ｒ４の並列回路に発生する。その電位は基準電圧Ｒｅｆ−ＥＬを越えるため、インバータは発振停止する。

通常点灯時（マスク期間後）に端子Ａ−Ｂ間のフィラメントが断線した場合は、上述した端子Ａの接続不良モードもしくは端子Ｂの接続不良モードの検出機能が働くため、インバータは発振停止する。

以上のように、本実施形態では、フィラメントを有する放電灯点灯装置において、電源投入時や負荷再装着時に全ての放電灯負荷へ接続される端子や配線の接続不良やフィラメント断線を検出することができる。また、通常点灯時においても、全ての放電灯負荷へ接続される端子や配線の接続不良やフィラメント断線を検出することができるため、アーク発生モードに至らずに確実に検出ができる。

本実施形態によれば、実施形態８の効果に加え、電源投入時において、端子Ａ、Ｂ（高圧側）のフィラメント断線と負荷に接続される配線の接続不良を確実に検出することができる。負荷再装着時においても、全ての端子が装着されたことを検出することが出来る。通常点灯時においても、端子Ａ、Ｂ（高圧側）のフィラメント断線と負荷に接続される配線の接続不良を確実に検出することができる。

（実施形態１０）
実施形態１０を図１３に示す。本実施形態は、実施形態９に対して、端子Ａ外れ検出回路の抵抗Ｒ５に対してダイオードＤ８を直列に接続したものである。本実施形態の動作について、実施形態９と異なるところを説明する。

本実施形態では、抵抗Ｒ５にダイオードＤ８が直列に接続されているが、これは、電源投入時に端子Ｃ、Ｄ、Ｇの何れかが外れている場合において、端子Ｃ、Ｄ、Ｇの起動時無負荷検出回路のバイアスは遮断されるものの、端子Ａ、Ｂが接続されている場合には、端子Ａ、Ｂの起動時無負荷検出回路において、抵抗Ｒ１１、端子Ｂ−Ａ間のフィラメント、共振用インダクタンス素子Ｔ１、抵抗Ｒ５、抵抗Ｒ８、Ｒ１３の経路でコンデンサＣ１０を充電する経路を完全に遮断するためである。

本実施形態によれば、実施形態９の効果に加え、より確実に検出性能を高めることができる。さらにダイオードＤ８は、直流カット用コンデンサＣ１の通常動作時の電位に対して、逆バイアスが掛からない方向に接続されている上、抵抗Ｒ５が直列接続されているので、電流も非常に小さいため（共振電流はコンデンサＣ１を流れるため）、電流容量の少なく且つ高速のリカバリー特性が不要のため、安価なダイオードを使うことができる。

（実施形態１１）
実施形態１１を図１４に示す。実施形態１０において、ダイオードＤ８の代わりにツェナーダイオードＺＤ８を接続したものである。実施形態１０と同じ動作であるが、端子Ｃ、Ｄ、Ｇの何れかが外れている場合に、端子Ｃ、Ｄ、Ｇの起動時無負荷検出回路のコンデンサＣ１０を、抵抗Ｒ１１、端子Ｂ−Ａ間のフィラメント、共振用インダクタンス素子Ｔ１、抵抗Ｒ５、抵抗Ｒ８、抵抗Ｒ１３の経路で充電する経路をツェナーダイオードＺＤ８で遮断するものである。

本実施形態においても、実施形態１０と同じ効果が得られる。また、ツェナーダイオードＺＤ８を流れる電流が非常に小さいため（抵抗Ｒ５が直列接続されているうえに、共振電流はコンデンサＣ１を流れるため）、電力容量の非常に小さい素子が使えるため、安価なツェナーダイオードを使うことが出来る。

（実施形態１２）
実施形態１２を図１５に示す。実施形態１０において、コンデンサＣ１の位置を実施形態４のように、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２に対して直列に接続したものである。本実施形態の動作については実施形態１０と同様であるため、重複する説明は省略する。ここでのコンデンサＣ１は、直流カット用として使用しても良いし、直流カット用コンデンサを共振用コンデンサとして兼用してもよい。後者の場合には、コンデンサＣ１には、直流カット電圧に共振電圧が重畳された波形が発生する。

コンデンサＣ１とダイオードＤ８の電圧波形を図１９に示した。図１９はダイオードＤ８のアノード側を基点とした電圧波形である。このように、コンデンサＣ１には共振電圧が直流電圧に重畳されていることが分かる。図１９（ａ）は、ダイオードＤ８に並列にコンデンサ１００ｐＦを接続した場合の波形図である。

このような回路例の場合では、通常動作時においても、ダイオードＤ８に共振電圧の一部が印加されている。ここで、ダイオードＤ８として高速タイプのものを使用すると、図１９（ｂ）のように、コンデンサＣ１の電圧のほぼピークが印加される。

一方、ダイオードＤ８として低速（一般）タイプのものを使用すると、図１９（ｃ）のように、コンデンサＣ１の電圧のピークに比べて低い値が印加されることが分かる。これは、低速タイプのダイオードの接合容量を利用することにより、ダイオードＤ８の整流機能だけでなく、抵抗Ｒ５の交流インピーダンスとダイオードＤ８の接合容量によるインピーダンスの分圧により、ダイオードＤ８の印加電圧を低くすることができるからである。また、実施形態１０でも述べたように、抵抗Ｒ５、ダイオードＤ８に流れる電流は非常に小さいため、リカバリー時間の長い低速ダイオードを使用しても、逆方向電流によるダイオードのロスはほとんど無視できる。

本実施形態においても実施形態１０と同様の効果が得られる。また、コンデンサＣ１に共振動作を兼用させる回路構成においても、ダイオードＤ８として低速タイプの（リカバリー時間の長い）ダイオードを使用することができるため、安価に構成することができる。

（実施形態１３）
実施形態１３を図１６に示す。本実施形態によれば、実施形態１２のダイオードＤ８にコンデンサＣｄを並列に接続したものである。本実施形態の動作については実施形態１０と同様であり、実施形態１２と同様の効果が得られる。また、ここでは、ダイオードＤ８に並列にコンデンサＣｄを接続しているため、コンデンサＣ１に発生する高周波電圧の分圧比をダイオードＤ８が低くすることができ、実施形態１２の低速タイプのダイオードを使う効果をさらに向上することが可能になる。図１９（ａ）は、ダイオードＤ８に並列にコンデンサ１００ｐＦを接続した場合の波形図である。

（実施形態１４）
実施形態１４を図１７に示す。本実施形態は、実施形態１２の抵抗Ｒ８に直列にダイオードＤ９を挿入したものである。基本動作は、実施形態１２と同じである。ダイオードＤ９の役割は、端子Ａ、Ｂの何れかが外れている場合において、端子Ｃ、Ｄ、Ｇの起動時無負荷検出回路より、抵抗Ｒ６、端子Ｃ、Ｇ、Ｄ、抵抗Ｒ８、ダイオードＤ８、抵抗Ｒ５、Ｒ１９、ダイオードＤ６の経路でコンデンサＣ１２を充電する経路をダイオードＤ９で遮断するためである。本実施形態においても実施形態１２と同等の効果が得られる。また、実施形態１２よりも高い精度を得ることが出来る。

（実施形態１５）
実施形態１５を図１８に示す。本実施形態は、実施形態１４のダイオードＤ９をツェナーダイオードＺＤ９で構成したものである。動作については実施形態１４と同じであり、実施形態１４と同等の効果が得られる。

実施形態１４では、ダイオードＤ９には、放電灯負荷ＦＬ１・ＦＬ２の点灯前の始動電圧が印加されるため、高耐圧のダイオードが必要であるが、ツェナーダイオードＺＤ９では、抵抗Ｒ８の電流が非常に小さいので、電力容量の小さいツェナーダイオードが使えるため、実施形態１４よりも安価で構成することができる。

また、本実施形態においても、実施形態１２や１３のように、低速ダイオードを用いたり、並列にコンデンサを追加することで、印加電圧を下げつつ、同等の検出性能を確保することができるのは言うまでも無い。

（実施形態１６）
実施形態１６を図２０に示す。以下、その回路構成について説明する。直流電源Ｖｄｃを高周波に変換するインバータ１は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と直流成分カット用コンデンサＣ１、共振用インダクタンス素子Ｔ１、共振用コンデンサＣ２、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２からなる。

予熱回路としては、スイッチング素子Ｑ２に並列に予熱トランスＴ２と第２の直流成分カット用コンデンサＣ６の直列回路を接続している。予熱トランスＴ２には二次巻線を設けており、それぞれ予熱制御用コンデンサＣ３、Ｃ４、Ｃ５を介して放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２のフィラメントを予熱するものである。

負荷の直流成分を検出する抵抗Ｒ１、Ｒ２、コンデンサＣ７からなる第１のＤＣ検出回路と、負荷の直流成分を検出する抵抗Ｒ３、Ｒ４、コンデンサＣ９からなる第２のＤＣ検出回路と、コンデンサＣ４の直流成分電圧を検出する抵抗Ｒ６、Ｒ７、Ｒ１０、コンデンサＣ８からなる第３のＤＣ検出回路と、抵抗Ｒ８、ツェナーダイオードＺＤ３、Ｒ９、Ｒ１０、コンデンサＣ８からなる第４のＤＣ検出回路を有している。

第１のＤＣ検出回路のコンデンサＣ７の電圧はダイオードＤ１を介して、また、第３及び第４のＤＣ検出回路のコンデンサＣ８の電圧はダイオードＤ２を介して、さらに、第２のＤＣ検出回路のコンデンサＣ９の電圧はダイオードＤ３を介して、電圧比較器ＥＬの＋入力端子に入力されている。

端子ＥもしくはＦの接続または端子Ｅ−Ｆ間のフィラメント断線を検出する第１の無負荷検出回路は、抵抗Ｒ１５、Ｒ１６、Ｒ１７、Ｒ１８、コンデンサＣ１１、トランジスタＱ３から構成されている。

電源投入時に端子ＡもしくはＢの接続または端子Ａ−Ｂ間のフィラメント断線を検出する第２の無負荷検出回路は、抵抗Ｒ１１、Ｒ１９、ツェナーダイオードＺＤ２、ダイオードＤ６、抵抗Ｒ２０、Ｒ２１、コンデンサＣ１２から構成されている。

電源投入時に端子Ｃ、Ｄ、Ｇの接続または端子Ｃ−Ｇ間のフィラメント断線や端子Ｄ−Ｇ間のフィラメント断線を検出する第３の無負荷検出回路は、抵抗Ｒ６、Ｒ１３、Ｒ１４、ダイオードＤ４、ツェナーダイオードＺＤ１、コンデンサＣ１０、ダイオードＤ７から構成されている。

インバータ１のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は制御回路部２により高周波で交互にオン・オフされる。制御回路部２は、インバータ１の動作周波数を制御するタイマー回路・周波数制御回路２２と、負荷の異常を検出する電圧比較器ＮＬ、ＥＬと、スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２の駆動を制御する駆動回路２１からなる。

以下、本実施形態の動作について説明する。電源投入から通常点灯に至るまでのシーケンス動作を図２１に示す。また、インバータ１の動作周波数と共振負荷回路の共振特性の関係を図２２に示す。

インバータ１は、制御回路部２からスイッチング素子Ｑ１・Ｑ２への駆動信号により、スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２が交互にオンオフ動作し、共振用インダクタンス素子Ｔ１、共振用コンデンサＣ２、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２からなる共振負荷回路に矩形波状の高周波電圧を印加することで、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２を正弦波状の高周波で点灯させるものである。

インバータは電源投入されると、共振用インダクタンス素子Ｔ１、共振用コンデンサＣ２により決まる無負荷共振周波数ｆ０に対して十分に高い周波数ｆｐｈにて発振開始し、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２には点灯出来ない程度の共振電圧が印加される。この時、予熱トランスＴ２の２次巻線よりコンデンサＣ３、Ｃ４、Ｃ５を介してフィラメントを加熱するための先行予熱電流が流れる（先行予熱モード）。

所定の時間先行予熱を行なった後、インバータの動作周波数は放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２を点灯できるように周波数は無負荷共振周波数ｆ０に近い始動時周波数ｆｓｔに変化し、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２が点灯できるような共振電圧が印加され、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２は点灯する（始動モード）。

その後、インバータの動作周波数は点灯時の周波数ｆｔに変化して、通常点灯状態に移行し、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２は所定の出力が得られる（点灯モード）。以上が負荷を正常に接続した場合の電源投入から通常点灯に至るまでのシーケンス動作である。

本実施形態では、負荷が接続されていないことや、フィラメントが断線したことを検知し、インバータを発振停止する機能を有しており、その動作について説明する。

制御回路部内に構成された電圧比較器ＮＬは、入力電圧があらかじめ設定された閾値Ｒｅｆ−ＮＬを下回るとＬｏｗ信号を出力する。電圧比較器ＮＬはＬｏｗ信号を出力すると周波数制御回路を停止させ、スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２への駆動信号が停止する。この結果、インバータは発振停止する。一方、電圧比較器ＮＬがＨｉｇｈ信号を出力すると、周波数制御回路は動作し、スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２への駆動信号も出力され、インバータは動作する。

電圧比較器ＥＬがＬｏｗ信号を出力している時にはインバータは動作し、Ｈｉｇｈ信号を出力している時は周波数制御回路を停止させ、スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２への駆動信号が停止する。この結果、インバータは発振停止する。また、電圧比較器ＥＬは電源投入からの所定時間はＨｉｇｈ信号を出力しないように動作禁止期間（マスク期間）を設けている。

（正常時の動作）
まず、フィラメント端子Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ、Ｆ、Ｇが正常に接続された状態で電源が投入されると、以下の動作となる。

第１の無負荷検出回路において、直流電源Ｖｄｃからの直流バイアスが抵抗Ｒ１５、Ｒ１６を介して抵抗Ｒ１７に印加されると同時に、抵抗Ｒ１５、フィラメント端子Ｆ−Ｅの経路にもバイアスが印加される。ここで、フィラメントの抵抗値は概ね数Ω〜数十Ωと低く、一方、抵抗Ｒ１５、Ｒ１６、Ｒ１７は共振負荷回路に影響が無いような比較的大きな抵抗値（概ね数十ｋΩ〜数ＭΩ）で構成される。したがって、フィラメント端子Ｆ−Ｅ間に発生する電圧が非常に小さいため、これに並列的に接続された抵抗Ｒ１６やＲ１７に印加される電圧は極めて低く、トランジスタＱ３のベース・エミッタ間への電流供給は殆ど無い。よって、トランジスタＱ３はオフする。

第２の無負荷検出回路において、直流電源Ｖｄｃからの直流バイアスにより抵抗Ｒ１１、フィラメント端子Ｂ−Ａ、抵抗Ｒ１９、ダイオードＤ６を介して抵抗Ｒ２０に電流が流れることで、コンデンサＣ１２が充電され、所定値まで上昇する。

第３の無負荷検出回路では、直流電源Ｖｄｃから抵抗Ｒ６、端子Ｃ、Ｇ、Ｄ、抵抗Ｒ１３、ダイオードＤ４を介して抵抗Ｒ１４に電流が流れることで、コンデンサＣ１０を充電し、所定値まで上昇する。

電圧比較器ＮＬの＋入力端子の電位は基準電圧Ｒｅｆ−ＮＬを越え、電圧比較器ＮＬの出力はＨｉｇｈとなる。この結果、インバータは通常動作を開始する。

通常動作を開始すると、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２の両端には高周波電圧が発生し、ツェナーダイオードＺＤ２では高周波電圧を半波整流すると共に、ツェナー電圧によりピーク部をクランプした波形が発生する。この電圧をダイオードＤ６とコンデンサＣ１２と抵抗Ｒ２０によりフィルタリングし、インバータが動作を開始した後においても電圧比較器ＮＬの＋入力端子へのバイアスを維持する。

第１のＤＣ検出回路においては、直流電源Ｖｄｃから抵抗Ｒ１１、フィラメント端子Ｂ−Ａ、抵抗Ｒ１を介して抵抗Ｒ２に電流が流れて、コンデンサＣ７が所定値まで充電される。この電位は分圧によっては基準電圧Ｒｅｆ−ＥＬを越える場合がある。しかしながら、電圧比較器ＥＬは電源投入からの所定時間はマスク期間を設けているため、電圧比較器ＥＬの＋端子への入力が如何なる場合でも、第１のＤＣ検出回路は機能しない。

インバータが動作し負荷が点灯すると、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２のインピーダンスは低下する。負荷の定格によりインピーダンスは様々であるが、一般的には数百Ω〜数ｋΩである。第１のＤＣ検出回路を構成する抵抗は共振負荷回路に影響が無いように数十ｋΩ〜数百ｋΩで構成する。したがって、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２が点灯すると、負荷に直流成分が発生しない条件下では殆ど抵抗Ｒ２、コンデンサＣ７には電圧が発生しない。

第２のＤＣ検出回路においては、直流電源Ｖｄｃから抵抗Ｒ１１、Ｒ３を介して抵抗Ｒ４に電流が流れて、コンデンサＣ９が所定値まで充電される。この電位は第１のＤＣ検出回路と同様、分圧によっては基準電圧Ｒｅｆ−ＥＬを越える場合がある。しかしながら、電圧比較器ＥＬは電源投入からの所定時間はマスク期間を設けているため、第２のＤＣ検出回路は機能しない。

インバータが動作し負荷が点灯すると、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２のインピーダンスは低下する。第２のＤＣ検出回路の抵抗も共振負荷回路に影響が無いように数十ｋΩ〜数百ｋΩで構成する。したがって、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２が点灯すると、負荷に直流成分が発生しない条件下では殆ど抵抗Ｒ４、コンデンサＣ９には電圧が発生しない。

第３のＤＣ検出回路においては、直流電源Ｖｄｃから抵抗Ｒ６、Ｒ７を介して、抵抗Ｒ１０に電流が流れて、コンデンサＣ８が所定値まで充電される。この電位は第１のＤＣ検出回路と同様、分圧によっては基準電圧Ｒｅｆ−ＥＬを越える場合がある。しかしながら、電圧比較器ＥＬは電源投入からの所定時間はマスク期間を設けているため、第３のＤＣ検出回路は機能しない。

インバータが動作し負荷が点灯すると、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２のインピーダンスは低下する。第３のＤＣ検出回路の抵抗も共振負荷回路に影響が無いように数十ｋΩ〜数百ｋΩで構成する。したがって、放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２が点灯すると、抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７、Ｒ１０の分圧比が著しく低下し、コンデンサＣ８と抵抗Ｒ１０には電圧が殆ど発生しない。

第４のＤＣ検出回路は、共振用インダクタンス素子Ｔ１とコンデンサＣ２の接続点に接続されている。インバータ起動前のスイッチング素子Ｑ１およびＱ２は何れもオフであり、等価的には何れも微小な容量成分を保持していることになるが、図２３の等価回路よりスイッチング素子Ｑ２側の両端電圧は殆ど０Ｖであり、直流電源Ｖｄｃの殆どはスイッチング素子Ｑ１に印加される。つまり、共振用インダクタンス素子Ｔ１とコンデンサＣ２の接続点は起動前はほぼ０Ｖである。

図２３はインバータ回路が起動する前の直流等価回路を示す。それぞれの検出回路のインピーダンスは合成させ、ブロック図で示している。共振用インダクタンス素子Ｔ１は理想的には直流抵抗は０Ω、コンデンサＣ２は理想的には直流抵抗は無限大のため省略している。また、各放電灯負荷ＦＬ１、ＦＬ２への配線は正常に接続されていることを前提としている。この場合、スイッチング素子Ｑ２には並列的に第４のＤＣ検出回路のインピーダンスと抵抗Ｒ５とダイオードＤ８を介した第１、第２、第３のＤＣ検出回路および第１、第２、第３の無負荷検出回路が接続されている。一方、スイッチング素子Ｑ１に対しては、抵抗Ｒ１１はダイオードＤ８により影響しないため、インピーダンスは接続されていない。よって、スイッチング素子Ｑ１とＱ２の容量分担比はスイッチング素子Ｑ１が全て受け持つ。このため、スイッチング素子Ｑ２のドレイン端子は０Ｖとなる。

また、ここではダイオードＤ８が挿入されているものの、通常動作時にはコンデンサＣ１は図２０に示す方向で電圧が印加され、また、抵抗Ｒ５は数十ｋΩ〜数百ｋΩであるため、ダイオードＤ８には動作中殆ど電流が流れないうえ、逆バイアスも印加されない。また、過渡的な共振電圧も印加されないため、ダイオードＤ８はリカバリー特性の高速なダイオードを必要としないし、大きな電流容量を必要としない。したがって、ダイオードＤ８として汎用性が高く且つ一般性能のものを使用できるので、安価に構成することができる。

電源投入時に端子Ａ−Ｂ間のフィラメントが断線もしくは端子ＡまたはＢが接続不良の場合の動作を説明する。

この場合、第２の無負荷検出回路（抵抗Ｒ１１、Ｒ１９、ツェナーダイオードＺＤ２、ダイオードＤ６、抵抗Ｒ２０、Ｒ２１、コンデンサＣ１２）の直流バイアス経路が遮断されるため、コンデンサＣ１２は充電されず、基準電圧Ｒｅｆ−ＮＬ以下となり、インバータは起動しない。また、ダイオードＤ７が存在することにより、直流電源Ｖｄｃから抵抗Ｒ６、端子Ｃ−Ｇ−Ｄ、抵抗Ｒ１３、ダイオードＤ４、抵抗Ｒ１４の経路でのバイアス供給は遮断されており、無負荷検出回路への影響は無い。

電源投入時に端子Ｅ−Ｆ間のフィラメントが断線もしくは端子ＥまたはＦが接続不良の場合の動作を説明する。

この場合、第１の無負荷検出回路（抵抗Ｒ１５、Ｒ１６、Ｒ１７、Ｒ１８、コンデンサＣ１１、トランジスタＱ３）のトランジスタＱ３にベース電流が十分に供給され、トランジスタＱ３がオンし、抵抗Ｒ１８は抵抗Ｒ２０、Ｒ２１の分圧比を著しく低下させるような抵抗値のため、電圧比較器ＮＬの＋入力端子の電位が基準電圧Ｒｅｆ−ＮＬ以下となり、インバータは起動しない。

電源投入時に端子Ｃ−Ｇ間または端子Ｄ−Ｇ間のフィラメントが断線もしくは端子ＣやＤやＧが接続不良の場合の動作を説明する。

第３の無負荷検出回路（抵抗Ｒ６、Ｒ１３、Ｒ１４、ダイオードＤ４、ツェナーダイオードＺＤ１、コンデンサＣ１０、ダイオードＤ７）においては、抵抗Ｒ６、端子Ｃ、Ｇ、Ｄ、抵抗Ｒ１３、ダイオードＤ４の経路での直流バイアス経路は遮断されている。また、インバータの起動前にはコンデンサＣ２には電圧が発生していないため、コンデンサＣ１０にはコンデンサＣ２から抵抗Ｒ８、ツェナーダイオードＺＤ３、抵抗Ｒ１３、ダイオードＤ４、抵抗Ｒ１４の経路でのバイアス供給は無い。したがって、コンデンサＣ１０は直流電源Ｖｄｃから抵抗Ｒ１１、端子Ｂ−Ａ、抵抗Ｒ１９、ダイオードＤ６、抵抗Ｒ２１、ダイオードＤ７の経路でバイアス供給される。抵抗Ｒ１４はこの経路におけるコンデンサＣ１０の分圧比を小さくする抵抗値であるため、コンデンサＣ１０の電位が基準電圧Ｒｅｆ−ＮＬ以下となり、インバータは起動しない。

以上より、電源投入時においては全ての放電灯負荷の接続箇所の不良やフィラメント断線を検知することが出来る。

通常点灯時（マスク期間後）に端子Ａが接続不良の場合の動作を説明する。共振負荷回路を流れるランプ電流は共振用インダクタンス素子Ｔ１よりコンデンサＣ１、Ｃ３、端子Ｂを介して流れる。この時、第２の無負荷検出回路の抵抗Ｒ１９とコンデンサＣ３の接続部分には高周波電圧が継続して発生しているため、コンデンサＣ１２は通常点灯時の電位を保持する。つまり、本検出回路は機能しない。

この時、コンデンサＣ３と放電灯負荷ＦＬ１・ＦＬ２の直列回路構成部分に対して並列に、第１のＤＣ検出回路と第２の無負荷検出回路（抵抗Ｒ１１は除く）が構成される形となり、この合成インピーダンスをＺ１とすると、コンデンサＣ１とＣ３にはそれぞれ直流成分電圧を抵抗Ｒ５とインピーダンスＺ１とで分圧した電圧が分担される。この結果、コンデンサＣ３と放電灯負荷ＦＬ１・ＦＬ２の直列回路構成部分には直流成分電圧が発生するため、第１のＤＣ検出回路にも直流成分電圧が発生する。よって、コンデンサＣ７、抵抗Ｒ２の電位は基準電圧Ｒｅｆ−ＥＬを越えるため、インバータは発振停止する。

通常点灯時（マスク期間後）に端子Ｂが接続不良の場合の動作を説明する。共振負荷回路を流れるランプ電流経路は変化せず、共振用インダクタンス素子Ｔ１、コンデンサＣ１、端子Ａ、放電灯負荷ＦＬ１・ＦＬ２を介してランプ電流が流れるものの、第２のＤＣ検出回路の分圧比が負荷のインピーダンスに影響されなくなる（コンデンサＣ３により直流的に分離される）ため、抵抗Ｒ１１、Ｒ３、Ｒ４の分圧比で決まる電圧がコンデンサＣ９、抵抗Ｒ４の並列回路に発生する。このとき、コンデンサＣ９、抵抗Ｒ４の並列回路の電位は基準電圧Ｒｅｆ−ＥＬを越えるため、インバータは発振停止する。

通常点灯時（マスク期間後）に端子Ａ−Ｂ間のフィラメントが断線した場合は、上述した端子Ａの接続不良モードもしくは端子Ｂの接続不良モードの検出機能が働くため、インバータは発振停止する。

通常点灯中（マスク期間後）に端子Ｅ−Ｆ間のフィラメントが断線した場合や端子ＥまたはＦが接続不良の場合は、電源投入時と同様に第１の無負荷検出回路が機能するため、インバータは発振停止する。

通常点灯時（マスク期間後）に端子ＣもしくはＧが接続不良の場合の動作を説明する。端子Ｃが接続不良の場合はランプ電流の経路は変化せず、端子Ｇを介してランプ電流が流れる。第３のＤＣ検出回路では、抵抗Ｒ８、ツェナーダイオードＺＤ３、抵抗Ｒ９、Ｒ１０の経路では、抵抗Ｒ９とＲ１０の直列構成に対して放電灯負荷ＦＬ２が並列に存在するため、この経路を介する検出機能は働かない。一方、抵抗Ｒ６、Ｒ７、Ｒ１０の経路では、端子Ｃが接続不良であり、且つ、コンデンサＣ４により抵抗Ｒ９とＲ１０の直列回路と直流的に分離されているため、低インピーダンス要素の放電灯負荷は並列に存在しないことになる。よって、抵抗Ｒ１０には直流電源Ｖｄｃを抵抗Ｒ６、Ｒ７、Ｒ１０で分圧した直流電圧が発生するため、インバータは発振停止する。

端子Ｇが接続不良の場合はランプ電流の経路は変化し、端子Ｃ、コンデンサＣ４、予熱トランスＴ２の巻線ｃ−ｄ、端子Ｄの経路となる。この経路にはコンデンサＣ４が介在しているので、高周波のランプ電流は流れるが、直流電流は流れない。したがって、この場合も第３のＤＣ検出回路の抵抗Ｒ７とＲ１０の直列回路に対しては低インピーダンス要素の並列接続が無いため、抵抗Ｒ１０には直流電源Ｖｄｃを抵抗Ｒ６、Ｒ７、Ｒ１０で分圧した直流電圧が発生するため、インバータは発振停止する。

次に、通常点灯時（マスク期間後）に端子Ｄが接続不良の場合の動作を説明する。
端子Ｄが接続不良の場合はランプ電流の経路は変化せず、端子Ｇを介してランプ電流が流れる。第３のＤＣ検出回路において、抵抗Ｒ７とＲ１０の直列構成に対して放電灯負荷ＦＬ２が低インピーダンス要素として並列に存在するが、抵抗Ｒ８、ツェナーダイオードＺＤ３、抵抗Ｒ９、Ｒ１０の経路では、抵抗Ｒ９とＲ１０の直列構成に対しては低インピーダンス要素の接続が無い（コンデンサＣ４により放電灯負荷ＦＬ２と直流的に分離される）ため、抵抗Ｒ１０にはコンデンサＣ２に発生する直流成分をＲ８、Ｒ９、Ｒ１０で分圧した直流電圧が発生するため、インバータは発振停止する。

通常点灯時（マスク期間後）に端子Ｃ−Ｇ間もしくは端子Ｄ−Ｇ間のフィラメントが断線した場合は、上述した端子Ｃ、ＧもしくはＤの接続不良モードの検出機能が働くため、インバータは発振停止する。

以上のように、本実施形態では、フィラメントを有する放電灯点灯装置において、電源投入時に、全ての放電灯負荷へ接続される端子や配線の接続不良やフィラメント断線を検出することができる。また、負荷再装着時においても、全ての端子が装着されたことを検出することができ、不完全装着状態ではインバータが起動しないため、ユーザーに不安感を与えない。通常点灯時においても、全ての放電灯負荷へ接続される端子や配線の接続不良やフィラメント断線を検出することができるため、アーク発生モードに至らずに確実に検出ができる。

上述した機能を得るための回路構成は、少ない部品点数で実現できるため、装置の小形化に寄与できる。この発明の実施に必要となる追加部品は少なく、ほとんど抵抗類で構成できるため安価で実現できる。

（実施形態１７）
実施形態１７を図２４に示す。実施形態１６に対して、フィラメント予熱回路の構成を変更したものである。具体的には、実施形態１６で用いていたスイッチング素子Ｑ２に並列に接続された直流成分カット用コンデンサＣ６と予熱トランスＴ２を削除し、共振用インダクタンス素子Ｔ１に二次巻線を設けており、それぞれの予熱制御用コンデンサＣ３、Ｃ４、Ｃ５を介してフィラメントを予熱するものである。

検出回路やインバータの動作は実施形態１６と同じであるため、重複する説明は省略する。効果については実施形態１６と同じである。本実施形態によれば、回路構成部品が実施形態１６に比べて減るので、安価で実現できる利点がある。

（実施形態１８）
実施形態１８を図２５に示す。実施形態１６より、通常点灯時に端子ＣもしくはＧが接続不良であることを検出する第３のＤＣ検出回路の電圧源を電源投入時に発生する直流バイアス源ＤＣ２、また、通常点灯時に端子Ｄが接続不良であることを検出する第４のＤＣ検出回路の電圧源をインバータ動作後に発生する直流バイアス源ＤＣ１からそれぞれ取得した例である。

検出回路やインバータの動作は実施形態１６と同じであるため、重複する説明は省略する。効果については実施形態１６と同じである。電源投入から通常点灯に至るまでのシーケンス動作を図２６に示す。

（実施形態１９）
実施形態１９を図２７に示す。実施形態１６において、第４のＤＣ検出回路の電圧源をインバータ動作後に発生する直流バイアス源ＤＣ１から取得し、ダイオードＤ８のアノードの接続点をコンデンサＣ２と共振用インダクタンス素子Ｔ１の接続点から直流バイアス源ＤＣ１に変更し、他の検出回路の電圧源を電源投入時に発生する直流バイアス源ＤＣ２から取得した例である。

検出回路やインバータの動作は実施形態１６と同じであるため、重複する説明は省略する。効果については実施形態１６と同じである。電源投入から通常点灯に至るまでのシーケンス動作を図２６に示す。

（実施形態２０）
実施形態２０を図２８に示す。実施形態１６より共振用インダクタンス素子Ｔ１、共振用コンデンサＣ２、直流成分カット用コンデンサＣ１の接続構成を変更したものである。効果については実施形態１６と同じである。

電源投入時からインバータ動作開始までのコンデンサＣ１の電位は、実施形態１６のように共振用インダクタンス素子Ｔ１の出力側にあっても、本実施形態のように共振用インダクタンス素子Ｔ１の入力側にあっても同一である。検出回路やインバータの動作は実施形態１６と同じであるため、重複する説明は省略する。

（実施形態２１）
上記各実施形態に示した放電灯点灯装置は図２９に示すような照明器具に使用されるものである。２灯の放電灯負荷ＦＬ１，ＦＬ２はソケット３ａ，３ｃ，３ｄ，３ｅにより器具本体４に装着されており、器具本体４の内部には実施形態１〜２０のいずれかの点灯装置が収納されている。ソケット３ａは端子Ａ−Ｂ、ソケット３ｃは端子Ｃ−Ｇ、ソケット３ｄは端子Ｄ−Ｇ、ソケット３ｅは端子Ｅ−Ｆに対応しており、いずれかの端子に接続不良がある場合やいずれかのフィラメントが断線しているときには、器具本体４に内蔵された点灯装置の保護機能により出力が停止または大幅に低減される。特に、本発明の点灯装置では、点灯装置の保護機能が作動してインバータの動作が停止している状態でランプを交換したときに、ソケット３ａ，３ｅを先に接続し、ソケット３ｃまたは３ｄの接続が最後になった場合でも、すべてのソケット３ａ，３ｃ，３ｄ，３ｅの接続が完了した後でインバータが動作を開始するので、ユーザーに安心感を与える利点がある。また、回路のストレスも低減できる利点がある。

（実施形態２２）
実施形態２２を図３０に示す。実施形態２１に記載した照明器具複数台を制御装置にて一括制御する照明システムである。実施形態２１に示した照明器具Ａ〜Ｌの１２台が人体感知センサー、及びプログラム制御可能なシステムを備えた制御装置Ｓに接続されている。

本明細書において、インダクタンスやコンデンサなどの電気部品の接続態様について言及する時、用語「接続される」は、２つあるいはそれ以上の電気部品の間に、追加の部品を含み得る導電路が存在するものとする。たとえば、インダクタンスの一端がコンデンサの一端と接続されるという場合、インダクタンスとコンデンサとの間に、本発明の作用効果に直接関係ない他の電気部品が接続されていても、インダクタンスの一端がコンデンサの一端に接続されているというものとする。

また、本明細書において、「直流電源」とは単向性を有していればよく、例えば商用の交流電源を平滑コンデンサで平滑したあとの脈動の電源でもよいし、平滑コンデンサの後段にさらにチョッパ回路を設けたものでもよい。もちろん、電池のように脈動しないものでもよい。要は、経時変化に対して実質的に負にならない全ての電源を含むものとする。

また、本明細書において、放電灯は施設・店舗用途に用いられる直管型や、主に住宅用途に用いられる環状型、あるいは主にダウンライトの器具に用いられるコンパクト型のものであってもよい。

本発明の実施形態１の回路図である。 本発明の実施形態１の動作説明のための等価回路図である。 本発明の実施形態１の動作説明のための等価回路図である。 本発明の実施形態２の回路図である。 本発明の実施形態２の動作説明のための波形図である。 本発明の実施形態３の回路図である。 本発明の実施形態４の回路図である。 本発明の実施形態５の回路図である。 本発明の実施形態６の回路図である。 本発明の実施形態７の回路図である。 本発明の実施形態８の回路図である。 本発明の実施形態９の回路図である。 本発明の実施形態１０の回路図である。 本発明の実施形態１１の回路図である。 本発明の実施形態１２の回路図である。 本発明の実施形態１３の回路図である。 本発明の実施形態１４の回路図である。 本発明の実施形態１５の回路図である。 本発明の実施形態１２の動作波形図である。 本発明の実施形態１６の回路図である。 本発明の実施形態１６の予熱・始動・点灯の動作説明図である。 本発明の実施形態１６の共振特性を示す特性図である。 本発明の実施形態１６の動作説明のための等価回路図である。 本発明の実施形態１７の回路図である。 本発明の実施形態１８の回路図である。 本発明の実施形態１８の予熱・始動・点灯の動作説明図である。 本発明の実施形態１９の回路図である。 本発明の実施形態２０の回路図である。 本発明の実施形態２１の照明器具の外観を示す斜視図である。 本発明の実施形態２２の照明システムの概略構成図である。 従来例の回路図である。

符号の説明

１ インバータ
ＦＬ１ 放電灯負荷
ＦＬ２ 放電灯負荷
ＤＣ１ 第１の直流バイアス源
ＤＣ２ 第２の直流バイアス源
Ｋ１ 第１の検出回路
Ｋ２ 第２の検出回路

Claims (7)

1. 直流電源を高周波に変換し、放電灯負荷に高周波電力を供給するインバータを備え、該インバータの出力により２灯以上の熱陰極型放電灯負荷を直列点灯させるための放電灯点灯装置であって、各放電灯負荷のフィラメントに並列に接続され少なくとも予熱制御用コンデンサと予熱源からなるフィラメント予熱回路を備え、放電灯負荷の直列接続部分において各放電灯負荷のフィラメントと直列に接続された予熱制御用コンデンサには、放電灯負荷の直列接続部分の接続が正常になされていない場合に該コンデンサに直流電圧が印加されることを検出する第１の検出回路及び第２の検出回路が接続されており、これらの検出回路に所定値以上の電圧が発生するとインバータの動作を停止もしくは出力を制限する保護機能を有し、第１の検出回路は、インバータの動作時に電圧が発生する第１の直流バイアス源に接続されており、第２の検出回路は、電源投入と略同時に電圧が発生する第２の直流バイアス源に接続されており、電源投入と略同時に電圧が発生する第２の直流バイアス源から抵抗素子を介して放電灯負荷の直列接続部分における各フィラメントに流れる直流電流を検出することで起動時の無負荷状態を検出する第３の検出回路を備え、第３の検出回路の前記抵抗素子は第２の検出回路の一部を兼用していることを特徴とする放電灯点灯装置。
2. 請求項１において、インバータは直流電源の両端間に直列に接続された２個のスイッチング素子を交互にオンオフさせるハーフブリッジ型インバータであり、第１の直流バイアス源はハーフブリッジインバータのスイッチング素子の接続点から供給されていることを特徴とする放電灯点灯装置。
3. 請求項１において、インバータは直流電源の両端間に直列に接続された２個のスイッチング素子を交互にオンオフさせるハーフブリッジ型インバータであり、前記２個のスイッチング素子の接続点にインダクタンス素子もしくはトランス素子の一端を接続し、該インダクタンス素子もしくはトランス素子の他端から第１の直流バイアス源が供給されていることを特徴とする放電灯点灯装置。
4. 請求項１〜３のいずれかにおいて、直列接続された放電灯負荷の最も高圧側のフィラメントの一端および他端には、負荷の直流成分を検出する第４及び第５の検出回路がそれぞれ接続されると共に、電源投入と略同時に発生する第２の直流バイアス源から抵抗素子と前記最も高圧側のフィラメントを介して流れる直流電流を検出することで起動時の無負荷状態を検出する第６の検出回路を備え、インバータは直流成分カット用コンデンサを備え、該コンデンサには、少なくとも並列に限流素子が接続されており、第４または第５の検出回路に所定値以上の電圧が発生するとインバータの動作を停止もしくは出力を制限する保護機能を備えることを特徴とする放電灯点灯装置。
5. 請求項４において、直流カット用コンデンサに並列接続された限流素子には整流素子が直列に構成されており、該整流素子の接続方向は直流カット用コンデンサの直流電圧を逆阻止しない方向に接続されていることを特徴とする放電灯点灯装置。
6. 請求項１〜５のいずれかにおいて、直列接続された放電灯負荷の最も低圧側のフィラメントの接続を判別する第７の検出回路を付加したことを特徴とする放電灯点灯装置。
7. 請求項１〜６のいずれかに記載の放電灯点灯装置と、この放電灯点灯装置に接続される２灯以上の放電灯負荷を器具本体に搭載したことを特徴とする照明器具。

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