JP4609425B2 - 無線タグリーダ - Google Patents

Description

本発明は、無線タグと非接触通信を行う無線タグリーダに関する。

無線タグと無線タグリーダとの間で行う通信の方式は複数存在するが、それらは規格化されており、例えば、（１）ISO/IEC18000-6タイプＢ，（２）EPC Global Class1，（３）EPC Global Class1 Generation2などがある。（１）では、無線タグからタグリーダに送信されるデータにＦＭ０符号化を使用しており、（２）では、同データにＦ２Ｆ符号化を使用している。また、（３）では、同データにＦＭ０符号化，又はミラーサブキャリア符号化を使用している。

そして、タグリーダが上記の各方式に夫々対応するには、異なる構成の復調回路を備える必要があり、回路の構成や規模が複雑になるという問題があった。
尚、上記の先行技術に対応する無線タグリーダは周知のものに他ならず、技術的特徴は存在しないため、対応する技術文献を提示する必要は無いと考える。
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、無線タグが採用する通信方式が異なる場合でも、共通の復調回路で対応することができる無線タグリーダを提供することにある。

請求項１記載の無線タグリーダによれば、相関値算出手段が、受信データ波形のサンプリング値と基準データとの相関値を算出すると、閾値算出手段は、相関値についてデータビットを復号するための閾値を算出する。具体的には、受信信号の振幅値を絶対値加算して平均値を算出すると、その平均値より得られる最大の相関値に基づいて正側閾値を算出し、その正側閾値の符号を反転させたものを負側閾値として設定し、データ復号手段は、相関値と閾値とに基づいてデータビットを復号する。

即ち、無線タグが採用する通信方式が異なる場合でも、データ「１，０」の符号化方式は、基本的にデータ波形を２値レベルの間でどのように変化させるかによっている。従って、そのデータ波形と所定の基準データとの相関値を得れば、符号化データと基準データとの一致度合い，換言すれば、前者が後者を基準としてどのように変化しているのかが示される。そして、受信信号振幅の平均値より得られる最大の相関値より正側閾値，並びに負側閾値を算出し、相関値と閾値とを比較することでデータ波形の変化を捉えれば、無線タグについて使用されている範囲内で符号化方式が異なるデータを復号することが可能となる。

請求項２記載の無線タグリーダによれば、閾値算出手段は、受信信号のＩ系列とＱ系列との夫々について平均値を算出し、それらの合成結果に基づいて正側閾値を算出する。即ち、Ｉ信号の平均値とＱ信号の平均値とを合成すれば、無線タグの応答信号の受信状態が周囲の影響を受けて変動する場合でも、受信信号の振幅変化を明瞭に捉えることができるようになる。従って、閾値をより適切に設定することができる。

請求項３記載の無線タグリーダによれば、閾値算出手段は、閾値を、受信データの最小変化周期以上の（より短い）間隔毎に再計算して更新するので、受信データの変化に適切に追従するように、閾値を設定できる。

請求項４記載の無線タグリーダによれば、相関値算出手段をマッチドフィルタで構成し、基準データを、データ値「０」，「１」について共通となる、受信データの最小変化周期の中央で位相が１８０度変化する波形パターンとする。斯様に構成すれば、受信データと１つの基準データとの相関値を１つのマッチドフィルタにより得ることで、構成を簡単にできる。

請求項５記載の無線タグリーダによれば、サンプリングレート設定手段は、受信データの最小変化周期内のサンプリング数をマッチドフィルタの次数を１つ上回るように設定するので、相関値がデータに連動して変化するようになる。

請求項６記載の無線タグリーダによれば、データ復号手段は、相関値が正側閾値を超えると「Ｈ」，負側閾値を超える（下回る）と「Ｌ」，それ以外の場合は「０」となるように判定を行い、その判定の結果に基づきデータの復号を行なう。斯様に構成すれば、データの符号化形式が異なる場合でも、各形式に応じて上記のように判定された結果のパターンをデコードすれば、データを復号することができる。

請求項７記載の無線タグリーダによれば、データ復号手段は、受信信号のプリアンブル部分については受信データの最小変化周期の１／２毎に判定を行い、受信信号の「データ」部分については、最小変化周期毎に判定を行う。即ち、「データ」本体に先立って送信されるプリアンブルには、データ「１，０」以外を示す波形パターン「×」が含まれることがあるので、「データ」の判定周期よりも短い周期で判定すれば、波形パターン「×」が含まれる場合でも、プリアンブルを正確に検出することができる。

以下、本発明の一実施例について図面を参照して説明する。図１は、無線タグリーダの構成を、本発明の要旨にかかる部分を中心に示す機能ブロック図である。無線タグリーダ１は、無線タグからの応答信号を受信すると、ＲＦ部（何れも図示せず）において、位相が互いに９０度異なる搬送波を用いて復調し、２系列のベースバンド信号であるＩ信号，Ｑ信号を出力する。そして、Ａ／Ｄ変換部２Ｉ，２Ｑは、Ｉ信号，Ｑ信号を夫々Ａ／Ｄ変換すると、サンプリングレート変換部（サンプリングレート設定手段）３Ｉ，３Ｑに出力する。

サンプリングレート変換部３Ｉ，３Ｑは、Ａ／Ｄ変換部２Ｉ，２ＱによってＡ／Ｄ変換されたデータを間引きしてサンプリングレートを低下させるように変換すると、各データをＤＣオフセット除去部４Ｉ，４Ｑに出力する。ＤＣオフセット除去部４Ｉ，４Ｑは、入力データに含まれているＤＣオフセット分を除去した後、データをＩＱ合成部５，並びに閾値算出部（閾値算出手段）６に出力する。尚、図２には、ＤＣオフセット除去部４Ｉ，４Ｑより出力されるＩ信号，Ｑ信号のデータイメージ（Ｉ１〜Ｉ８，Ｑ１〜Ｑ８）を示す。また、最初にＡ／Ｄ変換部２Ｉ，２Ｑにおいて、後のデータ処理で使用されるサンプリングレートよりも高いレートでＡ／Ｄ変換を行なっているのは、タグ側のデータ送信速度が異なる場合でも十分に対応するためである。

ＩＱ合成部５は、Ｉ側及びＱ側のデータについて、振幅レベルの変化を拡張するように重み付け処理し、Ｑ側のデータの位相をＩ側の位相に合わせて加算することで両者を合成する。そして、合成したデータを相関値算出部（相関値算出手段）７に出力する。

図３（ａ）は、相関値算出部７の内部構成を示すものである。相関値算出部７は、７次のマッチドフィルタとして構成されており、その次数は、図２に示すように、Ｉ，Ｑ信号のデータ波形の最小変化周期におけるサンプル数「８」より「１」を減じた数に対応している。相関値算出部７は、直列に接続された７つの遅延器１１と、８つの乗算器１２と、７つの加算器１３とで構成されている。

乗算器１２（１）〜１２（４）は、遅延器１１（１）〜（４）の各入力側の信号に係数「＋１」を乗じ、乗算器１２（５）〜１２（８）は、遅延器１１（５）〜（７）の各入力側信号，及び遅延器１１（７）の出力側信号に係数「−１」を乗じるようになっている。そして、初段の加算器１３（１）は、乗算器１２（１），１２（２）の出力を加算し、加算器１３（２）は、乗算器１２（３），加算器１３（１）の出力を加算する。以降、加算器１３（３）〜１３（７）は、加算対象とする乗算器１２，加算器１３を順次シフトさせ、最終段の加算器１３（７）の出力が、相関値として図１に示すビット復号部（データ復号手段）８に出力される。

また、図３（ｂ）には、８つの乗算器１２の係数が示すデータ値を時系列に並べることで表される基準データ波形を示しており、結果として、相関値算出部７は、入力信号と図３（ｂ）に示す基準データとの相関値を出力することになる。

また、図４は、閾値算出部６の内部構成を示すものである。Ｉ側平均算出部１４Ｉ，Ｑ側平均算出部１４Ｑは、Ｉ信号，Ｑ信号の夫々について振幅を絶対値加算して平均値を算出し、乗算器１５Ｉ，１５Ｑに夫々出力する。乗算器１５Ｉ，１５Ｑは、夫々の平均値を２乗することで平均値の振幅変化に重み付けをして加算器１６に出力し、加算器１６は加算結果を乗算器１７に出力する。乗算器１７は、上記加算結果に、相関値算出部７によって得られる相関値の最大値「＋８」を乗じると、次段の乗算器１８に出力する。ここで、Ｉ信号とＱ信号の平均値を合成しているのは、受信信号の振幅変化をより明瞭に捉えるためである。

乗算器１８は、乗算器１７の乗算結果に所定の比率ｒを乗じたものを、相関値の正側閾値としてビット復号器８に出力する。尚、上記の比率は、閾値が大きくなり過ぎないように抑制するため乗じられる。そして、上記正側閾値に、乗算器１９が「−１」を乗じて符号を反転させたものが負側閾値として出力される。

次に、本実施例の作用について図５乃至図１２も参照して説明する。
＜ISO/IEC18000-6タイプＢ＞
図５は、ISO/IEC18000-6タイプＢに対応するＦＭ０符号化の場合であり、（ａ）は無線タグが送信するプリアンブルの波形を示しており、「×××０００００００１××１１×」となっている。尚、「×」は、データ「１」，「０」の何れでもない波形である。また、（ｂ）のデータ波形は、１データビット期間の中央で位相変化（エッジ）があればデータ「０」，位相変化が無ければデータ「１」が割り当てられている。

図６は、ISO/IEC18000-6タイプＢに対応するＦＭ０符号化データをタグリーダ１が受信し、ビット復号部８において（ａ）プリアンブルを検出する場合と、（ｂ）データを復号する場合との判定処理を示すタイミングチャートである。図６（ａ）に示すように、入力信号の波形変化に応じて、相関値検出部７より出力される相関値はサンプリングタイミング毎に変化する。そして、プリアンブルを検出する場合は、相関値と正側，負側閾値とを比較判定するタイミングを、１データビット期間の初めと終わりより若干遅れた時点と、それらの中間とに設定する。

プリアンブル中のデータ「０」に対応する波形は、実際には振幅がアナログ的に変化しているが、便宜的に振幅が「±１」間で変化する矩形波として示すと、１データビット期間の前半が「−１」を，後半は「＋１」を示すので、何れも基準データとの相関が低くなっている。そのため、相関値は期間前半で順次減少し、後半で順次上昇するように変化し、その振幅の最大値は「±８」となっている。そして、データ「０」が連続している間は同一の変化パターンを繰り返す。

閾値算出部６によって得られる閾値は、相関値の正，負のピークを若干下回るように、比率ｒによって調整されている。但し、図中の閾値は常に一定のように示しているが、実際には、データ値の変化に応じて変動する。
そして、各判定タイミングにおいて、相関値が正側閾値を超えると「Ｈ」，負側閾値を下回ると「Ｌ」，何れでもない場合は「０」を割り当てると、データ「０」が連続している間の判定パターンは「ＬＨＬＨ…」を繰り返すことになる。その状態から最初のデータ「１」が現れると、判定パターンが変化する。即ち、「０１××１１×」に応じて、判定パターンは「ＬＨＬ００Ｈ０ＬＨ０Ｌ００ＨＬ」となるので、上記の判定パターンを捉えてプリアンブルを検出する。

また、図６（ｂ）に示すように、データの復号については、１データビット期間の中央より僅かに遅れたタイミングで判定を行うようになっており、判定周期はプリアンブル検出の場合の２倍（データ変化の最小周期）に設定されている。判定結果が「ＨＨ」又は「ＬＬ」の場合は論理「０」，判定結果が「ＨＬ」又は「ＬＨ」の場合は論理「１」としてＮＲＺ（No Return to Zero）符号に変換することでデータビットを復号する。

＜EPC Global Class1＞
図７は、EPC Global Class1に対応するＦ２Ｆ符号化の場合であり、データ「１」は、データ「０」に対して信号変化の周波数が２倍となる符号化形式である。（ａ）はプリアンブルパターンで「１１１１１１１０」となっており、（ｂ）は任意のデータである。

図８は、図６相当図である。Ｆ２Ｆ符号化の場合、データ「１」の最小変化周期について８個のサンプリングデータを得るようにする。図８（ａ）のプリアンブル検出では、データ「１」が相関値算出部７における基準データに一致する変化を示すので、相関値は、上記変化周期の前半で上昇，後半で下降するパターン（判定パターンは「ＨＬＨＬ…」）を繰り返す。
そして、データ「１」の次にデータ「０」が現れると、データ「０」における第１最小変化周期の後半では基準データとの相関が低くなるため、相関値の下降度合いが緩やかになり判定パターンが変化する。続く第２周期の前半も相関は低いため相関値はそのまま下降し、後半は相関が高くなり上昇に転ずる。従って、判定パターンが「ＨＬＨＬＨ０Ｌ０Ｈ」になった場合にプリアンブルを検出する。

図８（ｂ）におけるデータ復号では、図６（ｂ）のケースと同様にデータ変化の最小周期に判定を行うが、判定結果が「ＨＨＨ」又は「ＬＬＬ」の場合は論理「１」，判定結果が「ＨＬＨ」又は「ＬＨＬ」の場合は論理「０」としてＮＲＺ符号に変換し、データビットを復号する。

＜EPC Global Class1 Generation2：ＦＭ０＞
図９は、EPC Global Class1 Generation2に対応するＦＭ０符号化の場合であり、（ｂ）のデータについては図５（ｂ）と同様である。但し、（ａ）のプリアンブルのパターンはISO/IEC18000-6タイプＢと異なり、「１０１０×１」となっている。

図１０は、プリアンブル検出のタイミングチャートを示す。尚、データの復号については図６（ｂ）と同様であるから省略する。この場合、「１０１０」に続いて最初に「×」が現れた時点で判定パターンが変化するので、「ＨＬ０ＨＬ００Ｈ０Ｌ」となった場合にプリアンブルを検出する。

＜EPC Global Class1 Generation2：ミラーサブキャリア＞
図１１は、EPC Global Class1 Generation2に対応するミラーサブキャリア符号化の場合であり、Ｍ＝２，４，８の夫々について、（ａ）プリアンブルと（ｂ）データとを示している。「Ｍ」は、１ビットのデータを表すのに最小変化周期の波形を何個分使用するのかを示している。そして、（ａ）プリアンブルは何れも「×××××１０１１１」となっている。
データは、１データビット期間の中央に位相変化（エッジ）があれば「０」，無ければ「１」が割り当てられており、プリアンブルについては、最初のデータ「１」が現れるまでの変化パターンは「×」と判定される。

図１２（ａ）は、ミラーサブキャリア（Ｍ＝２）の場合のプリアンブル検出パターンを示す。「×」が連続する間は、基準パターンと同じデータ波形が連続するので、相関値は、変化周期の前半で上昇，後半で下降のパターンを繰り返す。従って、その間の判定パターンは、「ＨＬＨＬ…」を繰り返すことになる。
上記の状態から最初のデータ「１」が現れると、１データビット期間の後半から判定パターンが変化するので、判定パターン「ＨＬ０ＨＬＨＬＨＬＨ０ＬＨＬ０ＨＬＨ０ＬＨ」によってプリアンブルを検出する。

図１２（ｂ）は、ミラーサブキャリア（Ｍ＝２）の場合のデータ検出を示す。この場合、判定パターンが「ＨＨＨ」，「ＬＬＬ」，「ＬＨＨ」，「ＨＬＬ」が論理「０」、「ＨＨＬ」「ＬＬＨ」が論理「１」としてＮＲＺ符号化することでデータが検出できる。

以上のように本実施例によれば、無線タグリーダ１において、相関値算出部７が、受信データ波形のサンプリング値と基準データとの相関値を算出すると、閾値算出部６は、相関値についてデータビットを復号するための閾値を算出する。具体的には、受信信号の振幅値を絶対値加算して平均値を算出すると、その平均値より得られる最大の相関値に基づいて正側閾値を算出し、その正側閾値の符号を反転させたものを負側閾値として設定し、データ復号手段は、相関値と閾値とに基づいてデータビットを復号する。

即ち、無線タグが採用する通信方式が異なる場合でも、データ「１，０」の符号化方式は、基本的にデータ波形を２値レベルの間でどのように変化させるかによっていので、そのデータ波形と所定の基準データとの相関値を得れば、符号化データと基準データとの一致度合い，換言すれば、前者が後者を基準としてどのように変化しているのかが示される。そして、受信信号振幅の平均値より得られる最大の相関値より正側閾値，並びに負側閾値を算出し、相関値と閾値とを比較することでデータ波形の変化を捉えれば、無線タグについて使用されている範囲内で符号化方式が異なるデータを復号することが可能となる。

また、閾値算出部６は、受信信号のＩ系列とＱ系列との夫々について平均値を算出し、それらの合成結果に基づいて正側閾値を算出するので、無線タグの応答信号の受信状態が周囲の影響を受けて変動する場合でも、受信信号の振幅変化を明瞭に捉えることができるようになる。従って、閾値をより適切に設定することができる。

更に、閾値算出部６は、閾値を、受信データの最小変化周期以上の（より短い）間隔毎に再計算して更新するので、受信データの変化に適切に追従するように、閾値を設定できる。そして、相関値算出部７をマッチドフィルタで構成し、基準データを、データ値「０」，「１」について共通となる、受信データの最小変化周期の中央で位相が１８０度変化する波形パターンとするので、受信データと１つの基準データとの相関値を１つのマッチドフィルタにより得ることで、構成を簡単にできる。
また、サンプリングレート変換部３は、受信データの最小変化周期内のサンプリング数をマッチドフィルタの次数よりも１つ多く設定するので、相関値がデータに連動して変化するようになる。

更に、ビット復号部８は、相関値が正側閾値を超えると「Ｈ」，負側閾値を超える（下回る）と「Ｌ」，それ以外の場合は「０」となるように判定を行い、その判定の結果に基づきデータの復号を行なうので、データの符号化形式が異なる場合でも、各形式に応じて上記のように判定された結果のパターンをデコードすれば、データを復号することができる。加えて、ビット復号部８は、受信信号のプリアンブル部分については受信データの最小変化周期の１／２毎に判定を行い、受信信号の「データ」部分については、最小変化周期毎に判定を行うので、プリアンブルの波形パターン「×」が含まれる場合でも、正確に検出することができる。

本発明は上記し且つ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、以下のような変形が可能である。
想定される受信環境によっては受信信号のＩ系列，Ｑ系列との何れか一方に基づいて、相関値と閾値とを算出しても良い。
閾値の算出周期は、より長い間隔で行うようにしても良い。
図３（ｂ）に示す基準データ波形に対応する係数は、前半を「−１」，後半を「＋１」にしても良い。
プリアンブルの検出判定と、それに続く「データ」本体の復号判定とを、同じ間隔で行っても良い。
Ａ／Ｄ変換部２のサンプリングレートが、以降のデータ処理を行うのに適切なレートである場合には、サンプリングレート変換部３を削除しても良い。

本発明の一実施例であり、無線タグリーダの構成を、本発明の要旨にかかる部分を中心に示す機能ブロック図 ＤＣオフセット除去部より出力されるＩ信号，Ｑ信号のデータイメージを示す図 （ａ）相関値算出部の内部構成、（ｂ）はマッチドフィルタにより相関を採る基準データ波形を示す図 閾値算出部の内部構成を示す図 ISO/IEC18000-6タイプＢについて、（ａ）プリアンブル、（ｂ）データの波形を示す図 ISO/IEC18000-6タイプＢについて、（ａ）プリアンブル、（ｂ）データの検出例を示すタイミングチャート EPC Global Class1に対応する図５相当図 EPC Global Class1に対応する図６相当図 EPC Global Class1 Generation2：ＦＭ０符号化に対応する図５相当図 EPC Global Class1 Generation2：ＦＭ０符号化に対応する図６（ａ）相当図 EPC Global Class1 Generation2：ミラーサブキャリア符号化に対応する図５相当図 EPC Global Class1 Generation2：ミラーサブキャリア符号化に対応する図６相当図

符号の説明

図面中、１は無線タグリーダ、３はサンプリングレート変換部（サンプリングレート設定手段）、５はＩＱ合成部、６は閾値算出部（閾値算出手段）、７は相関値算出部（相関値算出手段，マッチドフィルタ）、８はビット復号部（データ復号手段）を示す。

Claims (7)

1. 無線タグからの応答信号を受信して復調したデータ波形のサンプリング値と、所定の波形パターンを有する基準データとの相関値を算出する相関値算出手段と、
   前記受信信号に基づき、前記相関値についてデータビットを復号するための閾値を算出する閾値算出手段と、
   前記相関値と閾値とに基づいてデータビットを復号するデータ復号手段とを備え、
   前記閾値算出手段は、前記受信信号の振幅値を絶対値加算して平均値を算出すると、その平均値より得られる最大の相関値に基づいて正側閾値を算出し、その正側閾値の符号を反転させたものを負側閾値とすることを特徴とする無線タグリーダ。
2. 前記閾値算出手段は、前記受信信号のＩ系列とＱ系列との夫々について平均値を算出し、それらの合成結果に基づいて前記正側閾値を算出することを特徴とする請求項１記載の無線タグリーダ。
3. 前記閾値算出手段は、前記閾値を、受信データの最小変化周期以上の間隔毎に再計算して更新することを特徴とする請求項１又は２記載の無線タグリーダ。
4. 前記相関値算出手段は、マッチドフィルタによって構成され、前記基準データは、データ値「０」，「１」について共通であり、受信データの最小変化周期の中央で位相が１８０度変化する波形パターンであることを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載の無線タグリーダ。
5. 前記受信データ波形のサンプリングレートを設定するサンプリングレート設定手段を備え、
   前記サンプリングレート設定手段は、前記受信データの最小変化周期についてのサンプリング数が、前記マッチドフィルタの次数を１つ上回るように設定することを特徴とする請求項４記載の無線タグリーダ。
6. 前記データ復号手段は、前記相関値が前記正側閾値を超えると「Ｈ」，前記相関値が前記負側閾値を超えると「Ｌ」，それ以外の場合は「０」となるように判定を行い、その判定の結果に基づきデータの復号を行なうことを特徴とする請求項１乃至５の何れかに記載の無線タグリーダ。
7. 前記データ復号手段は、前記受信信号のプリアンブル部分については、前記受信データの最小変化周期の１／２毎に前記判定を行い、前記受信信号の「データ」部分については、前記最小変化周期毎に前記判定を行うことを特徴とする請求項６記載の無線タグリーダ。

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