CN1270724A

CN1270724A - 在无线通信系统中快速初始信号检测的方法和系统

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Publication number: CN1270724A
Application number: CN98808126A
Authority: CN
Inventors: 路易斯C·云
Original assignee: Arraycomm LLC
Current assignee: Arraycomm LLC
Priority date: 1997-08-08
Filing date: 1998-08-07
Publication date: 2000-10-18
Also published as: WO1999008414A1; EP1002390A1; EP1002390A4; JP2001512953A; US5909471A; CA2297287A1; AU8777998A

Abstract

一种无线通信用户单元(图1)包括生成同相和正交相位数字采样的射频下变频级(10)。连接数字信号处理器(图3)以接收采样,并处理它们以生成控制信道相关输出和载波频率偏移估计。通过差分采样编码(72)这些采样使控制信道的获取基本上不受初始载波频率偏移的影响。这些信号被输入给相关器(74),该相关器的系数是预先存储的经过差分采样编码、抽取和速率扩展的一种已知参考序列。当参考序列出现时,相关器输出峰值输出,该峰值输出可用于检测参考序列的出现。峰值的时间位置可用于时间对准、信号质量估计,和直接获取频率偏移估计。

Description

在无线通信系统中快速初始信号检测的方法和系统

发明领域

本发明一般涉及无线通信系统，尤其涉及在无线通信系统的接收机中初始信号检测、频率偏移估计和定时对准估计。

现有技术说明

移动和固定的蜂窝无线通信系统已经逐渐在全世界普及。蜂窝的概念包括使用一个或多个基站(BS)，对于电话系统，该基站连接到公用电话交换网(PSTN)。远程终端，也称作用户单元(SU)和手机，使用无线通信和商定的协议连接到每个基站。对于移动蜂窝系统，远程终端是便携的，可以由个人随身携带或放置在车内。在也称作无线本地环路(WLL)系统的固定蜂窝系统中，远程终端在位置上是固定的。对于向边远地区和/或在还不具备大规模有线电话基础设施的国家中增添电话业务，这种WLL系统是有用的。

现代蜂窝系统是数字的，并存在几种协议的标准。数字系统一般使用频分多址(FDMA)技术、时分多址(TDMA)技术、TDMA与FDMA的组合(TDMA/FDMA)、或者码分多址(CDMA)技术。例如，对于FDMA/TDMA系统，将频谱划分成多个频率信道，并将每条频率信道再划分成多个时隙。在CDMA系统中，给每条信道分配一个特定的扩频码。双工(双向通信)可以使用时分双工(TDD)，将一条频率信道中的一些时隙用于下行链路(基站到用户单元)，并将同一频率信道中的其它时隙用于上行链路(SU到BS)。也可以使用频分双工(FDD)，在频分双工中上行链路和下行链路的通信出现在不同的频率信道。类似地，也可以使用码分双工。

最近，已经提出空分多址(SDMA)系统。SDMA基站使用天线振子阵列替代单个的天线振子，并使用空间处理，以实现较低的重用因子和/或在相同“常规”(频率、频率和时隙或者编码)信道上基站(BS)和多个远程终端之间的同时通信。空间处理包括用复数权重(即幅度和相位)加权从每个天线振子接收(在上行链路中)的信号或向每个天线振子发送(在下行链路中)的信号，根据用户的“空间标记”确定该用户发送或接收所用的权重，这是该用户位置的一个函数。

TDMA/FDMA系统标准的两种例子是全球移动通信系统(GSM)和个人手持电话系统(PHS)。GSM在全世界非常地普及，并且还存在称作DCS-1800的高频版本，在美国是用于个人通信系统(PCS)的PCS-1900标准。PHS在日本普及并逐渐在其它的国家普及。PHS是TDMA/FDMA TDD系统，而GSM是TDMA/FDMA FDD系统。对于高移动性的蜂窝通信，标准的GSM是最普及的，而在低移动性的个人通信中通常使用标准的PHS。

在无线通信系统中，当用户单元(SU)第一次开机时，用户单元必须向无线网络标识它本身。为进行标识，提供用于这种信令的网络控制信道。在PHS协议中，分配特定的频率信道和时隙作为控制信道。在PHS控制信道中发送三种控制消息。广播控制信道(BCCH)消息不断在下行链路上从基站向多个用户单元(SU)广播，该消息说明时隙结构和基站标识。BCCH消息具有一个比特序列，在该序列中将跟随一种已知格式。在PHS标准中，控制消息包括62比特的前置码和32比特的“独持字”序列，两者都是预先安排的，并对于每个用户单元都是已知的。可以由用户单元(SU)获取控制信道来搜索并唯一地识别该格式。寻呼信道(PCH)消息是用于通知各用户单元(SU)来话呼叫的下行链路消息。信令控制信道(SCCH)在上行链路和下行链路上使用以交换支持呼叫连接所需的信息。在PHS中，PCH和SCCH消息包括相同的前置码和独持字。

当用户单元加电时，它必须在时间和频率中搜索BCCH消息。必须获取BCCH消息以建立正确的控制信道结构和与用户单元的控制消息定时。仅当用户单元(SU)获取BCCH后，它才可以上行链路到基站，例如登记它的存在。一旦建立连接，根据已经定义的协议继续呼叫连接处理，例如，参见无线电工业和商业标准协会的“个人手持电话系统”，第二版，RCR STD-28(日本)。

已经知道将远程终端初始化连接到蜂窝基站的一些方法，例如，响应远程终端被第一次加电。在一种现有技术中，控制信道的频率信道(对于FDMA)、频率信道和时隙(对于TDMA/FDMA)或编码(对于CDMA)为用户单元(SU)所知，用户单元(SU)一开始测量每个已知控制频率(或编码)的接收电平，然后，按渐减的接收信号电平的顺序，与当前的时隙或编码同步以接收网络标识数据。其它技术在1997年6月17日授权给Pinualt等人，标题为《减少移动站连接到蜂窝基站所需时间的方法和系统》的美国专利US 5,640,675中描述。这些现有技术尤其适用于GSM TDMA/FDMA系统，在该系统中用户单元(SU)包括用户标识模块(SIM)，该模块说明用户的本地网并包括非易失性存储器。该非易失性存储器用于存储控制频率列表以在连接过程中搜索。

不在已知控制频率上搜索信号电平，一种改进的现有技术包括搜索由基站在被称作控制信道的逻辑信道中广播的已知比特序列。例如，在PHS中，这可以是搜索所有控制消息中的六十二比特的已知前置码序列的一部分或全部和/或三十二比特的已知“独持字”序列中的一部分或全部，上述控制消息包括BCCH和PCH，并且已经知道如何搜索这种序列，例如使用相关法。

然而这种搜索方法依然受大频率偏移失真的出现、接收信号强度的波动以及噪声和/或其它干扰信号的出现等的影响。还知道相关技术的计算很复杂。典型的用户单元需要价格便宜并消耗功率低，因此可能只具有有限的计算能力。

一旦检测到控制消息，还需要确定包括消息定时的定时对准、频率偏移和接收信号质量的估计。

发明概述

因此，本发明的一个目的是提供一种在无线通信系统中获取初始控制信道的方法，该方法可快速并简单地实现。

本发明的另一个目的是提供一种能获取初始控制信道的用户单元，该用户单元基本上允许无线通信系统中的频率偏移。

本发明的另一个目的是提供一种在无线通信系统中估计频率偏移的方法。

本发明的另一个目的是提供一种在无线通信系统中估计信号质量的方法。

本发明的另一个目的是提供一种能够在无线通信系统中提供消息或帧定时以及波特点估计的用户单元。

概括地讲，本发明的用户单元实施例包括模拟的射频前端和数字化和下变频级，该级生成基带信号的复数(即，同相I和正交相位Q)8比特的数字采样。控制信号被定期地发送给用户单元，该信号包括比特序列的参考信号。在预定的信道上发送该控制信号，在此“信道”是指FDMA系统中的频率信道、TDMA系统中的时隙，或CDMA系统中的编码，以及TDMA/FDMA系统中的时隙和频率信道。本优选实施例在使用PHS的TDMA/FDMA系统的基站之中。连接数字信号处理器以接收采样，并处理它们以生成控制信道相关输出，在一些实施例中还包括载波频率偏移估计。通过差分采样编码这些采样，使控制信道的获取基本上免受初始载波频率偏移的影响。以码元速率进行差分采样编码。这些经差分采样编码的采样被输入相关器，该相关器(一般)使用预先存储的相关器系数，来搜索经过差分采样编码，然后抽取并扩展速率(以支持快速计算)，再标准化的某种(一般是调制的)参考信号(比特序列)。当出现参考信号时，相关器产生峰值输出。峰值的时间位置可用于定时对准，并可用于直接获取频率估计。也可以比较相关器输出的测量值和信号幅度的测量值以指示检测到参考信号出现。在该相关峰值上出现的复数相关的角度除以2π再除以码元周期以得到频率偏移估计，在一些实施例中，与估计值成比例的测量值是足够的，该角度被提供为这样一种测量值。

本发明一个方面的优点是提供一种获取控制信道信号的方法，该方法功能强并基本上与所有合理的初始载波频率偏移无关。

本发明另一个方面的另一优点是提供一种方法，该方法允许接收信号中合理的幅度变化和干扰的出现。

本发明另一个方面的另一优点是提供一种对于制造商可靠并经济的用户单元。

本发明另一个方面的又一优点是提供一种快速并简单地从控制信道信号获取中得到载波频率偏移估计的方法。

本发明另一个方面的又一优点是提供一种快速并简单地从控制信道信号获取中得到定时对准估计的方法。

本发明又一个方面的又一优点是提供一种快速并简单地从控制信道信号获取中得到信号质量估计的方法。

在阅读如附图所示的优选实施例的详细说明之后，对于本领域的普通技术人员，本发明的上述和其它目的和优点必然将变得更加明显。

附图简要说明

图1是本发明的用户单元实施例射频部分的功能方框图，该部分包括接收机前端和发射机末级；

图2是补充图1中的射频部分的数字信号处理部件的方框图；

图3是由图2的接收机数字信号处理单元执行，基带接收信号的差分采样编码和相关处理的功能方框图。

优选实施例的详细说明

实施优选实施例方法所需的硬件

在无线本地环路系统的无线用户单元中实施本发明的优选实施例，该系统使用PHS协议并与使用空分多址(SDMA)的基站通信。对于本领域的普通技术人员很明显，本发明的各方面显然也可以被应用于受频率偏移影响的任何一种通信系统，即，任何一种通频带系统，和发送已知序列的任何一种系统，该序列在开始时可以被检测。该系统可以使用任何一种调制方法，可以使用频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)、码分多址(CDMA)或时分多址/频分多址(TDMA/FDMA)等，可以包括或不包括空分多址(SDMA)，可以是固定的或移动的，等等。

图1示出了本发明的无线电话用户单元(SU)实施例的射频部分，在此用参考标号10表示这些射频部分。射频部分10包括接收机前端12和发射机末级14，分别通过带通滤波器18和发射/接收(T/R)开关20连接到天线16。

所接收的信号通过典型的下变频后生成248.45MHz的中频(IF)信号，该下变频使用连接到第一中频(IF)混频器24的1658MHz的第一本地振荡器22。由I和Q解调器26分离同相(I)和正交(Q)信号，该解调器26连接到工作在469.9MHz的第二本地振荡器28。

本地振荡器通常是晶体控制的，其精度大约为±10ppm，或者在1.9GHz的射频载波频率上大约为±20kHz。本发明中的本地振荡器最好是锁相环(PLL)型的，以便一旦获取控制信道，通过调整压控振荡器(VCO)，可以基本上消除初始晶体频率误差。在PHS中，20kHz的误差转变成在一个码元周期的时间内的37.5度的相位误差。如PHS中所用的，在解调DQPSK信号时通常使用判定引导的载波恢复。如果出现噪声，判定引导的载波恢复法将可能失去同步，除非使用初始近似频率校正。在PHS实施例中所用的特定1/4 QPSK解调中，当在码元周期的时间内频率偏移相位误差达到45度时，判定引导的频率偏移估计将完全失去同步，并且误比特率(BER)将直线上升。

同相模数转换器(I-ADC)30以768千采样/秒的速率生成8比特的I-采样。类似地，正交相位模数转换器(Q-ADC)32以768千采样/秒的相同速率生成8比特的Q-采样。

发射信号通过典型的上变频，该上变频使用连接到末级射频(RF)混频器34的1685MHz本地振荡器22。接收将被发射的同相(I)和正交(Q)信号，其中由同相数模转换器(I-DAC)36以768千采样/秒的速率接收8比特的I-采样流，由正交相位数模转换器(I-DAC)38以768千采样/秒的速率接收8比特的Q-采样流，

图2是数字信号处理器(DSP)部分40的方框图，该数字信号处理器从接收机前端12接收I/Q-采样，并生成将由发射机末级14发送的I/Q-信号。该DSP部分40包括若干个DSP装置，包括连接到话音编码DSP装置(声码器)DSP44和电话接口46的接收机-DSP(Rx-DSP)42。发射机-DSP(Tx-DSP)48从接口46接收音/数据，并将它们编码成正确的I/Q信号以由发射机末级14发射。快速存储器50提供程序执行，并提供用于Rx-DSP 42和Tx-DSP 48的存储器。Motorola(Phoenix、AZ)DSP56303 24比特的数字信号处理器分别用作Rx-DSP 42和Tx-DSP 48。DSP56303是可编程CMOS DSP的DSP56300系列产品中的一种。该系列产品使用高性能，每时钟周期单指令的引擎。DSP56300系列产品的结构特点包括桶形移位器、24比特编址、指令缓存和直接存储器存取(DMA)。对于本领域的普通技术人员来说，显然可以用其它的DSP装置或微处理器来替代。

参见图1，使用载波大约为1900 MHz的射频信号生成同相(“I”)和正交(“Q”)分量，使用469.9MHz的载波检测这两种分量。以码元速率的四倍数字化并采样该I和Q信号。对于在说明性实施例中使用的PHS系统，码元速率是192kHz，所以在该实例中的采样速率将是768千采样/秒。每个采样的深度为8比特。

在图2中，所接收的数字I和Q信号由Rx-DSP 42进行数字信号处理。该Rx-DSP42最好被编程如下：

1.收集来自ADC 30和32的I和Q采样；

2.进行控制信道的获取和时分双工的基本处理，进行信道控制数据脉冲串定时的初始估计，确定初始载波频率偏移，这些方面包括初始控制信道的获取方法和本发明的其它特点；

3.进行拆解、频率偏移补偿、下变频、滤波与均衡，其中一组四倍过采样的原始基带采样相应于一组一倍过采样(192kHz)信号，该信号被均衡并被波特对准以便解调；

4.执行解调；

5.分解解调后的脉冲信号；

6.解扰消息；

7.进行循环冗余校检(CRC)；

8.解密话务数据；

9.向声码器DSP 44发送话音话务数据；

10.向Tx-DSP 48发送控制信道信号和信道质量测量值；

11.更新接收补偿滤波器和频率偏移估计值；

12.在SDMA的情况下，计算将发送回基站的校准信息；

13.更新在射频(RF)接收机和发射机部件中使用的压控振荡器(VCO)和锁相环(PLL)(未图示)。

如此在Rx-DSP 42中执行本发明方法的各种实施例。

PHS系统中的基站在控制信道中周期性地发送控制消息以协调其范围内的所有用户单元。在PHS中，该控制消息被放在保留时隙和保留载波中。在PHS中，在物理控制信道上发送三种主要类型的控制消息：BCCH(广播控制信道)消息、PCH(寻呼信道)消息和SCCH(信令控制信道)消息。BCCH消息由基站(BS)在下行链路上向多个用户单元(SU)定期广播，并包括基站(BS)标识码，控制信道时隙结构的相关信息，例如哪一时隙专用于PCH和SCCH消息，以及其它的系统信息。PCH消息是从基站到用户单元的下行链路消息，主要用于将来话呼叫通知用户单元。SCCH消息可以在上行链路或下行链路上发送，并用于传送基站(BS)和用户单元(SU)之间的呼叫连接所需的信息。在许多无线通信系统中，包括PHS，控制消息包含已知比特序列。这种格式在此被称作已知比特序列、编码序列、参考序列等。本发明在实际实施中可能出现的竞争格式和信号的混乱状态中提供这种格式的正确识别。这种格式出现的检测和它的相关定时是控制信道获取、载波频率同步和随后使用所建立的通信链路的关键，该所建立的通信链路用于在许多用户单元和它们的指定基站之间同时进行无干扰电话通信。

在PHS中，控制消息包括六十二比特的前置码序列和三十二比特的独持字序列，两者都是已知的既定序列。在本发明一个方面，这些已知比特中的一种被用于构成将被搜索的参考序列。在说明性的实施例中，选择前置码的后十八个的比特和独持字所有的三十二个比特构成这种参考信号，该参考信号组成参考序列。

应当注意到，在优选实施例的TDMA/FDMA PHS系统中，控制信道数据在预定的时隙和频率信道中发送，在仅使用FDMA的系统中，控制信道数据一般在预定的频率信道中发送，在仅使用TDMA的系统中，控制信道数据一般在时隙中发送，而在CDMA系统中，控制信道数据一般使用编码进行发送。总之，在使用不同的标准时，“预定信道”应被解释成这些可能情况中的任何一种。应当注意到在一些系统中，“预定信道”可以是这些“信道”的已知或者是确定的组合中的一种。

虽然说明本发明的说明性例子专门用于解决与载波频率偏移的确定有关的问题，其中载波频率偏移因为相位未与已获取的射频(RF)信号同步的低价晶体振荡器而产生。本发明的以下方面，例如脉冲串定时的初始估计、PHS系统所特有的控制信道获取和处理，呼叫获取、定时和频率偏移估计可以被应用于在呼叫开始时使用已知序列的任何一种通频带系统。

声码器DSP 44接收来自Rx-DSP 42的话音信号，并通过接口46为电话手机生成话音信号，它不断检测挂机和摘机状态，提供音频检测和其它常规的电话手机功能。

Rx-DSP 42和Tx-DSP 48可以使用高级DSP编程语言编程，例如MATLAB(matrix laboratory)，这是一种交互式矩阵处理程序。

MATLAB综合数字分析、矩阵计算、信号处理和图形在一个环境中，在该环境中问题和方案用数学表达，并且没有传统编程语言的开销，以支持更精巧的应用。基本数据单元是并不要求维数的矩阵。它使数字问题的解答能够在使用诸如FORTRAN、BASIC或C等语言编写一个程序所花费时间的一小部分时间内完成。可以使用专门的“工具箱”，该“工具箱”提供全面的MATLAB函数(M-文件)集，该函数集扩展MATLAB环境以解决特定类型的问题。这种工具箱包括信号处理、控制系统设计、动态系统仿真、系统识别、神经网络等。

在使用MALAB和Motorola DSP56303的当前技术状态下，将不能直接实施Rx-DSP 42和Tx-DSP 48。换句话说，最好使用MATLAB生成高级代码设计，并运行验证该设计的仿真。将MATLAB代码编译成DSP机器代码的编译器是公知的。然而，在优选实施例中，这样由编译器生成的机器代码不能在现在可用的硬件上足够有效地运行当前的任务。所以最好由熟练的程序员进行人工优化：程序员将MATLAB源语句翻译成相应的编译器代码和/或高级语言短语，例如C或C++。对于实时处理控制程序员来说这是一个非常熟悉的标准处理，该程序员经常必须计算程序代码的每一比特所需的CPU执行周期数，以将控制器放入一个处理控制点。因此，目前不能依靠高级MATLAB/DSP编译器的输出来使Rx-DSP 42和Tx-DSP 48中的每一时钟周期最有效。初始控制消息检测

当用户单元被首次加电时，载波相位、码元相位和时隙相位都是未知的并且必须被搜索。本发明通过使用应用于采样而不是应用于未解调的码元的相关技术，使从基站获取控制信道更加容易和迅速，这种相关技术基本上消除了用户单元对载波相位不同步的灵敏性。基本上，使用数字信号处理方法以从参考序列相关的问题中消除载波信号频率偏移的灵敏性。所接收的采样在被相关之前进行“差分采样编码”，其中差分采样编码与常规的差分采样编码相同，该常规的差分采样编码一般应用于比特，将它们转换成码元，但在此应用于波形的采样，该采样在优选实施例的情况下是过采样序列。这要求已知的比特序列在被用作相关序列，即被用作相关器系数之前，也被差分采样编码成参考序列h[n]。这使相关器能够正确地工作。应当强调虽然针对包括差分相位调制的系统说明本优选实施例(PHS系统使用π/4DQPSK)，本发明与是否使用差分相位调制无关；它在任一情况下都能同样地工作。

尽管最好使用在此所述的特定的差分采样编码，也可以使用可基本上降低相关峰值幅度对频率或相位偏移波动的灵敏性的任何一种编码，并且所有这种编码在此都被称作“差分采样编码”，当说明特定的差分采样编码时，具体的差分采样编码根据上下文将是显然的。例如，在一种改进的实施例中，差分采样编码包括低通滤波以降低差分采样编码信号中噪声。

图3图示控制消息检测过程60，该过程最好被实施为用于DSP 42的DSP程序，该程序用从MATLAB代码得到的代码编写，并作为DSP软件装入存储器50。

使用一种参考信号序列为相关器74确定系数。这种相关器系数的确定一般仅执行一次，并且是脱机的而不是在用户单元中，并且结果系数被存储在用户单元的存储器71中以在相关器74需要时被再调用。确定系数的过程如下。已知比特序列的一部分或全部的参考序列输入调制器62，调制器62生成数据码元。在使用PHS的说明性实施例中，这种类型包括调制前置码的最后十八个比特和独持字的所有三十二个比特。将比特调制成码元在本技术领域中是公知的。在PHS中，调制器62是π/4 DQPSK调制器，它将比特差分编码成码元(不要与差分采样编码混淆)。因而，调制器62生成码元周期为T_s的复数码元序列，在该说明性实施例的PHS系统中T_s＝1000/192us。脉冲整形滤波器(和采样器)64用于生成采样周期为T_s/N的过采样序列x[n]，其中N是过采样因子，n是时间标号。N一般与输入给相关器74的过采样因子相同，该因子与在用户单元(SU)中采样数字化下变频信号的过采样因子相同。在优选实施例中，使用平方根升余弦脉冲进行脉冲整形。也可以使用其它的脉冲整形，脉冲整形在本技术领域是公知的。在优选实施例中用于用户单元的过采样因子N＝4。在在此使用的标记中，x[n]是复数采样值，其中n是时间标号。第一差分采样编码器66将其转换成输出y[n]，该y[n]被提供给抽取器68。例如y[n]＝x[n]*x′[n-M₀]，其中′表示复数共轭运算符，*表示相乘，M₀是任一非负整数并且一般设置为N。量值T_d＝M₀*T_s/N称作差分采样编码周期，并且一般被设置为采样周期T_s。在一种改进的实施例中，差分采样编码器66执行操作y₁[n]＝x[n]*x′[n-M₀]，然后进行y[n]＝LPF{y₁[n]}，其中LPF{}是所选择的低通滤波器操作以降低末级差分采样编码序列y[n]中的噪声。然后以L抽取差分采样编码后的序列y[n]以生成抽取输出a[n]。一般来说，L是满足0＜L≤N的任一整数，并且一般设置L＝N。然后由采样速率扩展器处理抽取输出a[n]以生成采样周期T_s/N上的序列b[n]。采样速率扩展器69的输出b[n]与其输入a[n]的关系为：

该采样速率扩展器69的扩展速率为L。

在优选实施例中，采样速率扩展器69的输出b[n]由标准化器70标准化，该标准化器70使序列的每个元素除以整个序列的欧几里得矢量范数，即除以该序列中采样幅度总和的平方根，从而生成参考序列h[n]。该序列一般存储在存储器71中以在获取接收信号期间作作相关器74的系数。

现在说明在用户单元中处理N次过采样的复数采样的接收序列(表示为z[n])以检测控制序列的出现。虽然在此使用标记z[n]表示复数信号，应当理解它是将被处理的例如来自ADC 30和32的I和Q采样。这些采样的采样周期为T_s/N，其中T_s和N的含义和值与上面在形成相关器的系数时的含义和值相同。由第二差分采样编码器72将采样序列z[n]转换成信号u[n]，其中差分采样编码器72是用户单元(SU)的部件。所接收的序列z[n]以与参考序列相同的方式被差分采样编码，即，在一种实施例中：u[n]＝z[n]*z′[n-M₀]，和在一种改进的实施例中，u₁[n]＝z[n]*z′[n-M₀]，然后进行u[n]＝LPF{u₁[n]}，其中LPF{}是所选择的低通滤波器以降低u[n]中的噪声。然后同样作为用户单元部件的相关器74能够通过使差分采样编码序列信号u[n]与相关器系数相关从而生成输出v[n]，其中相关器系数是参考序列h[n]的值(一般预先存储在存储器71中)。该复数值相关为：

\tilde{v} [n] = Σ_{i = 0}^{M - 1} h^{'} [M - i] * u [n - i],

其中M是相关器系数序列的长度(采样个数)，该序列是差分采样编码的参考序列。在优选实施例中，M＝23*N(差分采样编码序列相应于三十二比特的独持字加前置码的后十八个比特)。参考序列h[n]一般包括多个由采样速率扩展器生成的零。因此，在相关器74中存在多个零值系数。这允许降低所需的计算量，因为在总和中仅需计算h[n]为非零的乘积。这种计算功率的降低将降低硬件成本和电池功率，否则将需要耗费很高的时钟速率。在一种可选实施例中，不进行抽取和速率扩展，所以相关是差分采样编码的序列u[n]与差分采样编码的序列y[n]的相关。

序列y[n]的抽取和随后的速率扩展生成参考序列h[n]，该序列h[n]包含序列y[n]的一个稀疏子集，其中y[n]的一些值已经被强制转变为零。因此序列h[n]被称作填零子集参考序列。实际效果在于相关求得的不是相关乘积的总和，而是一些相关乘积的部分和。对于本领域的普通技术人员将是显然的，使用y[n]的抽取和速率扩展仅是确定这种填零子集参考序列的一种方法。例如，一种可选实施例可以确定整个序列y[n]，然后设置一些值为零。需要记住一般仅脱机确定一次填零子集参考序列h[n]。

同样，使用这种填零子集参考序列作为相关器系数组的相关仅是使用部分求和进行相关的一种方法。执行这种部分求和相关的其它方法也在本发明的范围之内。例如，在可选实施例中，可以强制相关中的求和操作不在顺序加一的标号上相加，而是在顺序地加一个更大数的标号上相加。

在得到计算功率的情况下，相关器74的优选实施例将v[n]形成为复数相关[n幅值的函数，例如v[n]＝|[n]|。可选地，相关器74的输出被形成为[n]实部的函数。在两种实施例中，v[n]中幅度峰值的出现表示原始序列中参考信号的出现。两种可选实施例还产生本发明该方面的一个主要优点，即，在面对讨厌的普通载波频率偏移时，用户单元的初始获取基本上是可靠的。然而，第一实施例对于偏移比第二实施例更可靠，而第二实施例虽然对载波频率偏移具有更强的灵敏性，但有降低相关器所需计算次数的优点，并且具有与第一实施例近似相同的参考信号检测性能。

在一种可选实施例中，可以直接执行[n]实部的确定，而不需要首先确定[n]，通过使用下式：

v [n] = Σ_{i = 0}^{M - 1} Re {h^{'} [M - i]} * Re {u [n - i]} + Im {h^{'} [M - i]} * Im {u [n - i]}

其中Re{}和Im{}分别表示实部和虚部。

由单元76将输出v[n]平方以生成相关涉及信号w[n]。在优选实施例中，该平方使在确定幅值时不必计算平方根。因此，典型地，不直接确定v[n]，而由单元74和76组合以直接生成w[n]。在可选实施例中，可以省略单元76，或者可以确定相关输出v[n]的其它单调函数以生成相关涉及信号w[n]。

当相关器涉及信号w[n]高于阈值时，阈值检测器78输出信号表示在控制消息中出现参考信号。相关峰值的位置提供定时相位。实际上，干扰信号可以随意地提高集合信号的电平。例如，在PHS系统中，相邻时隙可以用于传送话务(TCH)消息，并且如果这些相邻脉冲串的传输功率电平很高，则它们可能被误认为控制消息。在一种改进的实施例中，比较相关涉及信号w[n]与作为信号幅度函数的量值。在优选实施例中使用的函数是幅度平方装置80。即，通过计算信号幅度相关阈值d[n]，可以防止变化的信号幅度产生不利影响，其中d[n]最好依据差分采样编码序列u[n]的平方幅度。

最好象下面所述的那样使用幅度平方装置80和低通滤波器(LPF)82生成d(n)。从差分采样编码序列u[n]计算瞬时功率p[n]为p[n]＝u[n]*u′[n]，然后被滤波以在LPF 82的输出上生成d[n]。例如，由下式定义一种将使用的LPF响应：

d[n]＝γp[n]+(1-γ)d[n-1]，0≤γ≤1，

其中γ一般选作L/M。优选地，LPF 82的响应为：

d [n] = Σ_{i = 0}^{K - 1} p [n - i],

其中一般选择K等于M。也可以选用其它的LPF响应。平方器80的目的是使阈值检测器78比较信号w[n]和类似单元的d[n](相关器输出被视为具有与信号u[n]相同的单元)。对于本领域的普通技术人员将是显然的，其它的实施例可以修改方框76和80使w[n]和d[n]具有可比较的维数。显然LPF 82的目的是滤除噪声，并且可选实施例可以没有LPF 82，而使用其它元件平滑信号。

阈值检测器78的输入是w[n]和d[n]。在一种实施例中，阈值检测器78比较w[n]和阈值ad[n]，并且只要超过阈值ad[n]，则确定在某些采样时间n上发现控制消息。α的典型值是0.25乘以参考序列的矢量范数。在优选实施例中，阈值检测器比较输入w[n]和阈值ad[n]，并且如果超过阈值，计算使w[n]/d[n]最大化的采样m用于n≤m＜n+K。下述程序可用于确定m：

bestW＝w[n]；bestD＝d[n]；m＝n；for(i＝n+1；i＜n+K；i++){if(bestW*d[i]＞w[i]*bestD){bestW＝w[i]；bestD＝d[i]；m＝i；}}

这里的优点是可以避免计算复杂的除法。K值一般等于M。检测器78表示在采样时间m上检测到控制消息。

在一种改进的实施例中，α可以被设置为自适应的。一开始，α被设置为最大值α_max。通过在预定的时间间隔上递减Δα来降低α的值，直到检测到控制消息。这种自适应方法降低了在不同的信号质量、噪声和干扰环境中错误地检测控制消息的可能性。α_max的典型值为0.8，Δα的典型值为0.1。频率偏移估计

相关器在阈值检测器78上生成周期峰值输出，该峰值输出可以用于直接获得频率偏移估计f_est。当参考信号与输入信号z[n]在采样时间m上正确地联合时，∠[m]≈θ，其中∠是相位，θ是表示为一个相位角度的偏移。这在不存在噪声和不相等的信道多径时将是完全正确的。在该相关峰值上出现的复数相关的同相和正交采样的角度除以2π与差分采样编码周期T_d(最好等于码元周期T_s)的乘积以生成频率偏移估计值，即f_est＝∠I，Q/2πT_d。其中∠I，Q＝∠[m]≈θ。尤其重要地指出这种频率偏移估计在几乎没有花费的情况下获得，并且简单并易于获得。并指出获得该频率偏移估计值并不是能够获得控制信道所需要的先决条件。信号质量估计

用户单元所接收信号的质量是一个有用的量值。信号质量估计值在诊断、故障排除、控制发射机功率、瞄准/安装天线、信道分配等中是有用的。在大多数的系统中，它被从用户单元向基站发送以便基站可以调整发射功率。在本发明的另一方面，信号质量被估计为w[m]/d[m]，其中m是在例如Rx-DSP 42的数字获取处理器上检测到控制消息的时间。天线指向

众所周知一些天线是定向的。例如，可以设置一个天线阵列从不同方向择优地发射和接收信号。例如，可以使用一个天线阵列，并且在每个天线振子上接收的信号可以在幅度和相位上被不同地加权，以择优地接收一个或多个方向上的信号。这种天线也可以用于择优地发射。在信号接收期间，所接收信号的强度将取决于天线指向的方向。在用户单元位置固定的系统中，例如无线本地环路系统，为了获得好的通信质量，正确的天线瞄准可能是必需的。

本发明的另一方面是将信号质量估计值w[m]/d[m]用于瞄准/安装天线。天线瞄准方法的优选实施例如下。用户单元的天线瞄准一个方向，应用初始获取处理以试图检测控制消息。可以由操作员或使用机械进行天线的瞄准。如果该处理成功地发现控制消息，信号质量估计被用作质量水平。该质量水平向瞄准天线的操作员提供反馈。在操作员的情况下，反馈可以用直观显示的形式，例如LED刻度(例如，好的质量可以使5个LED发光，坏的质量不使LED发光)。如果反馈指示信号质量不够好，天线被重复瞄准并重复该过程。一旦给操作员的反馈指示质量足够好，瞄准过程结束。基站分配

在蜂窝系统中，可能有用户单元可以连接的多个基站。在PHS中，例如，多个基站一般通过在不同的时隙中发送控制消息来共享同一控制信道。用户单元可能必须根据它在控制频率上从不同基站(BS)接收的信号来确定连接到哪一基站。这就是基站分配问题。

本发明的另一方面是使用信号质量估计进行基站分配的方法。在用于PHS系统的说明性实施例中，基站分配是在天线瞄准过程结束之后的又一可选步骤，其中该用户单元：

1.解码由初始控制消息获取过程检测的控制消息；

2.根据消息确定基站标识；和

3.向如此识别出的基站发送SCCH消息以向该网络登记它本身。定时对准

本发明的另一方面是定时对准。本发明的方法提供一种确定消息发送时间中的点以及波特点的方法。波特点一般是波形的中心，该波形用于整形表示数据码元的脉冲，因而是采样每个数据码元的最佳点。消息的长度一般根据码元数预先定义。在PHS标准中，消息的长度为120个数据码元，并包括上升沿和下降沿时间。过采样在每一数据码元周期T_s生成N个采样。

在本发明的优选实施例中，通过使用Rx-DSP 42在时间m上检测控制消息来估计消息定时和波特点定时。估计控制消息的开始出现在时间标号[m-round{N(D-1/2)}]上，其中N是过采样因子，D是参考信号中最后一个码元相对于控制消息启始的位置，以码元计算。“round{}”表示四舍五入在最接近整数上下变化的量，也可以用到最接近整数的截断舍位来替代。波特点被估计为递加多个N的m，例如，波特点被估计为m、m+N、m+2N等。

下述MATLAB代码是如何编程Rx-DSP 42以检测控制脉冲串的例子，并且，如果成功，估计频率偏移，控制脉冲串开始的时间标号和所检测控制脉冲串的信号质量。对于本领域的普通技术人员来说，在Rx-DSP 42中所用的实际代码显然是根据该MATLAB代码(自动或人工)确定的代码。

％ *****************************************％ CONTROL BURST DETECTION，FREQUENCY OFFSET％ DETERMINATION AND TIMING DETERMINATION％％ Detects control burst，and if successful，％ estimates the frequency offset，the time index％ for the start of the control burst，and the％ signal quality of the detected control burst％％ *****************************************function[freqOffsetEst，flagDetect，timeIndex，signalQuality]＝...acq(frameRx，revRef，threshold)％ INPUT：frameRx-oversampled I，Q complex signal sequence％ revRef-the reference signal sequence to correlate against％ threshold-threshold value to be used by threshold detector％ OUTPUT：flagDetect-binary flag set to 1 if control burst％ detected，0 otherwise％ *** Remaining output parameters relevant only if flagDetect＝1***％ freqoffsetEst-frequency offset estimate％ timeIndex-time index for start of control burst％ signalQuality-signal quality of the detected control burst％ (0＝poorest quality，1＝best quality)％ realFlag＝0＝＞do complex correlation for maximum carrierimmunity％＝1＝＞do real correlation to save on computationsrealFlag＝0；％ initialize flagDetectflagDetect＝0；oversample＝8；rxOversample＝2；％ perform differential encoding of received oversampled sequence％ spaced 1 baud apartdiffRx＝frameRx(rxOversample+1：length(frameRx)).*...conj(frameRx(1：length(frameRx)-rxOversample))；％ compute normalization sequence.％ Convolution is just a simple moving average in this example.diffPow＝diffRx.*conj(diffRx)；denom＝conv(diffPow，ones(size(revRef)))；％ correlate rx signal with reference signal％ convolution is only done for the non-zero taps of％ the reference signalif(realFlag＝＝1)diffCorr＝real(conv(diffRx，revRef))；diffCorr＝max(diffCorr，0)；dCorr＝diffCorr.*diffCorr；elsecomplexCorr＝conv(diffRx，revRef)；dCorr＝abs(complexCorr).^2；end；

下述MATLAB代码是该代码的第二部分，并且是如何编程Rx-DSP 42以实施阈值检测器78功能的例子。

％ *****************************************％ THRESHOLD METHOD％ *****************************************detectIndex＝[]；sample＝1；while (sample＜＝length(dCorr))if(dCorr(sample)＞threshold*denom(sample))flagDetect＝1；maxCorr＝dCorr(sample)；maxDenom＝denom(sample)；maxIndex＝sample；endSample＝sample+length(revRef)；％ Over interval numSamplesPerSymbol*％ (length of ref seq)，％ look for maximum.sample＝sample+1；while(sample＜endSample)if(dCorr(sample)*maxDenom＞maxCorr*denom(sample))maxCorr＝dCorr(sample)；maxDenom＝denom(sample)；maxIndex＝sample；end，sample＝sample+1；end，detectIndex＝maxIndex；endsample＝sample+1；endang＝angle(complexCorr(detectIndex))；if(flagDetect＝＝1)freqOffsetEst＝ang/(2*pi/192e3)；signalQuality＝maxCorr/maxDenom；timeIndex＝detectIndex；end

下述MATLAB代码是如何编程Rx-DSP 42以生成将在控制脉冲串检测中被相关的参考信号h[n]。它是图3中调制器62、脉冲整形滤波器64、差分编码器66、抽取器68和速率扩展器69的程序等价物。

％************************************************************％ GENERATION OF THE REFERENCE SIGNAL TO％ BE CORRELATED AGAINST IN CONTROL BURST DETECTION％％****************************************************************％ INPUT：prRef％ input is the pulse-shaped oversampled signal sequence containing％ the modulated known bits of the control burst.The pulse shape，％ the known bit sequence and the modulation method are％ specified by the air interface.％ OUTPUT：revRef％ output is the reference signal to be correlated against％****************************************************************oversample＝8；rxOversample＝2；prRefSamplesPerBaud＝1；prRefDecimate＝oversample/prRefSamplesPerBaud；prRefNumZerosPerSample＝rxOversample/prRefSamplesPerBaud-1；prRef＝idealSig(startSeq*oversample+1：endSeq*oversample)；prRef＝prRef(1：prRefDecimate：length(prRef))；diffRef＝prRef(prRefSamplesperBaud+1：length(prRef))....*conj(prRef(1：length(prRef)-prRefSamplesPerBaud))；diffRef＝kron(diffRef，[1 zeros(1，prRefNumzerosPerSample)])；revRef＝diffRef(length(diffRef)+1-[1：length(diffRef)])′；revRef＝revRef/norm(revRef)；

尽管已经用本优选实施例说明本发明，应当理解该公开不能被解释为限制性的。在阅读上述公开之后，对于本领域的普通技术人员来说，各种改变和修改必然变得明显。因此，后附的权利要求书将被解释为覆盖落入本发明真正精神和范围之内的所有改变和修改。

Claims

1.一种在无线通信系统中由接收机获取控制信道的方法，在该系统中定期地发送已知的参考信号，该方法包括步骤：

(a)根据可能包括已知参考序列的基带射频信号生成复数数字采样的采样序列z[n]，该基带射频信号根据在接收机上接收的接收信号确定；

(b)差分采样编码所述的采样序列z[n]以生成差分采样编码的采样序列u[n]；

(c)差分采样编码一种所述参考信号x[n]以生成差分采样编码的参考序列y[n]；和

(d)相关差分采样编码的采样序列u[n]和差分采样编码的参考序列y[n]以生成相关器输出信号v[n]，当已知的参考信号存在于该基带射频信号中时，该相关器输出信号v[n]具有幅度峰值，

选择步骤(b)和(c)的差分采样编码以降低相关器输出信号v[n]中的任一幅度峰值对基带射频信号中频率偏移变化的灵敏度。

2.根据权利要求1的方法，其中步骤(b)和(c)的差分采样编码分别确定

u[n]＝z[n]*z′[n-M₀]，

和

y[n]＝x[n]*x′[n-M₀]。

其中′表示复数共轭运算，*表示乘法，M₀是确定差分采样周期T_d的非负整数。

3.根据权利要求2的方法，其中基带射频信号被用码元周期T_s数字调制，并且差分采样编码周期T_d等于码元周期T_s。

4.根据权利要求3的方法，其中相关步骤确定相关乘积的部分和。

5.根据权利要求4的方法，其中根据填零子集参考序列h[n]确定部分和，通过设置差分采样编码参考序列y[n]的一些采样值为零并标准化来确定h[n]，以便填零子集参考序列h[n]是标准化的，并且

其中所述的相关步骤使差分采样编码的采样序列u[n]与填零子集参考序列h[n]相关。

6.根据权利要求5的方法，其中将差分采样编码的采样序列y[n]的一些采样值设置为零包括步骤：抽取差分采样编码的采样序列y[n]以获取抽取序列，上采样(upsampling)该抽取序列，标准化上采样的抽取序列以提供填零子集参考序列h[n]。

7.根据权利要求5的方法，其中由差分采样编码的采样序列u[n]与填零子集参考序列h[n]的复数相关的幅度来确定相关器输出信号v[n]。

8.根据权利要求5的方法，其中由差分采样编码的采样序列u[n]与填零子集参考序列h[n]的复数相关的实部来确定相关器输出信号v[n]。

9.根据权利要求5的方法，还包括步骤：

(e)确定相关器相关信号w[n]，相关器相关信号w[n]是相关器输出信号v[n]的单调函数；并且

(f)确定信号幅度相关阈值d[n]，该信号幅度相关阈值d[n]单调地取决于差分采样编码的采样序列u[n]的幅度；

(g)比较相关器相关信号w[n]与信号幅度相关阈值d[n]，以表示相关器相关信号w[n]何时超过阈值常数α与信号幅度相关阈值d[n]的乘积。

10.根据权利要求9的方法，其中所述确定相关器相关信号w[n]的步骤将相关器相关信号w[n]确定为相关器输出信号v[n]的平方值；并且

所述确定信号幅度相关阈值d[n]的步骤将信号幅度相关阈值d[n]确定为差分采样编码的采样序列u[n]的平方值。

11.根据权利要求9的方法，其中所述确定相关器相关信号w[n]的步骤将相关器相关信号w[n]确定为相关器输出v[n]的平方值；并且

所述确定信号幅度相关阈值d[n]的步骤包括低通滤波差分采样编码的采样序列u[n]的平方值以生成信号幅度相关阈值d[n]。

12.根据权利要求9的方法，还包括步骤：

(h)确定时间对准m为在相关器相关信号w[n]超过阈值常数α与信号幅度相关阈值d[n]的乘积时的采样时间。

13.根据权利要求12的方法，还包括步骤：

(i)确定接收信号的信号质量估计w[m]/d[m]为相关器相关信号w[n]在时间对准m上的值与信号幅度相关阈值d[n]在时间对准m上的值之比。

14.根据权利要求13的方法，其中接收机包括天线，该方法还包括：

(j)通过改变天线方向直到信号质量估计w[m]/d[m]达到可接收的质量水平来定向天线。

15.根据权利要求14的方法，其中该可接收的质量水平是信号质量估计的最大值。

16.根据权利要求9的方法，其中用阈值常数α的初始值执行比较的初始步骤(g)，该方法还包括在预定的时间间隔上执行的附加步骤：

(h)重复步骤(a)、(b)、(d)、(e)、(f)和(g)，每一连续的重复根据搜索策略改变阈值常数α的值，当相关器相关信号w[n]超过阈值常数α与信号幅度相关阈值d[n]的乘积时结束重复。

17.根据权利要求16的方法，其中重复步骤(h)中的搜索策略重复步骤(a)、(b)、(d)、(e)、(f)和(g)直到达到重复的最大数，每一连续重复使用一个值用于阈值常数α，该值小于阈值常数α的前一个值。

18.根据权利要求16的方法，其中在重复步骤(h)中的搜索策略当阈值常数α大于或等于最小值时，重复步骤(a)、(b)、(d)、(e)、(f)和(g)，每一连续重复使用一个值用于阈值常数α，该值小于阈值常数α的前一个值。

19.根据权利要求12的方法，还包括步骤：

(i)计算角度偏移θ，θ为差分采样编码的采样序列u[n]和填零子集参考序列h[n]的复数相关的时间对准m上的相位角度；

(ii)确定载波频率偏移f_est为角度偏移θ的函数。

20.根据权利要求19的方法，其中所述步骤(j)确定载波频率偏移f_est为角度偏移θ除以一分母，该分母等于2π与差分采样编码周期T_d的乘积，即

f_{est} = \frac{θ}{2 * π * T_{d}}

其中*表示乘法。

21.根据权利要求12的方法，包括：

(i)确定采样序列z[n]的波特点为时间对准m和在码元周期Ts中距离该时间对准m多个采样的所有采样时间。

22.一种根据基带射频信号的复数数字采样的采样序列z[n]确定在基带射频信号中出现已知参考信号的方法，该方法包括步骤：

(a)差分采样编码所述采样序列z[n]以生成差分采样编码的采样序列u[n]；并且

(b)相关差分采样编码的采样序列u[n]与一组相关器系数，该相关器系数包括一个差分采样编码的采样序列y[n]，该序列y[n]通过采样并差分采样编码一种所述参考信号x[n]来确定，该相关生成相关器输出信号v[n]，当已知参考信号存在于基带射频信号中时，该相关器输出信号v[n]具有幅度峰值。

u[n]和y[n]中的差分采样编码的类型相同，并选择以降低相关器输出信号v[n]中的任一幅度峰值对基带射频信号中频率偏移变化的灵敏度。

23.一种无线通信系统，包括：

(a)无线电接收机，该无线电接收机包括：天线，用于接收接收信号；前端，连接到天线并根据接收信号生成基带射频信号的复数数字采样序列；

(b)数字信号处理器，用于差分采样编码所述采样以生成差分采样编码的采样序列；

(c)相关器，包括用于存储相关器系数的相关器系数存储器，该相关器连接到数字信号处理器，并相关差分采样编码的采样序列与相关器系数，该相关器的输出包括相关器输出信号；

(d)用于差分采样编码一种采样的已知参考信号x[n]以生成差分采样编码的参考序列y[n]的装置；和

(e)用于将差分采样编码的参考序列装入相关器系数存储器的装置。

24.根据权利要求23的无线电接收机，其中差分采样编码的步骤(b)和(d)分别确定

u[n]＝z[n]*z′[n-M₀]，

和

y[n]＝x[n]*x′[n-M₀]。

其中′表示复数共轭运算，*表示乘法，M₀是确定差分编码周期T_d的非负整数。

25.根据权利要求24的无线电接收机，其中基带射频信号被用码元周期T_s数字调制，并且差分编码的周期T_d等于码元周期T_s。

26.根据权利要求25的无线电接收机，其中装入装置(e)将差分采样编码的参考信号的填零子集参考序列装入相关器系数存储器，通过将该差分采样编码的采样序列的一些采样值设置为零并标准化来确定该填零子集参考序列，所以该填零子集参考序列是标准化的。

27.根据权利要求26的无线电接收机，其中将差分采样编码的采样序列的一些采样值设置为零包括步骤：抽取差分采样编码的参考序列以获取抽取序列，上采样该抽取序列，标准化上采样的抽取序列以提供填零子集参考序列。

28.根据权利要求26的无线电接收机，其中由差分采样编码的采样序列与相关器系数的复数相关的幅度来确定相关器输出信号。

29.根据权利要求26的无线电接收机，其中由差分采样编码的采样序列与相关器系数的复数相关的实部来确定相关器输出信号。

30.根据权利要求26的无线电接收机，还包括：

(f)单调函数装置，该装置包括输入和输出，该输入连接到相关器的输出，该单调函数装置的输出包括相关器相关信号，该信号是单调函数装置输入信号的单调函数；和

(g)信号幅度函数装置，该装置具有输入和输出，该输入包括差分采样编码的采样序列，该输出包括信号幅度相关阈值，该阈值单调地取决于差分采样编码的采样序列的幅度；

(h)阈值器，包括用于设置阈值常数值的设置装置，并具有第一输入、第二输入和主输出，该阈值器比较第一输入和第二输入，并当第一输入超过由设置装置所设置的阈值常数值与第二输入的乘积时，在主输出上生成检测信号，第一输入连接到单调函数装置的输出，第二输入连接到信号幅度函数装置的输出。

31.根据权利要求30的无线电接收机，其中单调函数装置(f)是第一幅度平方器，信号幅度函数装置是第二幅度平方器，该接收机还包括：

(i)低通滤波器，具有输入和输出，其输入连接到第二幅度平方器的输出，其输出连接到阈值器(h)的第二输入。