JP4555588B2 - 基準電圧発生回路およびミュート回路 - Google Patents

Description

本発明は基準電圧発生回路およびミュート回路に関し、特に詳細には、基準電圧を発生し、発生した基準電圧を制御する基準電圧発生回路およびこれを用いたミュート回路に関する。

従来より、音声信号を電気信号として処理（入出力）するミュート回路において、ミュート時に出力信号を接地し、非ミュート時に所定の電圧を動作点として信号出力し、両状態への移行時に動作点を緩やかに変化させることで、アナログ出力のボツ音（ポップノイズ）発生を低減できることが知られている。
例えば、図１は特許文献１において従来技術として紹介されているボツ音を抑えるミュート回路を示す回路図である。ミュート回路は基準電圧発生回路１０とアナログ信号出力回路１１で構成される。基準電圧発生回路１０は、抵抗、スイッチおよびキャパシタのみで構成されている。

図２は、図１に示したミュート回路の動作を示す電圧波形図である。図１においてミュート状態の時、スイッチＳＷ２１はオフ、スイッチＳＷ２２はオンである。スイッチＳＷ２１がオン、スイッチＳＷ２２がオフに切り替わってミュート状態から非ミュート状態に移行すると、動作基準端子の電圧変化は抵抗Ｒ２１とキャパシタＣ２で決まる時定数のエクスポーネンシャルカーブとして決まり、アナログ信号出力回路１１の出力ＶＯＵＴ２の電圧は図２に示すような変化をする。
破線で囲んだ部分において出力ＶＯＵＴ２が急激に、かつ不連続に変化しており、ミュート状態から非ミュート状態への移行時にボツ音を発生している。また、アナログ基準電圧ＶＳから抵抗Ｒ２１を通して、キャパシタＣ２に電荷がチャージされると、動作基準端子に供給される基準電圧発生回路１０の出力電圧はアナログ基準電圧ＶＳと等しくなる。

図３は、特許文献１で提案されたミュート回路を示す回路図である。このミュート回路は、基準電圧発生回路３０とアナログ信号出力回路３１で構成される。基準電圧発生回路３０は、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ、Ｎ型ＭＯＳトランジスタ、抵抗、スイッチおよびキャパシタで構成される。

図４は、図３に示したミュート回路の動作を示す電圧波形図である。
図３においてミュート状態の時、スイッチＳＷ４１はオフ、スイッチＳＷ４２はオンである。スイッチＳＷ４１がオン、スイッチＳＷ４２がオフに切り替わってミュート状態から非ミュート状態に移行すると、アナログ信号出力回路３１の出力ＶＯＵＴ４の電圧は図３に示すような変化をする。

図１の従来のミュート回路で問題となっていたボツ音を低減するために、基準電圧発生回路３０にＰ型ＭＯＳトランジスタおよびＮ型ＭＯＳトランジスタを挿入することで、アナログ信号出力回路の出力ＶＯＵＴ４の電圧変化を緩やかにしている。これにより、破線で囲んだ部分のミュート状態から非ミュート状態への移行時における出力ＶＯＵＴ４のボツ音を低減している。また、図１と同様に、動作基準端子に供給される基準電圧発生回路３０の出力電圧はアナログ基準電圧ＶＳと等しくなる。

特開２００３−２７３６５３号公報

従来技術による図１および図３の基準電圧発生回路１０，３０では、アナログ基準電圧ＶＳとミュート電圧ＧＮＤが必要になる。通常ＧＮＤはアナログ信号出力回路１１，３１で使われるオペアンプの負電源ＶＳＳを使用するので別回路から供給する必要はない。しかし、アナログ基準電圧として、アナログ信号出力回路１１，３１で使われるオペアンプの正電源ＶＤＤと負電源ＶＳＳの間の所定の値が必要であり、通常は図５に示すアナログ基準電圧発生回路５０からアナログ基準電圧が供給される。

本発明の目的は、近年のＬＳＩに求められる低消費電力化、低電圧動作化に対応するため、アナログ基準電圧発生回路を必要とすることなく、ミュート回路に使用してミュート状態から非ミュート状態へのモード切り替え時のボツ音発生をより低減することのできる基準電圧発生回路、およびこれを用いたミュート回路を提供することである。

上記の目的を達成するために本発明は、第１モードにおいてミュート電圧を、第２モードにおいて基準電圧を出力端子から出力する基準電圧発生回路において、第１電源端子と前記出力端子の間に接続された、電流源と第１抵抗を含む直列回路と、第２電源端子と前記出力端子の間に接続された第２抵抗と、所定の電位とされた電圧端子と前記出力端子の間に接続された容量素子とを備え、前記第１モードから前記第２モードに切り替わったときに前記電流源が所定の動作をするように制御して、前記第１抵抗を介して流れる電流を制御することで、前記出力端子における出力電圧が前記ミュート電圧から前記基準電圧に変化させると共に、前記直列回路はスイッチ素子をさらに含み、オフしていた前記スイッチ素子がオンして前記第１モードから前記第２モードに切り替わってから前記出力電圧が前記第１抵抗および前記第２抵抗で決まる所定の電位に達するまで前記電流源が一定の電流を発生するように前記電流源が制御される。

或いは、上記の目的を達成するために本発明は、第１モードにおいてミュート電圧を、第２モードにおいて基準電圧を出力端子から出力する基準電圧発生回路において、第１電源端子と前記出力端子の間に接続された、電流源と第１抵抗を含む直列回路と、第２電源端子と前記出力端子の間に接続された第２抵抗と、所定の電位とされた電圧端子と前記出力端子の間に接続された容量素子とを備え、前記第１モードから前記第２モードに切り替わったときに前記電流源が所定の動作をするように制御して、前記第１抵抗を介して流れる電流を制御することで、前記出力端子における出力電圧が前記ミュート電圧から前記基準電圧に変化させると共に、前記直列回路はスイッチ素子をさらに含み、オフしていた前記スイッチ素子がオンして前記第１モードから前記第２モードに切り替わってから前記出力電圧が前記第１抵抗および前記第２抵抗で決まる所定の電位に達するまで前記電流源が前記基準電圧と第２電源端子の電圧との差に比例した電流を発生するように前記電流源が制御される。

また、前記電流源回路において、オフしていた前記スイッチ素子がオンした後の電位差が無いスタート時に微小なスタートアップ電流を付加した構成とすることもできる。
また本発明は、上記いずれかの構成の基準電圧発生回路と、該基準電圧発生回路からの基準電圧が供給される音声信号処理部とを備えた構成のミュート回路を提供する。

上記各構成を備えた本発明の基準電圧発生回路回路によれば、第１モードから第２モードに切り替わったときに出力端子に任意の出力電圧を発生でき、出力電圧である基準電圧の変化を緩やかで滑らかなものとすることができる。このため、ミュート回路に使用した場合に、第１モードである例えばミュート状態から第２モードである例えば非ミュート状態への移行時にアナログ信号出力回路の出力におけるボツ音を低減できる効果を有する。また、アナログ基準電圧発生回路を必要としないため従来技術の基準電圧発生回路より低消費電力となり、正電源と負電源間の電圧で基準電圧発生回路を動作させるので、基準電圧と負電源の電圧との間で動作させていた従来技術の基準電圧発生回路より低電圧で動作可能となる効果を有する。さらに、第１モードから第２モードに切り替わったときの電位差が無いスタート時に微小なスタートアップ電流を付加することで、基準電圧の出力を確実に行うことができる。

以下、本発明について具体的に説明する。第１電源を正電源ＶＤＤ、第２電源を負電源ＶＳＳとして説明する。

図６は、本発明に係る基準電圧発生回路の一構成を示す構成図である。図６に示す本発明に係る基準電圧発生回路６０は、基準電圧ＶＯ１を基準電圧出力端子ＶＮ１から出力する。基準電圧発生回路６０は、正電源ＶＤＤから抵抗Ｒ１１へ電流を流す電流源回路Ｉ１１と、電流源回路Ｉ１１と基準電圧出力端子ＶＮ１との間に接続された抵抗Ｒ１１と、基準電圧出力端子ＶＮ１と負電源ＶＳＳの間に接続された抵抗Ｒ１２と、基準電圧出力端子ＶＮ１と負電源ＶＳＳの間に接続された容量素子Ｃ１とで構成される。また、容量素子Ｃ１は基準電圧出力端子ＶＮ１と正電源ＶＤＤの間に接続しても良いし、正電源ＶＤＤおよび負電源ＶＳＳと異なる電圧の別の電源を設け、この電源と基準電圧出力端子ＶＮ１の間に接続しても良い。

電流源回路Ｉ１１は、ミュート解除時（第１モードであるミュート状態から第２モードである非ミュート状態への切り替え時）に基準電圧出力端子ＶＮ１における基準電圧が抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２による分圧比で決まる電圧と等しくなるまで、所定の電流を発生する。

図７は、図６に示した本発明に係る基準電圧発生回路において電流源回路Ｉ１１が上記の通りに動作したときの出力電圧を表す電圧波形図である。この例では、抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２による分圧比で決まるアナログ信号基準電位をＶＡ１とし、また、ミュート電位ＶＭ１は負電源ＶＳＳと同電位とした。図７中の時刻ｔ０においてミュート状態から非ミュート状態へ切り換る。時刻ｔ０〜ｔ２間は、電流源回路Ｉ１１の働きにより基準電圧ＶＯ１が上昇する。時刻ｔ２〜ｔ３間は、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２により供給できる電流が徐々に減少するため、電圧変化が次第に緩やかとなり、基準電圧発生回路６０の出力電圧は滑らかにアナログ信号基準電位ＶＡ１に漸近する。

図８は、本発明に係る基準電圧発生回路の別の構成を示す図である。図８に示す本発明に係る基準電圧発生回路８０は、基準電圧ＶＯ９を基準電圧出力端子ＶＮ９から出力する。基準電圧発生回路８０は、正電源ＶＤＤと基準電圧出力端子ＶＮ９の間に接続された抵抗Ｒ９１と電流源回路Ｉ９１の直列回路と、基準電圧出力端子ＶＮ９と負電源ＶＳＳの間に接続された抵抗Ｒ９２と、基準電圧出力端子ＶＮ９と負電源ＶＳＳの間に接続された容量素子Ｃ９とで構成される。電流源回路Ｉ９１は抵抗Ｒ９１から基準電圧出力端子ＶＮ９へ電流を流す。また、容量素子Ｃ９は基準電圧出力端子ＶＮ９と正電源ＶＤＤの間に接続しても良いし、正電源ＶＤＤおよび負電源ＶＳＳと異なる電圧の別の電源を設け、この電源と基準電圧出力端子ＶＮ９の間に接続しても良い。

電流源回路Ｉ９１は、ミュート解除時に基準電圧出力端子ＶＮ９における基準電圧が抵抗Ｒ９１と抵抗Ｒ９２による分圧比で決まる電圧と等しくなるように、所定の電流を発生する。

図７は、図８に示した本発明に係る基準電圧発生回路において電流源回路Ｉ９１が上記の通りに動作したときの出力電圧を表す電圧波形図である。図７から、直列接続される電流源回路と抵抗の配置に関らず、図６および図８の本発明に係る基準電圧発生回路６０，８０は同一の動作をすることができる。このことは、後述する図９で表される動作についても同様である。

基準電圧発生回路８０の例では、抵抗Ｒ９１と抵抗Ｒ９２による分圧比で決まるアナログ信号基準電位をＶＡ１とし、また、ミュート電位ＶＭ１は負電源ＶＳＳと同電位とする。図７中の時刻ｔ０においてミュート状態から非ミュート状態へ切り換る。時刻ｔ０〜ｔ２間は、電流源回路Ｉ９１の働きにより基準電圧ＶＯ９が上昇する。時刻ｔ２〜ｔ３間は抵抗Ｒ９１と抵抗Ｒ９２により供給できる電流が徐々に減少するため、電圧変化が次第に緩やかとなり、基準電圧発生回路８０の出力電圧は滑らかにアナログ信号基準電位ＶＡ１に漸近する。

図１の従来のミュート回路では、動作基準端子の電圧変化の傾きが抵抗Ｒ２１とキャパシタＣ２で決まる時定数のエクスポーネンシャルカーブとして決まり、ミュート状態から非ミュート状態への移行時に、アナログ信号出力回路１１の出力ＶＯＵＴ２の電圧は図２の破線で囲んだ部分でボツ音を発生させていた。

この問題の解決のために、図６および図８の本発明に係る基準電圧発生回路６０，８０では、ミュート解除時に電流源回路Ｉ１１，Ｉ９１で定電流を発生させている。図９は、図６に示した本発明に係る基準電圧発生回路６０において電流源回路Ｉ１１が定電流制御されたときの出力電圧を表す電圧波形図であり、同時に、図８に示した本発明に係る基準電圧発生回路８０において電流源回路Ｉ１１が定電流制御されたときの出力電圧を表す電圧波形図でもある。

図９中、時刻ｔ０においてミュート状態から非ミュート状態へ切り換る。時刻ｔ０〜ｔ１間は、電流源回路Ｉ１１および電流源回路Ｉ９１は定電流を発生するので、基準電圧ＶＯ１および基準電圧ＶＯ９は一定の傾きで上昇する。

このように動作する基準電圧発生回路６０，８０を図１０のミュート回路１００に適用すると、アナログ信号出力ＶＯＵＴ７が図２のアナログ信号出力ＶＯＵＴ２よりも緩やかに変化することが可能になる。時刻ｔ１〜ｔ２間は抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２により供給できる電流、および抵抗Ｒ９１と抵抗Ｒ９２により供給できる電流が徐々に減少するため、電圧変化が次第に緩やかとなり、基準電圧発生回路６０，８０の出力電圧は滑らかにアナログ信号基準電位ＶＡ２に漸近する。

図３の従来のミュート回路、または図６および図８の本発明に係る基準電圧発生回路６０，８０において、ミュート解除時に電流源回路で定電流を発生させる場合、動作基準端子の電圧変化の傾きが図１のミュート回路よりも緩やかとなり、アナログ信号出力回路３１の出力におけるボツ音は低減しているものの、図４の破線で囲んだ部分に示される出力ＶＯＵＴ４のように、信号変化において不連続な部分があり、依然としてわずかなボツ音が発生する。ここで発生するボツ音は通常、問題にならないレベルであるが、次に説明する動作でさらに改善することが可能である。

すなわち、図６および図８の本発明に係る基準電圧発生回路６０，８０において、ミュート解除時に基準電圧出力端子と負電源の電圧差に比例した所定の電流を、出力電圧が所定の電圧に達するまで電流源回路Ｉ１１および電流源回路Ｉ９１で発生させることでさらに改善できる。図７は、図６および図８に示した本発明に係る基準電圧発生回路６０，８０がこのように動作したときの出力電圧を表す電圧波形図である。図７で表される動作については既に簡単に説明したが、ボツ音をより改善する上記動作について、さらに詳細に説明する。

時刻ｔ０〜ｔ１間は、電流源回路Ｉ１１は基準電圧ＶＯ１と負電源ＶＳＳの差の電圧（ＶＯ１−ＶＳＳ）に比例した電流を発生し、電流源回路Ｉ９１は基準電圧と負電源ＶＳＳの差の電圧（ＶＯ９−ＶＳＳ）に比例した電流を発生する。したがって、時刻ｔ０〜ｔ１間は電流が徐々に増加し、基準電圧ＶＯ１と基準電圧ＶＯ９の電圧変化は次第に急峻になる。図１０のミュート回路１００にこの基準電圧発生回路６０，８０を適用すると、アナログ信号出力ＶＯＵＴ７は図４のアナログ信号出力ＶＯＵＴ４よりも緩やかに、かつ滑らかに変化することが可能になる。

時刻ｔ１〜ｔ２間は、電流源回路Ｉ１１と電流源回路Ｉ９１が発生する電流が、予め定めた所定の電流値に達し、電流はそれ以上には増加しない。したがって、基準電圧ＶＯ１と基準電圧ＶＯ９は一定の傾きで変化する。

時刻ｔ２〜ｔ３間は、抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２により供給できる電流、および抵抗Ｒ９１と抵抗Ｒ９２により供給できる電流が徐々に減少し、電圧変化が次第に緩やかとなり、出力電圧は滑らかにアナログ信号基準電位ＶＡ１に漸近する。

図６および図８に示した本発明に係る基準電圧発生回路６０，８０をこのように動作させ、図１０のミュート回路１００に適用することで、ミュート状態から非ミュート状態に変化した時に出力端子から出力される基準電圧を緩やかにかつ滑らかに変化させることができるため、ミュート解除時のアナログ出力のボツ音発生を著しく低減することができる。

次に、本発明を実施例に基づいて説明する。

図１１は、本発明の実施の形態に係る基準電圧発生回路の一構成（図６）の実施例を示す図である。
ミュート状態においてスイッチＳ１１はオフであり、基準電圧出力端子ＶＮ１１の電圧はミュート電位ＶＭ１１と同電位の負電源ＶＳＳである。このとき電流源回路１１００における電流源Ｉ１１１はｉ１１１＝２×ｅ０の電流を発生し、Ｉ１１２はｉ１１４＝ｅ０の電流を発生している。Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰＭ１１、ＰＭ１２、ＰＭ１３、ＰＭ１４は同じサイズ、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＮＭ１１、ＮＭ１２、ＮＭ１３、ＮＭ１４、ＮＭ１５は同じサイズである。

スイッチＳ１１がオフであるためＰ型ＭＯＳトランジスタＰＭ１４に流れる電流はｉ１１６＝０、また、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰＭ１１、ＰＭ１２のゲート電圧は同電位の負電源ＶＳＳであるので、ｉ１１２＝ｉ１１３＝ｅ０となる。Ｎ型ＭＯＳトランジスタＮＭ１２はｉ１１３＝ｅ０の電流が流れ、また、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＮＭ１２とＮＭ１３は同じゲート電圧が加わるので、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＮＭ１３にもｅ０の電流が流れる。つまり、電流源Ｉ１１２が流す電流ｅ０はすべて、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＮＭ１３に流れるのでＮ型ＭＯＳトランジスタＮＭ１４に電流は流れない。Ｎ型ＭＯＳトランジスタＮＭ１５はＮ型ＭＯＳトランジスタＮＭ１４とカレントミラー回路を構成するため、ｉ１１５＝０となる。

ミュート状態から非ミュート状態に切り換ることによりスイッチＳ１１はオンとなる。スイッチＳ１１が切り換ることにより基準電圧出力端子ＶＮ１１の電圧はミュート電位ＶＭ１１から抵抗Ｒ１１１と抵抗１１２による分圧比で決まるアナログ信号基準電位ＶＡ１１に向かって上昇する。この時、正電源ＶＤＤと抵抗Ｒ１１１の間にＰ型ＭＯＳトランジスタＰＭ１４と並列に微小な一定電流を与える電流源を挿入する、または、電流源Ｉ１１４の発生電流をｅ０より大きくし、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰＭ１４に微小な一定電流を流す、または、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＮＭ１２、ＮＭ１３のトランジスタサイズを調整し、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰＭ１４に微小な一定電流を流すことで、基準信号ＶＯ１１の立ち上がりの初期に動作開始を確実に行うことが可能となる。

ミュート状態から非ミュート状態に切り換るとき、基準電圧出力端子ＶＮ１１とミュート電位ＶＭ１１の差をＶＮ１１−ＶＭ１１＝△Ｖ１、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰＭ１１およびＰＭ１２のゲートコンダクタンスをｇｍ１とすると、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰＭ１１、ＰＭ１２に流れる電流はそれぞれｉ１１２＝ｅ０＋ｇｍ１÷２×△Ｖ１、ｉ１１３＝ｅ０−ｇｍ１÷２×△Ｖ１となる。Ｎ型ＭＯＳトランジスタＮＭ１３はＮ型ＭＯＳトランジスタＮＭ１２と同じ電流が流れ、電流源Ｉ１１２は電流ｅ０が流れるので、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＮＭ１４には、ｇｍ１÷２×△Ｖ１の電流が流れる。よって、カレントミラー回路を構成するＮ型ＭＯＳトランジスタＮＭ１５にもｉ１１５＝ｇｍ１÷２×△Ｖ１の電流が流れる。

Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰＭ１３、ＰＭ１４もカレントミラー回路を構成するため、ｉ１１６＝ｇｍ１÷２×△Ｖ１となる。ｉ１１６は基準電圧ＶＯ１１の電圧上昇と共に増加するので、基準電圧出力端子ＶＮ１１の電圧は図７における時刻ｔ０〜ｔ１間の基準電圧ＶＯ１のように次第に急峻になる。Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰＭ１２に流れる電流は△Ｖ１の増加によりｉ１１３＝０となる。この時、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＮＭ１２に電流が流れないため、ゲート電位が同じＮ型ＭＯＳトランジスタＮＭ１３にも電流が流れない。また、電流源Ｉ１１２に電流ｅ０が流れるので、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＮＭ１４には、ｅ０の電流が流れる。よって、カレントミラー回路を構成するＮ型ＭＯＳトランジスタＮＭ１５にもｉ１１５＝ｅ０の電流が流れ、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰＭ１４にｉ１１６＝ｅ０の電流が流れる。電流源回路１１００において発生する電流が予め定めてあった所定の電流値ｉ１１６＝ｅ０に達すると、それ以上の電流増加はしないために、基準電圧出力端子ＶＮ１１の電圧は、図７における時刻ｔ１〜ｔ２間の基準電圧ＶＯ１のように一定の傾きで変化する。

さらに基準電圧ＶＯ１１が抵抗Ｒ１１１と抵抗Ｒ１１２によって決まるアナログ信号基準電位ＶＡ１１に近づくと抵抗Ｒ１１１と抵抗Ｒ１１２の電圧降下で、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰＭ１４のドレイン・ソース電圧が減少し線形動作領域に入るためＰ型ＭＯＳトランジスタＰＭ１４のオン抵抗（Ｒ_ＰＭ１４）が減少する。Ｒ１１１，Ｒ１１２≫Ｒ_ＰＭ１４の条件を満たす設計をしておけば、アナログ信号基準電位ＶＡ１１＝Ｒ１１２／（Ｒ１１１＋Ｒ１１２）×（ＶＤＤ−ＶＳＳ）となる。Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰＭ１４のオン抵抗が徐々に減少していくと、基準電圧出力端子ＶＮ１１の電圧は、図７における時刻ｔ２〜ｔ３間の基準電圧ＶＯ１のように滑らかにアナログ信号基準電位ＶＡ１１に漸近する。また、正電源ＶＤＤと負電源ＶＳＳを入れ替えても、同様な結果が得られる。

図１０のミュート回路１００に、この基準電圧発生回路を適用する。演算増幅器ＯＰ７の非反転入力端子は基準電圧発生回路１１０の電圧発生端子に接続され、アナログ入力信号はＤＣ成分をカットしたいわゆるＡＣ接続を想定している。ミュート状態から非ミュート状態の切り換えで、動作基準端子の電圧は図７における基準電圧ＶＯ１のように動き、アナログ入力信号およびアナログ出力信号の動作点も全く同じ動きとなる。この構成により、アナログ信号出力回路１１１から出力されるアナログ信号を緩やかに、かつ滑らかに変化させることができるので、ミュート解除時の前記アナログ信号出力回路１１１におけるボツ音を低減することができる。

図１２は、本発明の実施の形態に係る基準電圧発生回路の別の構成（図８）の実施例を示す図である。
ミュート状態においてスイッチＳ１２はオフであり、基準電圧出力端子ＶＮ１２の電圧はミュート電位ＶＭ１２と同電位の負電源ＶＳＳである。この時、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰＭ１に流れる電流はｉ１２＝０である。ミュート状態から非ミュート状態に切り換ることによりスイッチＳ１２はオンとなる。スイッチＳ１２が切り換ることにより基準電圧出力端子ＶＮ１２の電圧はミュート電位ＶＭ１２から抵抗Ｒ１２１と抵抗Ｒ１２２による分圧比で決まるアナログ信号基準電位ＶＡ１２に向かって上昇し始める。この時、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰＭ１のゲート電圧とドレイン電圧が同電位（負電源ＶＳＳ）であるため、飽和領域で動作し、定電流源回路１２００として動作して電流ｉ１２が流れ始める。ｉ１２は定電流のため、基準電圧出力端子ＶＮ１２の電圧は、図９における時刻ｔ０〜ｔ１間の基準電圧ＶＯ２のように一定の傾きで変化する。

さらに基準電圧ＶＯ１２が抵抗Ｒ１２１と抵抗Ｒ１２２によって決まるアナログ信号基準電位ＶＡ１２に近づくと抵抗Ｒ１２１と抵抗Ｒ１２２の電圧降下で、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰＭ１のドレイン・ソース電圧が減少し線形動作領域に入るためＰ型ＭＯＳトランジスタＰＭ１のオン抵抗（Ｒ_ＰＭ１）が減少する。Ｒ１２１，Ｒ１２２≫Ｒ_ＰＭ１の条件を満たす設計をしておけば、アナログ信号基準電位ＶＡ１２＝Ｒ１２２／（Ｒ１２１＋Ｒ１２２）×（ＶＤＤ−ＶＳＳ）となる。Ｐ型ＭＯＳトランジスタＰＭ１のオン抵抗が徐々に減少していくと、基準電圧出力端子ＶＮ１２の電圧は、図９における時刻ｔ１〜ｔ２間の基準電圧ＶＯ２のように滑らかにアナログ信号基準電位ＶＡ１１に漸近する。

本発明はアナログ信号の動作点を設定するための基準信号を発生する基準電圧発生回路およびこれを用いたミュート回路に関し、この基準電圧発生回路は、低消費電力、低電圧動作可能で、任意の基準電圧を発生して出力でき、ミュート状態から非ミュート状態への移行時に滑らかに変化する基準電圧を発生する基準電圧発生回路として好適である。これを用いたミュート回路は、上記の特徴の他、ミュート状態から非ミュート状態への移行時のボツ音発生を低減したミュート回路として好適である。

特許文献１において従来技術として紹介されているミュート回路を示す回路図ある。 図１におけるミュート回路の動作を示す電圧波形図である。 特許文献１で提案されているミュート回路を示す回路図である。 図３におけるミュート回路の動作を示す電圧波形図である。 従来技術で必要なアナログ基準電圧発生回路である。 本発明に係る基準電圧発生回路の一構成を示す回路図である。 図６、図８における基準電圧発生回路の動作を示す電圧波形図である。 本発明に係る基準電圧発生回路の別の構成を示す回路図である。 図６、図８における基準電圧発生回路の動作を示す電圧波形図である。 一般的なミュート回路の構成を示す回路図である。 本発明に係る基準電圧発生回路の図６の構成の実施例を示す回路図である。 本発明に係る基準電圧発生回路の図８の構成の実施例を示す回路図である。

符号の説明

６０，８０ 基準電圧発生回路
１００ ミュート回路
１１００，１２００ 電流源回路
Ｉ１１１、Ｉ１１２ 電流源回路
Ｃ２、Ｃ４ キャパシタ（容量素子）
Ｍ４１、ＰＭ１、ＰＭ１１、ＰＭ１２〜１４ Ｐ型ＭＯＳトランジスタ
Ｍ４２、ＮＭ１１、ＮＭ１２〜１５ Ｎ型ＭＯＳトランジスタ
ＯＰ２、ＯＰ４、ＯＰ６、ＯＰ７ 演算増幅器
Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ２１、Ｒ２２、Ｒ４１、Ｒ４２、Ｒ６１、Ｒ６２、Ｒ９１、Ｒ９２、Ｒ１１１、Ｒ１１２、Ｒ１２１、Ｒ１２２ 抵抗
ＳＷ２１、ＳＷ２２、ＳＷ４１、ＳＷ４２、Ｓ１１、Ｓ１２ スイッチ
ＧＮＤ 接地電位
ｉ１１１、ｉ１１２、ｉ１１３、ｉ１１４、ｉ１１５、ｉ１１６、ｉ１２ 電流値
ＶＳＳ 負電源
ＶＤＤ 正電源
ＶＳ、ＶＡ アナログ信号基準電位
ＶＩＮ２、ＶＩＮ４ アナログ信号入力電圧
ＶＯＵＴ２、ＶＯＵＴ４、ＶＯＵＴ６ アナログ信号出力電圧

Claims (7)

1. 第１モードにおいてミュート電圧を、第２モードにおいて基準電圧を出力端子から出力する基準電圧発生回路において、
   第１電源端子と前記出力端子の間に接続された、電流源と第１抵抗を含む直列回路と、
   第２電源端子と前記出力端子の間に接続された第２抵抗と、
   所定の電位とされた電圧端子と前記出力端子の間に接続された容量素子とを備え、
   前記第１モードから前記第２モードに切り替わったときに前記電流源が所定の動作をするように制御して、前記第１抵抗を介して流れる電流を制御することで、前記出力端子における出力電圧が前記ミュート電圧から前記基準電圧に変化させると共に、
   前記直列回路はスイッチ素子をさらに含み、
   オフしていた前記スイッチ素子がオンして前記第１モードから前記第２モードに切り替わってから前記出力電圧が前記第１抵抗および前記第２抵抗で決まる所定の電位に達するまで前記電流源が一定の電流を発生するように前記電流源が制御されることを特徴とする基準電圧発生回路。
2. 第１モードにおいてミュート電圧を、第２モードにおいて基準電圧を出力端子から出力する基準電圧発生回路において、
   第１電源端子と前記出力端子の間に接続された、電流源と第１抵抗を含む直列回路と、
   第２電源端子と前記出力端子の間に接続された第２抵抗と、
   所定の電位とされた電圧端子と前記出力端子の間に接続された容量素子とを備え、
   前記第１モードから前記第２モードに切り替わったときに前記電流源が所定の動作をするように制御して、前記第１抵抗を介して流れる電流を制御することで、前記出力端子における出力電圧が前記ミュート電圧から前記基準電圧に変化させると共に、
   前記直列回路はスイッチ素子をさらに含み、
   オフしていた前記スイッチ素子がオンして前記第１モードから前記第２モードに切り替わってから前記出力電圧が前記第１抵抗および前記第２抵抗で決まる所定の電位に達するまで前記電流源が前記基準電圧と第２電源端子の電圧との差に比例した電流を発生するように前記電流源が制御されることを特徴とする基準電圧発生回路。
3. 前記電流源回路において、オフしていた前記スイッチ素子がオンした後の電位差が無いスタート時に微小なスタートアップ電流を付加したことを特徴とする請求項１または２に記載の基準電圧発生回路。
4. 前記電流源は前記第１抵抗より前記出力端子側に接続されることを特徴とする請求項１または２に記載の基準電圧発生回路。
5. 前記電流源は前記第１抵抗より前記第１電源端子側に接続されることを特徴とする請求項１または２に記載の基準電圧発生回路。
6. 前記電圧端子は、前記第１電源端子または前記第２電源端子または他の電源端子であることを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の基準電圧発生回路。
7. 請求項１乃至６のいずれかに記載の基準電圧発生回路と、
   該基準電圧発生回路からの基準電圧が供給される音声信号処理部と
   を備えたことを特徴とするミュート回路。

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