JP4551180B2 - Ａｓｋ復調装置およびそれを用いた無線装置 - Google Patents

Description

本発明は、所定の方式で符号化されたデータ列によって変調された変調信号を復調するための復調装置およびそれを用いた無線装置に関し、より特定的には、ＮＲＺ（Ｎｏｎ Ｒｅｔｕｒｎ Ｚｅｒｏ）データをマンチェスタ符号化して得られるデータ列（マンチェスタデータ）によって搬送波がＡＳＫ（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調されて得られた信号（以下、変調信号という）を復調するためのＡＳＫ復調装置およびそれを用いた無線装置に関する。

マンチェスタ符号化は、ＮＲＺデータ“０”に対し、“０１”を割り当て、ＮＲＺデータ“１”に対し、“１０”を割り当てる符号化である。このように、マンチェスタ符号化は、１ビットを２ビット符号に変換するので、マンチェスタ符号の１ビット期間の中央では、必ずレベルが遷移する。なお、マンチェスタ符号化は、上述とは逆に、ＮＲＺデータ“０”に対して“１０”を割り当て、ＮＲＺデータ“１”に対して“０１”を割り当てる場合もあるが、以降では、前者の割り当て規則を用いるものとして説明する。ただし、後者の割り当て規則であっても、同様に議論できる。

マンチェスタ符号化されたデータ列によってＡＳＫ変調された変調信号を復調するための従来のＡＳＫ復調装置の動作について、簡単に説明する。まず、従来のＡＳＫ復調装置は、マンチェスタ符号化されたデータ列によってＡＳＫ変調された変調信号を、同期検波、または非同期検波（包絡線検波）等の方法によって検波して検波信号を得る。次に、従来のＡＳＫ復調装置は、検波信号とある基準のしきい値とを大小比較して、マンチェスタ符号化されたデータ列であるマンチェスタデータを得る。次に、従来のＡＳＫ復調装置は、マンチェスタデータをマンチェスタ復号化して、ＮＲＺ符号化されたデータ列であるＮＲＺデータと、ＮＲＺデータに同期したクロック信号であるデータクロック信号とを出力する。つまり、従来のＡＳＫ復調装置において、マンチェスタ復号化以外の処理は、ＮＲＺ符号化されたデータ列によってＡＳＫ変調された変調信号を復調する処理と同様である。

一般的に、ＮＲＺ符号化、またはマンチェスタ符号化に関わらず、符号化されたデータ列によってＡＳＫ変調された変調信号を復調する場合、しきい値は、検波信号の平均値とされる。

また、特許文献１には、ＡＳＫ変調されたＮＲＺ符号を高品質に復調するために、検波信号の極大値と極小値との平均値がしきい値とされる技術が開示されている。

ＮＲＺ符号化されたデータ列によってＡＳＫ変調された変調信号を復調する場合、従来のＡＳＫ復調装置は、検波信号の平均値を求める期間、または、検波信号の極大値、極小値の平均値を求める期間において、“０”、または、“１”が連続すると正しくしきい値を算出できないので、平均値を求める期間をビット期間長に対して十分長く設定する必要がある。しかし、平均値を求める期間が長過ぎると、応答が遅くなるので、従来のＡＳＫ復調装置は、ＮＲＺ符号化されたデータ列によってＡＳＫ変調された変調信号を復調する場合、検波信号のレベル変動に対して、しきい値を高速に追従させることができない。

一方、マンチェスタ符号化されたデータ列によってＡＳＫ変調された変調信号を復調する場合、１ビットの時間内に必ず“０”と“１”とが含まれるので、従来のＡＳＫ復調装置は、ＮＲＺ符号の場合ほど平均値を求める期間を長く設定する必要がなく、検波信号のレベル変動に対して、しきい値を追従させ易い。

図２８は、特許文献１に開示されている従来のＡＳＫ復調装置９０の構成を示すブロック図である。図２８において、従来のＡＳＫ復調装置９０は、極値検出部９１と、移動平均部９２と、平均部９３と、２値化演算部９４とを備える。以下、マンチェスタ符号化されたデータ列によってＡＳＫ変調された変調信号を復調する場合のＡＳＫ復調装置の動作について説明する。同期検波、または非同期検波等の方法によって、マンチェスタ符号化されたデータ列によってＡＳＫ変調された変調信号を検波して得られる検波信号は、ＡＳＫ復調装置９０に入力される。検波信号と大小比較するためのしきい値は、極値検出部９１と、移動平均部９２と、平均部９３とによって算出される。極値検出部９１は、入力された検波信号の内、複数の所定の期間において、極小値と極大値とを検出し、移動平均部９２に入力する。移動平均部９２は、複数の所定の期間における複数の極小値、および、極大値をそれぞれ平均して、平均部９３に入力する。平均部９３は、移動平均部９２から入力された極小値の移動平均値、および、移動平均部９２から入力された極大値の移動平均値に基づいて、平均値を求め、２値化演算部９４に入力する。２値化演算部９４は、検波信号と、平均部９３から出力されるしきい値とを大小比較して、マンチェスタ符号化されたデータ列であるマンチェスタデータを出力する。マンチェスタデータは、“０”、または、“１”の値を持つ２値の信号であり、後続のマンチェスタ復号部（図示せず）へ入力される。マンチェスタ復号部は、マンチェスタデータの変化点を検出してクロック再生を行うとともに、マンチェスタ符号を復号化して、ＮＲＺ符号化されたデータ列であるＮＲＺデータと、ＮＲＺデータに同期したクロック信号であるデータクロック信号とを出力する。このようにして、検波信号が復調される。

また、検波信号の波形に依存することなく、マンチェスタデータのデューティ比を改善する方法が特許文献２に開示されている。この方法では、マンチェスタデータに応じてしきい値を制御し、制御されたしきい値と検波信号とを大小比較して、マンチェスタデータを得る。つまり、マンチェスタデータに応じてしきい値を制御する回路と、しきい値と検波信号を大小比較する回路との間でフィードバックループを形成することによって、しきい値が収束し、デューティ比が改善する。
特開２０００−７８２１１号公報 特開２００１−２１１２１４号公報

図２９Ａは、図２８に示した従来のＡＳＫ復調装置９０における検波信号のアイパターンを示す図である。図２９Ｂは、図２８に示した従来のＡＳＫ復調装置９０におけるマンチェスタデータのアイパターンを示す図である。図２９Ｃは、デューティ比５０％のマンチェスタデータのアイパターンを示す図である。以下、図２９Ａ，図２８Ｂ，図２９Ｃを参照しながら、図２８に示した従来のＡＳＫ復調装置９０の問題点について説明する。

例えば、図２９Ａに示すアイパターンを持つ検波信号が従来のＡＳＫ復調装置に入力されたとする。横軸は、ビット期間長で正規化した時間を表す。縦軸は、信号の振幅を表す。図２９Ａに示す検波信号は、歪みを受け、上下非対称となっていることがわかる。図２８に示すＡＳＫ復調装置９０によって、しきい値が求められた場合、検波信号の極大値と極小値との平均値がしきい値とされるので、図２９Ａの点線で示す値がしきい値となる。その結果、図２９Ｂに示すように、大きなジッタを持ったマンチェスタデータが得られる。理想的には、図２９Ｃに示すように、デューティ比５０％のマンチェスタデータを得られることが望ましい。ここで、デューティ比とは、ＮＲＺデータの１ビットの期間長に対する、マンチェスタデータのハイレベルの期間長の割合のことをいう。図２９Ｂに示すように、マンチェスタデータのデューティ比が５０％でない場合、マンチェスタ復号部において、クロック再生が安定しないので、マンチェスタ符号の復号時にビット誤りが生じやすくなる。同様に、検波信号の平均値をしきい値とする方法でも、検波信号が歪むと、マンチェスタデータのデューティ比が５０％とならない場合がある。

また、特許文献２に開示されている方法では次のような問題がある。一般的に、フィードバックループにおいて、追従性とノイズ等外乱に対するループの安定性とは、トレードオフの関係にある。従って、パケット受信時や、検波信号がレベル変動を受ける場合等を考慮すると、特許文献２に開示されている方法では、しきい値の追従を速くするのに限界がある。しきい値の追従性としきい値の安定性とを両立させるためには、さらに、複雑な制御回路や、制御回路の微調整が必要となる。

このように、従来のＡＳＫ復調装置のように、検波信号としきい値とを大小比較する方法では、検波信号が歪むとデューティ比５０％のマンチェスタデータを得ることができないという問題があった。また、従来のＡＳＫ復調装置のように、検波信号としきい値とを大小比較する方法では、デューティ比５０％のマンチェスタデータを得るために、しきい値を制御するための複雑な制御回路を必要としたり、制御回路を微調整したりしなければならないという問題があった。

それゆえ、本発明の目的は、マンチェスタ符号化されたデータ列によってＡＳＫ変調された変調信号を復調するためのＡＳＫ復調装置およびそれを用いた無線装置において、検波信号に応じたしきい値の算出や制御を必要としないＡＳＫ復調装置およびそれを用いた無線装置を提供することである。

上記課題を解決するために、本発明は、以下のような特徴を有する。本発明は、送信すべきＮＲＺ（Ｎｏｎ Ｒｅｔｕｒｎ Ｚｅｒｏ）データ列をマンチェスタ符号化した信号を受信した受信信号を復調する復調装置であって、ＮＲＺデータ列の組み合わせによって発生間隔の異なる受信信号の変化点の発生間隔を測定する変化点発生間隔測定部を備え、変化点の発生間隔が、ＮＲＺデータ列の組み合わせによって発生し得る最大の発生間隔であると判定された変化点の検出タイミングを基準として受信信号を復調する。
好ましくは、復調装置は、ＮＲＺデータ列が“１０１”または“０１０”のパターンのときの変化点の検出タイミングを基準として受信信号を復調する。
好ましくは、変化点発生間隔測定部は、受信信号をＮＲＺデータにおける１ビット期間長未満遅延させ、遅延信号として出力する遅延部と、遅延部から出力される遅延信号と受信信号との差分を減算信号として出力する減算部と、減算信号がしきい値と交差するクロス点を検出するクロス点検出部とを備え、クロス点の発生間隔を測定する。
好ましくは、変化点発生間隔測定部は、クロス点の間隔がＴｂ−α以上Ｔｂ＋β以下（０＜α≦Ｔｂ／８、０＜β≦Ｔｂ：ＴｂはＮＲＺデータにおける１ビット期間長）となるクロス点を抽出して、抽出したクロス点に同期した同期信号を出力する。
好ましくは、復調装置は、さらに、変化点発生間隔測定部が出力する同期信号の位相に、ＮＲＺデータにおけるビットレートと同一のレートを有するクロック信号を同期させて、データクロック信号として出力するクロック再生部と、クロック再生部が出力するデータクロック信号に従って、減算部から出力される減算信号の極性を判定し、判定結果をＮＲＺデータとして出力する判定部とを備える。

好ましくは、遅延部は、検波信号を３／２４ビット期間長以上０．５ビット期間長以下遅延させて、遅延信号として出力するとよい。

好ましくは、遅延部は、検波信号を０．５ビット期間長以上２１／２４ビット期間長以下遅延させて、遅延信号として出力するとよい。

好ましくは、遅延部は、検波信号を０．５ビット期間長遅延させて、遅延信号として出力するとよい。

好ましくは、クロック抽出部は、減算部から出力される減算信号におけるクロス点の内、クロス点の間隔がＴｂとなるクロス点を抽出して、抽出したクロス点に同期する同期信号を出力するとよい。

好ましくは、さらに、遅延部と減算部とによって構成されるデータ抽出部の前段または後段に接続されており、入力する信号に含まれる高周波成分を除去するためのローパスフィルタを備えるとよい。

好ましくは、ローパスフィルタは、入力する信号を所定の期間積分する積分フィルタであるとよい。

好ましくは、積分フィルタの積分期間は、１ビット期間長未満であるとよい。

好ましくは、積分フィルタの積分期間は、０．５ビット期間長であるとよい。

また、本発明は、ＮＲＺデータをマンチェスタ符号化して得られるデータ列によってＡＳＫ変調された変調信号を送受信するための無線装置であって、ＮＲＺデータである送信すべき情報データをフレーム化したフレームデータを生成するフレーム生成部と、フレーム生成部が生成したフレームデータをマンチェスタ符号化して、マンチェスタデータとして出力するマンチェスタ符号化部と、マンチェスタ符号化部から出力されるマンチェスタデータによって搬送波をＡＳＫ変調し、変調信号を出力するＡＳＫ変調部と、他の無線装置から送信されてくる変調信号を検波して、検波信号を出力する検波部と、検波部から出力された検波信号を復調して、ＮＲＺデータとデータクロック信号とを出力するＡＳＫ復調部と、ＡＳＫ復調部から出力されるＮＲＺデータおよびデータクロック信号に基づいて、情報データを抽出して出力するフレーム処理部とを備え、フレーム生成部は、ＮＲＺデータのパターンである“１０１”または“０１０”が少なくとも一以上含まれるように、フレームデータを生成し、ＡＳＫ復調部は、ＮＲＺデータ列の組み合わせによって発生間隔の異なる受信信号の変化点の発生間隔を測定する変化点発生間隔測定部を備え、変化点の発生間隔が、ＮＲＺデータ列の組み合わせによって発生し得る最大の発生間隔であると判定された変化点の検出タイミングを基準として受信信号を復調する。
好ましくは、ＡＳＫ復調装置は、ＮＲＺデータ列が“１０１”または“０１０”のパターンのときの変化点の検出タイミングを基準として受信信号を復調する。
好ましくは、変化点発生間隔測定部は、受信信号をＮＲＺデータにおける１ビット期間長未満遅延させ、遅延信号として出力する遅延部と、遅延部から出力される遅延信号と受信信号との差分を減算信号として出力する減算部と、減算信号がしきい値と交差するクロス点を検出するクロス点検出部とを備え、クロス点の発生間隔を測定する。
好ましくは、変化点発生間隔測定部は、クロス点の間隔がＴｂ−α以上Ｔｂ＋β以下（０＜α≦Ｔｂ／８、０＜β≦Ｔｂ：ＴｂはＮＲＺデータにおける１ビット期間長）となるクロス点を抽出して、抽出したクロス点に同期した同期信号を出力する。
好ましくは、無線装置は、さらに、変化点発生間隔測定部が出力する同期信号の位相に、ＮＲＺデータにおけるビットレートと同一のレートを有するクロック信号を同期させて、データクロック信号として出力するクロック再生部と、クロック再生部が出力するデータクロック信号に従って、減算部から出力される減算信号の極性を判定し、判定結果をＮＲＺデータとして出力する判定部とを備える。

好ましくは、フレーム生成部は、フレームデータの先頭に、ＮＲＺデータのパターンである“１０１”または“０１０”が少なくとも一つ以上含まれるように、フレームデータを生成するとよい。

好ましくは、フレーム生成部は、情報データを複数のブロックに分割して、分割された複数のブロックにおける隣接するブロックの間に、ＮＲＺデータのパターンである“１０１”または“０１０”が少なくとも一以上含まれるように、フレームデータを生成するとよい。

好ましくは、フレーム生成部は、情報データを複数のブロックに分割して、ブロックの最終ビットが“１”の場合には、“０１”から始まるＮＲＺデータのパターンをブロックの直後に挿入し、ブロックの最終ビットが“０”の場合には、“１０”から始まるＮＲＺデータのパターンをブロックの直後に挿入して、フレームデータを生成するとよい。

好ましくは、フレーム生成部は、情報データを複数のブロックに分割して、ブロックの先頭ビットが“１”の場合には、“１０”で終わるＮＲＺデータのパターンをブロックの直前に挿入し、ブロックの先頭ビットが“０”の場合には、“０１”で終わるＮＲＺデータのパターンをブロックの直前に挿入して、フレームデータを生成するとよい。

好ましくは、クロック抽出部は、フレームデータに予め挿入されている“１０１”または“０１０”のパターンが受信される期間だけ、クロス点を抽出するとよい。

また、本発明は、ＮＲＺデータをマンチェスタ符号化して得られるデータ列によってＡＳＫ変調された変調信号を送信するための送信装置であって、ＮＲＺデータである送信すべき情報データをフレーム化したフレームデータを生成するフレーム生成部と、フレーム生成部が生成したフレームデータをマンチェスタ符号化して、マンチェスタデータとして出力するマンチェスタ符号化部と、マンチェスタ符号化部から出力されるマンチェスタデータによって搬送波をＡＳＫ変調し、変調信号を出力するＡＳＫ変調部とを備え、フレーム生成部は、ＮＲＺデータのパターンである“１０１”または“０１０”が少なくとも一つ以上含まれるように、フレームデータを生成する。

また、本発明は、“１０１”または“０１０”のパターンを少なくとも一以上含むＮＲＺデータをマンチェスタ符号化して得られるデータ列によってＡＳＫ変調された変調信号を受信するための受信装置であって、他の無線装置から送信されてくる変調信号を検波して、検波信号を出力する検波部と、検波部から出力された検波信号を復調して、ＮＲＺデータとデータクロック信号とを出力するＡＳＫ復調部と、ＡＳＫ復調部から出力されるＮＲＺデータおよびデータクロック信号に基づいて、情報データを抽出して出力するフレーム処理部とを備え、ＡＳＫ復調部は、ＮＲＺデータ列の組み合わせによって発生間隔の異なる受信信号の変化点の発生間隔を測定する変化点発生間隔測定部を備え、変化点の発生間隔が、ＮＲＺデータ列の組み合わせによって発生し得る最大の発生間隔であると判定された変化点の検出タイミングを基準として受信信号を復調する。

また、本発明は、ＮＲＺデータをマンチェスタ符号化して得られるデータ列によってＡＳＫ変調された変調信号を復調する集積回路であって、ＮＲＺデータ列の組み合わせによって発生間隔の異なる受信信号の変化点の発生間隔を測定する変化点発生間隔測定部を備え、変化点の発生間隔が、ＮＲＺデータ列の組み合わせによって発生し得る最大の発生間隔であると判定された変化点の検出タイミングを基準として受信信号を復調する。

また、本発明は、ＮＲＺデータをマンチェスタ符号化して得られるデータ列によってＡＳＫ変調された変調信号を送受信するための集積回路であって、ＮＲＺデータである送信すべき情報データをフレーム化したフレームデータを生成するフレーム生成部と、フレーム生成部が生成したフレームデータをマンチェスタ符号化して、マンチェスタデータとして出力するマンチェスタ符号化部と、マンチェスタ符号化部から出力されるマンチェスタデータによって搬送波をＡＳＫ変調し、変調信号を出力するＡＳＫ変調部と、他の無線装置から送信されてくる変調信号を検波して、検波信号を出力する検波部と、検波部から出力された検波信号を復調して、ＮＲＺデータとデータクロック信号とを出力するＡＳＫ復調部と、ＡＳＫ復調部から出力されるＮＲＺデータおよびデータクロック信号に基づいて、情報データを抽出して出力するフレーム処理部とを備え、フレーム生成部は、ＮＲＺデータのパターンである“１０１”または“０１０”が少なくとも一つ以上含まれるように、フレームデータを生成し、ＡＳＫ復調部は、ＮＲＺデータ列の組み合わせによって発生間隔の異なる受信信号の変化点の発生間隔を測定する変化点発生間隔測定部を備え、変化点の発生間隔が、ＮＲＺデータ列の組み合わせによって発生し得る最大の発生間隔であると判定された変化点の検出タイミングを基準として受信信号を復調する。

以下、本発明の効果について説明する。本発明によれば、１ビット期間長未満遅延させた遅延信号と検波信号とを減算した減算信号のクロス点に基づいて、データクロック信号の位相を調整し、位相が調整されたデータクロック信号に従って、当該減算信号の極性が判定され、ＮＲＺデータが出力される。したがって、検波信号に応じたしきい値の算出や検波信号に応じた制御を必要としないＡＳＫ復調装置およびそれを用いた無線装置が提供される。また、検波信号が歪んだ場合にも、ビット前半とビット後半との信号振幅の大小関係は変わらないので、特別なしきい値の制御が必要とならない。また、遅延部および減算部という簡易な構成で、極性判定のための信号およびデータクロック信号を得ることができ、微調整を必要とする複雑な制御回路が必要とならない。特に、本発明では、極性判定に用いるための減算信号とデータクロック信号の位相調整に用いるための減算信号とが共通化されているので、極めて簡易な構成によって、ＮＲＺデータの復調およびデータクロック信号の再生が行われることとなる。また、クロス点を検出する間隔に、α、βのマージンを持たせることによって、クロス点の間隔がジッタを持つような場合であっても、データクロック信号の再生が可能となる。αの値をＴｂ／８より大きくすると、誤ってクロス点の間隔が３Ｔｂ／４であることを検出してしまう確率が高くなるので、正しいデータクロック信号を再生するためには、αの値はＴｂ／８以下であるのが好適である。また、クロス点の間隔は、２Ｔｂを越えることはないので、βの値はＴｂ以下であるのがよい。

遅延量を３／２４ビット期間長以上０．５ビット期間長以下、または０．５ビット期間長以上２１／２４ビット期間長以下とすることによって、正確にＮＲＺデータを復調できることが期待される。また、遅延量を０．５ビット期間長以上２１／２４ビット期間長とすることによって、クロック抽出部は、クロス点を容易に検出することができる。遅延量を０．５ビットとすることによって、最も正確にＮＲＺデータを復調することができる。

クロック抽出部がクロス点の間隔がＴｂとなるクロス点を抽出することによって、減算信号の極性判定のために最適なデータクロック信号が得られる。

また、ローパスフィルタをデータ抽出部の前段または後段に接続することによって、高周波成分を除去することができ、ＳＮ比を改善し、良好なビット誤り率特性を得ることができる。

ローパスフィルタとして、積分フィルタを用い、積分期間を１ビット期間長未満とすることによって、ＮＲＺデータ成分の除去を防止できるので、より良好なビット誤り率特性を得ることができる。積分期間を０．５ビット期間とすることによって、データ抽出部と積分フィルタとによって、検出信号と矩形信号との相互相関を求める相関受信機が構成されることとなるので、ビット誤り率特性がより改善される。また、クロック抽出部におけるクロス検出において、ノイズの影響が受けにくくなる。

さらに、フレームデータ内に、“１０１”または“０１０”のパターンが含まれるように生成することによって、情報データを正しく復調することができる。フレームの先頭部分に当該パターンが含まれれば、プリアンブルの段階でデータクロック信号の位相が調整され、ユニークワード後の情報データを正しく復調できる。情報データの中に当該パターンが含まれていれば、情報データの受信途中でデータクロック信号の位相を調整することができる。また、情報データを分割したときの最終ビットまたは先頭ビットに応じて、挿入する最短のパターンを決定することによって、伝送効率を向上させることができる。

また、当該パターンが意図的に挿入されている期間だけ、クロック抽出部によってクロス点の検出が強制的に行われるようにすることによって、“１０１”または“０１０”のパターンが受信されていないのに誤ってクロック再生が行われるのを防止することができる。これにより、ビット誤りが生ずるのを抑圧することができる。

本発明のこれらおよび他の目的、特徴、局面、効果は、添付図面と照合して、以下の詳細な説明から一層明らかになるであろう。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係るＡＳＫ復調装置１の構成を示すブロック図である。図１において、ＡＳＫ復調装置１は、データ抽出部１０と、クロック抽出部１３と、クロック再生部１４と、判定部１５とを備える。データ抽出部１０は、遅延部１１と、減算部１２とを含む。

検波部（図示せず）は、マンチェスタ符号化されたデータ列（マンチェスタデータ）によってＡＳＫ変調された変調信号を、同期検波または非同期検波等の方法によって検波し、検波信号をデータ抽出部１０に入力する。

データ抽出部１０は、マンチェスタ符号化される前のＮＲＺデータに関する情報（以下、ＮＲＺデータ成分という）を含む信号を出力する。

クロック抽出部１３は、データ抽出部１０の出力信号からビットレートと同じレートを有する成分（以下、クロック成分という）を抽出して、同期信号として出力する。

データ抽出部１０、および、クロック抽出部１３の動作については、後で詳しく説明する。

クロック再生部１４は、ビットレートと同レートのクロック信号の位相を、同期信号の位相に同期させ、データクロック信号として出力する。クロック再生部１４には、例えば、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋ Ｌｏｏｐ）回路を適用するとよい。

判定部１５は、クロック再生部１４で再生されたデータクロック信号に応じて、データ抽出部１０の出力信号の極性を判定し、ＮＲＺ符号で符号化されたデータ列であるＮＲＺデータを出力する。

データ抽出部１０の動作について説明する。データ抽出部１０は、検波信号を０．５ビット期間長遅延させた信号の振幅値と、検波信号の振幅値との引き算を行い、出力する。ここで、１ビット期間長とは、ＮＲＺデータの１ビットに相当する期間長を意味し、ビットレートの逆数で表される。データ抽出部１０に入力された検波信号は、遅延部１１と、減算部１２に入力される。遅延部１１は、検波信号を０．５ビット期間長遅延させて遅延信号を出力する。減算部１２は、遅延信号の振幅値から検波信号の振幅値を引き算した結果を出力する。このように、データ抽出部１０は、検波信号を０．５ビット期間長遅延させた信号の振幅値と検波信号の振幅値との引き算を行うことで、検波信号からＮＲＺデータ成分を含む信号を出力することができる。

これは、以下の理由による。ＮＲＺデータをマンチェスタ符号化する際、ＮＲＺデータのシンボル“０”（以下、“０”と表記する）に対して、“０１”が割り当てられ、ＮＲＺデータのシンボル“１”（以下、“１”と表記する）に対して、“１０”が割り当てられる。マンチェスタ符号化されたデータ列であるマンチェスタデータをＮＲＺデータに復号化する際、ビット前半の信号の振幅値とビット後半の信号の振幅値とが比較され、これらの大小に基づいて、マンチェスタデータが“０１”であるのかそれとも“１０”であるのかが判定され、ＮＲＺデータが“０”であるのかそれとも“１”であるのかが判定される。データ抽出部１０は、ビット前半とビット後半との時間差である０．５ビット期間長だけ検波信号を遅延させた信号の振幅値から、検波信号の振幅値を減算して出力する。したがって、データ抽出部１０の出力信号には、ＮＲＺデータ成分として、検波信号のビット前半と検波信号のビット後半との信号振幅を比較した結果が、含まれていることとなる。よって、データ抽出部１０の出力信号の極性の正負を、データクロック信号に応じて判定することによって、ＮＲＺデータが得られる。

次に、クロック抽出部１３の動作について説明する。クロック抽出部１３は、データ抽出部１０の出力信号からビットレートと同レートのクロック成分を抽出する。具体的には、クロック抽出部１３は、データ抽出部１０の出力信号におけるゼロクロス点のうち、ゼロクロス点の間隔がＮＲＺデータにおける１ビット期間長と等しいか否かを検出して、１ビット期間長と等しい場合、当該ゼロクロス点に同期する同期信号を出力する。ここで、ゼロクロス点とは、信号の極性が反転する時点、言い換えれば、信号が振幅値０であるレベルを通過する時点のことをいう。このように、クロック抽出部１３において、ゼロクロス点の間隔が１ビット期間長に等しい間隔であることが検出され、同期信号が出力されることによって、クロック再生部１４は、同期信号にデータクロック信号を同期させることによって、正確なデータクロック信号を再生することができる。

図２（ａ）は、ＮＲＺデータに対応する検波信号の振幅波形を示す図である。図２（ｂ）は、遅延部１１から出力される０．５ビット期間長遅延後の検波信号（遅延信号）の振幅波形を示す図である。図２（ｃ）は、遅延後の検波信号（遅延信号）の振幅値から遅延前の検波信号の振幅値を減算した減算部１２からの出力信号の波形を示す図である。図２（ｄ）は、クロック抽出部１３から出力される同期信号を示す図である。図２（ｅ）は、クロック再生部１４から出力されるデータクロック信号を示す図である。図２（ｆ）は、判定部１５から出力されるＮＲＺデータを示す図である。以下、図２（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ），（ｅ），（ｆ）を参照しながら、ＡＳＫ復調装置の動作について詳しく説明する。なお、図１には、図２（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ），（ｅ），（ｆ）に対応するように、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆが表記されている。

遅延部１１は、検波信号（図２（ａ）参照）を０．５ビット期間長遅延させた遅延信号（図２（ｂ）参照）を出力する。減算部１２は、遅延信号（図２（ｂ）参照）の振幅値から、検波信号（図２（ａ）参照）の振幅値を減算した信号（以下、減算信号という）（図２（ｃ）参照）を出力する。

ここで、図２（ｃ）に示す減算信号の極性に注目する。図２（ｃ）における矢印で示すタイミングの極性は、図２（ａ）に示すＮＲＺデータに対応していることが分かる。これらの図から分かるように、当該タイミングにおける極性が正であれば、マンチェスタ符号“１０”に対応するＮＲＺデータが“１”であることが分かる。これは、その極性が示す値は、マンチェスタ符号の前半である“１”からマンチェスタ符号の後半である“０”が減算された結果を示しているからである。また、当該タイミングにおける極性が負であれば、マンチェスタ符号“０１”に対応するＮＲＺデータが“０”であることが分かる。これは、その極性が示す値は、マンチェスタ符号の前半である“０”からマンチェスタ符号の後半である“１”が減算された結果を示しているからである。このように、データ抽出部１０から出力された減算信号には、送信されてきたＮＲＺデータを示す情報（ＮＲＺデータ成分）が所定のタイミングにおける極性として現れている。

次に、図２（ｃ）に示す減算信号のゼロクロス点に着目する。ＮＲＺデータが“１”から“０”に変わる場合、ＮＲＺデータ“１”に対応するマンチェスタ符号“１０”の後半の“０”からＮＲＺデータ“０”に対応するマンチェスタ符号“０１”の前半の“０”が減算されることとなるので、ビットの切り替え時点からＴｂ／４の時点がゼロクロス点Ｚ１となる。ここで、Ｔｂは、ＮＲＺデータにおける１ビット期間長を示す。

ＮＲＺデータが“０”から“１”に変わる場合、ＮＲＺデータ“０”に対応するマンチェスタ符号“０１”の後半の“１”からＮＲＺデータ“１”に対応するマンチェスタ符号“１０”の前半の“１”が減算されることとなるので、ビットの切り替え時点からＴｂ／４の時点がゼロクロス点Ｚ２となる。

ＮＲＺデータが“０”から“０”に遷移する場合、前者のＮＲＺデータ“０”に対応するマンチェスタ符号“０１”の前半の“０”から後半の“１”が減算された後、前者のＮＲＺデータ“０”に対応するマンチェスタ符号“０１”の後半の“１”から、後者のＮＲＺデータ“０”に対応するマンチェスタ符号“０１”の前半の“０”が減算されることになるので、ＮＲＺデータのビット切り替え時点がゼロクロス点Ｚ３となる。引き続き、後者のＮＲＺデータ“０”に対応するマンチェスタ符号“０１”の前半“０”から後半の“１”が減算されるため、ＮＲＺデータのビット切り替え時点からＴｂ／２の時点がゼロクロス点Ｚ４となる。

同様に、図示されていないが、ＮＲＺデータ“１”から“１”に変わる場合、ＮＲＺデータ“１”に対応するマンチェスタ符号“１０”の後半の“０”からＮＲＺデータ“１”に対応するマンチェスタ符号“０１”の前半の“１”が減算されることとなるので、ビットの切り替え時点がゼロクロス点となり、ビット切り替え時点からＴｂ／２の時点がゼロクロス点となる。

以下に説明するように、ＮＲＺデータのパターンに応じて、ゼロクロスの間隔が、Ｔｂ／２、３Ｔｂ／４、Ｔｂの３通りとなる。

すなわち、ＮＲＺデータにおいて、“１０１”や“０１０”のように、“０”と“１”とが交互に現れるパターンの場合、ビット切り替え時点からＴｂ／４の時点（Ｚ１、または、Ｚ２）がゼロクロス点となるので、データ抽出部１０から出力される減算信号のゼロクロス点の間隔は、Ｔｂとなる。

また、ＮＲＺデータにおいて、“１００”や“０１１”のように、先頭ビットの後に先頭ビットと異なるビットが２ビット並んだ場合として、例えば、“１００”の場合を考える。パターン“１００”中のパターン“１０”では、先述のように、先頭ビットである“１”から第２のビットである“０”に切り替わった時点からＴｂ／４の時点に、ゼロクロス点Ｚ１が現れる。パターン“１００”中のパターン“００”では、先述のように、第２のビットである“０”から第３のビットである“０”に切り替わった時点に、ゼロクロス点Ｚ３が現れる。その後、第２のビットである“０”から第３のビットである“０”に切り替わった時点からＴｂ／２の時点に、ゼロクロス点Ｚ４が現れる。したがって、パターン“１００”を受信した場合、ゼロクロス点Ｚ１の後に、ゼロクロス点Ｚ３が現れる。そして、ゼロクロス点Ｚ３の後に、ゼロクロス点Ｚ４が現れる。よって、ゼロクロス点の間隔は、３Ｔｂ／４およびＴｂ／２となる。同様に、パターン“０１１”のパターンを受信した場合も、ゼロクロス点の間隔は、３Ｔｂ／４となった後、Ｔｂ／２となる。

また、ＮＲＺデータにおいて、“０００”や“１１１”のように、“０”または“１”が連続すれば、ゼロクロス点の間隔がＴｂ／２となる（図２（ｃ）参照）。

また、ＮＲＺデータにおいて、“００１”や“１１０”のように、第３のビットが先頭ビットと第２のビットと異なる場合として、“００１”の場合を考える。パターン“００１”中のパターン“００”では、先述のように、第１のビットである“０”から第２のビットである“０”に切り替わった時点に、ゼロクロス点Ｚ３が現れる。ゼロクロス点Ｚ３が現れた時点からＴｂ／２の時点に、ゼロクロス点Ｚ４が現れる。パターン“００１”内のパターン“０１”では、先述のように、第２のビットである“０”から第３のビットである“１”に切り替わった時点からＴｂ／４の時点に、ゼロクロス点Ｚ１が現れる。したがって、パターン“００１”を受信した場合、ゼロクロス点Ｚ３の後に、ゼロクロス点Ｚ４が現れる。そして、ゼロクロス点Ｚ４の後に、ゼロクロス点Ｚ１が現れる。したがって、ゼロクロス点の間隔は、Ｔｂ／２および３Ｔｂ／４となる。同様に、パターン“１１０”を受信した場合にも、ゼロクロス点の間隔は、Ｔｂ／２となった後、３Ｔｂ／４となる。

このように、ゼロクロス点の間隔がＴｂ／２、または、３Ｔｂ／４の場合には、１ビット期間長中に２回のゼロクロス点が発生することがあるので、どちらにデータクロック信号を同期させれば良いかを判断することはできない。

一方、ゼロクロス点の間隔がＴｂの場合には、１ビット期間長中に１度しかゼロクロス点が発生しないので、このゼロクロス点にデータクロック信号を同期させれば、正しくマンチェスタ復号することができる。

したがって、クロック抽出部１３は、データ抽出部１０から出力された減算信号のゼロクロス点が１ビット期間長Ｔｂとなるタイミングで同期信号を出力する。

クロック抽出部１３は、たとえば、図３のような機能的構成を有する。図３は、クロック抽出部１３の機能的構成の一例を示すブロック図である。クロック抽出部１３は、ゼロクロス検出部２０と、カウンタ部２１と、比較部２２とを有する。ゼロクロス検出部２０は、データ抽出部１０から出力された減算信号（図２（ｃ）参照）のゼロクロス点（Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３，Ｚ４）を検出し、検出した時点毎にゼロクロス信号を出力する。カウンタ部２１は、ゼロクロス信号の受信をトリガーにして、カウンタをリセットし、次のゼロクロス信号が来るまで内部クロックでカウントを続ける。比較部２２は、ゼロクロス信号がゼロクロス検出部２０から入力された時点でのカウンタ部２１でのカウント時間と、予め記憶されている１ビット期間長Ｔｂとを比較する。ゼロクロス信号がゼロクロス検出部２０から入力された時点でのカウンタ部２１でのカウント時間と、１ビット期間長Ｔｂとが一致する場合、比較部２２は、同期信号（図２（ｄ）参照）を出力する。このように、ゼロクロス点の間隔がＴｂであれば、同期信号が出力される。

クロック再生部１４は、減算信号からＮＲＺデータを得るためのデータクロック信号を、クロック抽出部１３から出力された同期信号に同期させて出力する（図２（ｅ）参照）。図２（ｅ）で示す例では、クロック再生部１４は、同期信号とデータクロック信号の立ち下がりエッジとを同期させることとしている。なお、クロック再生部１４は、同期信号とデータクロック信号の立ち上がりエッジとを同期させてもよい。

判定部１５は、同期信号に対し１８０度位相がずれた（０．５ビット期間長ずれた）クロック再生部１４から出力されたデータクロック信号の立ち上がりエッジをトリガーとして、データ抽出部１０から出力される減算信号の極性を判定する。判定部１５は、減算信号の極性が正である場合、ＮＲＺデータが“１”であるとし、負である場合、ＮＲＺデータが“０”であるとして、判定結果をＮＲＺデータとして出力する（図２（ｆ）参照）。図２（ｆ）に示すように、元のＮＲＺデータが正しく復調されている。このように、判定部１５は、同期信号に対して０．５ビット期間長ずれたタイミングで減算信号の極性を判定する。同期信号に対して０．５ビット期間長ずれたタイミングは、図２（ｃ）における矢印のタイミングである。このタイミングにおいて、減算信号の振幅値がピークとなるので、良好な誤り率でＮＲＺデータに復調することができる。

このように、第１の実施形態によれば、データ抽出部１０は、検波信号を０．５ビット期間長遅延させた遅延信号の振幅値から検波信号の振幅値を引き算することで、検波信号からＮＲＺデータ成分を含む信号を出力する。クロック抽出部１３は、データ抽出部１０からの出力信号のゼロクロス点の間隔が１ビット期間長Ｔｂである場合、ゼロクロス点に同期する同期信号を出力する。クロック再生部１４は、同期信号に同期させるように、データクロック信号を出力する。判定部１５は、クロック再生部１４から出力されたデータクロック信号に応じて、データ抽出部１０の出力信号の極性を判定して、ＮＲＺデータを得ることができる。したがって、検波信号に応じてしきい値を算出することなく、ＮＲＺデータを得ることができる。また、検波信号が歪んだ場合にも、ビット前半とビット後半の信号振幅の大小関係は変わらないので、特別なしきい値制御を必要とすることなく、ＮＲＺデータを得ることができる。さらに、データ抽出部１０は、図１に示すように、遅延部１１および減算部１２だけで簡易に構成であるので、微調整を要する複雑な制御を必要とすることなく、ＮＲＺデータを得ることができる。また、第１の実施形態では、極性判定に用いるための減算信号とデータクロック信号の位相調整に用いるための減算信号とが共通化されているので、遅延部１１、減算部１２、クロック抽出部１３、クロック再生部１４、判定部１５という極めて簡易な構成によって、ＮＲＺデータの復調およびデータクロック信号の再生を行うことができる。

上述のように、本発明において、クロック抽出部は、“１”と“０”とが交互に現れるパターンを受信したときに、ゼロクロス点の間隔が所定の間隔となることを利用して、データクロック信号を同期させるための同期信号を出力することとした。具体的には、クロック抽出部は、“１”と“０”とが交互に現れるパターンを受信したときに、減算信号の隣接する二つのゼロクロス点の間隔がＴｂとなることを利用して、同期信号を出力していた。そして、判定部は、同期信号に対して１８０度位相がずれた（０．５ビット期間長ずれた）タイミングで減算信号の極性を判定することによって、ＮＲＺデータを復調していた。

なお、マンチェスタ符号化として、上述とは逆に、ＮＲＺデータ“０”に対して“１０”が割り当てられ、ＮＲＺデータ“１”に対して“０１”が割り当てられるようにしてもよい。この場合、上記と同様に、ＮＲＺデータが“１０１”または“０１０”のパターンを有する場合、ゼロクロス点の間隔がＴｂとなる。また、上記と同様の場合に、ゼロクロス点の間隔が３Ｔｂ／４、Ｔｂ／２となる。ただし、減算信号の極性が負の場合、ＮＲＺデータが“１”に相当し、正の場合、ＮＲＺデータが“０”に相当することとなる。

なお、第１の実施形態では、検波信号を０．５ビット長遅延させた遅延信号から検波信号を減算することによって、ＮＲＺデータ成分を含む信号が求められることとしたが、逆に、検波信号から遅延信号を減算することによっても、ＮＲＺデータ成分を含む信号を求めることができる。この場合、減算信号の極性が負の場合、ＮＲＺデータが“１”に相当し、正の場合、ＮＲＺデータが“０”に相当することとなる。ただし、マンチェスタ符号化として、上述とは逆に、ＮＲＺデータ“０”に対して“１０”を割り当て、ＮＲＺデータ“１”に対して“０１”を割り当てられるようにすれば、減算信号の極性が正の場合、ＮＲＺデータが“１”に相当し、負の場合、ＮＲＺデータが“０”に相当することとなる。

なお、上記では、クロック抽出部は減算信号の隣接する二つのゼロクロス点の間隔を検出することとしたが、同一方向のゼロクロス点の間隔、すなわち、立ち下がりのゼロクロス（極性が正から負に遷移する）点や、立ち上がりのゼロクロス（極性が負から正に遷移する）点が検出されてもよい。具体的には、図２（ｃ）に示すように、“１”と“０”とが交互に現れるパターンを受信したとき、立ち下がりのゼロクロス点の間隔が２Ｔｂとなる。この場合、クロック抽出部は、立ち下がりのゼロクロス点の間隔が２Ｔｂとなるのを検出して、同期信号を出力するとよい。また、図２Ｃには示されていないが、“０”と“１”とが交互に現れるパターンを受信したとき、立ち上がりのゼロクロス点の間隔が２Ｔｂとなる。この場合、クロック抽出部は、立ち上がりのゼロクロス点の間隔が２Ｔｂとなるのを検出して、同期信号を出力するとよい。そして、判定部は、同期信号に対して１８０度位相がずれた（０．５ビット期間長ずれた）タイミングで減算信号の極性を判定するとよい。立ち下がりのゼロクロス点や、立ち上がりのゼロクロス点が検出されてもよいことは、以下に示す種々の実施形態についてもいえる。

なお、上記では、振幅値０をしきい値として、信号が振幅値０となる点がゼロクロス点であると定義した。しかし、しきい値は、振幅値０に限られるものではない。すなわち、ゼロクロス点とは、減算信号がしきい値と交差する点（以下、クロス点という）のことを含む概念である。本明細書では、説明を簡単にするために、振幅値０をしきい値とするゼロクロス点について説明するが、ゼロクロス点を上記クロス点に置き換えてもよい。

なお、第１の実施形態では、遅延部１１による遅延量を０．５ビット期間長とすることとしたが、遅延量は、０．５ビット期間長に限られるものではない。少なくとも、遅延量が１ビット期間長未満であれば、ＡＳＫ復調装置は、ＮＲＺデータを復調することができる。遅延量が３／２４ビット期間長以上０．５ビット以下であれば、正確にＮＲＺデータを復調できることが期待される。また、遅延量が０．５ビット期間長以上２１／２４期間長以下であっても、正確にＮＲＺデータを復調できることが期待される。上述のように、遅延量が０．５ビット期間長である場合が、最もＮＲＺデータを正確に復調することができる。以下、これらの理由について説明する。

図４は、遅延部１１の遅延量を１／２４ビット期間長とした場合のデータ抽出部１０の出力信号のアイパターンを示す図である。図５は、遅延部１１の遅延量を３／２４ビット期間長とした場合のデータ抽出部１０の出力信号のアイパターンを示す図である。図６は、遅延部１１の遅延量を６／２４ビット期間長とした場合のデータ抽出部１０の出力信号のアイパターンを示す図である。図７は、遅延部１１の遅延量を９／２４ビット期間長とした場合のデータ抽出部１０の出力信号のアイパターンを示す図である。図８は、遅延部１１の遅延量を１２／２４（＝０．５）ビット期間長とした場合のデータ抽出部１０の出力信号のアイパターンを示す図である。図９は、遅延部１１の遅延量を１５／２４ビット期間長とした場合のデータ抽出部１０の出力信号のアイパターンを示す図である。図１０は、遅延部１１の遅延量を１８／２４ビット期間長とした場合のデータ抽出部１０の出力信号のアイパターンを示す図である。図１１は、遅延部１１の遅延量を２１／２４ビット期間長とした場合のデータ抽出部１０の出力信号のアイパターンを示す図である。図１２は、遅延部１１の遅延量を２３／２４ビット期間長とした場合のデータ抽出部１０の出力信号のアイパターンを示す図である。図１３は、遅延部１１の遅延量を１ビット期間長とした場合のデータ抽出部１０の出力信号のアイパターンを示す図である。

図４〜図１３において、アイパターン中の矢印が示すタイミングは、ゼロクロス点の間隔がＴｂである場合（ＮＲＺデータにおいて“１０１”または“０１０”のパターンを受信した場合）において、当該ゼロクロス点から０．５ビット期間長ずれたタイミングである。当該タイミングで、減算信号の極性が判定されるので、当該タイミングをサンプリング点ということにする。

図４〜図８に示すように、遅延部１１における遅延量が０．５ビット期間長よりも短い場合、サンプリング点でのアイパターンの開きＩ１，Ｉ２，Ｉ３，Ｉ４は、遅延量が０．５ビット期間長であるときのサンプリング点でのアイパターンの開きＩ５よりも狭くなる。また、図８〜図１２に示すように、遅延部１１における遅延量が０．５ビット期間長よりも長い場合、サンプリング点でのアイパターンの開きＩ６，Ｉ７，Ｉ８，Ｉ９は、遅延量が０．５ビット期間長であるときのサンプリング点でのアイパターンの開きＩ５よりも狭くなる。さらに、図１３に示すように、遅延部１１における遅延量が１ビット期間長である場合、アイパターンは開かなくなる。図示はしていないが、遅延量が０ビット期間長である場合、すなわち、遅延がない場合もアイパターンは開かなくなる。アイパターンの開きが狭くなる程、ノイズに対して誤りを生じやすくなる。よって、アイパターンが開かなくなる遅延量、すなわち、遅延量が０または１ビット期間長である場合、全く復調できなくなってしまうので、少なくとも遅延量は、０ビット期間長よりも大きくかつ１ビット期間長未満でなければならない。図６に示すように、アイパターンが最も開くのは、遅延量が０．５ビット期間長の場合であるので、遅延量を０．５ビット期間長とすることが最も好ましいことが分かる。

図４〜図７に示すように、遅延量を０．５ビット期間長よりも短くすると、データ抽出部１０からの出力信号の振幅値が０になる区間（以下、ゼロ区間という）が徐々に広くなっていくことが分かる。ゼロ区間が広がるとゼロクロス点の間隔がＴｂであることを検出しにくくなることが予想される。しかし、実際の信号には、ノイズが加わっているので、ゼロクロス点の間隔がＴｂであることが全く検出できないわけではない。よって、遅延量を０．５ビット期間長よりも短くしたとしても、ＡＳＫ復調装置は、ＮＲＺデータを復調できる。ただし、遅延量が小さくなるほど、アイパターンの開きが狭くなるので、ある程度のアイパターンの開きを有するような遅延量が与えられるのが好ましい。経験的には、図５に示す程度のアイパターンの開きであれば、実用的に問題のない誤りとなる。したがって、遅延量は、３／２４ビット期間長以上０．５ビット期間長以下であるとよい。

図９〜図１２に示すように、遅延量を０．５ビット期間長よりも長くすると、ゼロ区間は現れない。したがって、遅延量を０．５ビット期間長よりも短くする場合に比べて、ゼロクロス点の間隔がＴｂであることが検出し易い。よって、遅延量を０．５ビット期間長以上１ビット期間長未満とすることによって、ゼロクロス点の間隔がＴｂであることが検出し易いという効果が得られる。ただし、遅延量が大きくなるほど、アイパターンの開きが狭くなるので、ある程度のアイパターンの開きを有するような遅延量が与えられるのが好ましい。経験的には、図１１に示す程度のアイパターンの開きであれば、実用的に問題のない誤りとなる。したがって、遅延量は、０．５ビット期間長以上２１／２４ビット期間長以下であるとよい。

（第２の実施形態）
図１４は、本発明の第２の実施形態に係るＡＳＫ復調装置２の構成を示すブロック図である。図４において、ＡＳＫ復調装置２は、データ抽出部１０と、積分フィルタ３０と、クロック抽出部１３と、クロック再生部１４と、判定部１５とを備える。図１４において、図１に示す第１の実施形態に係るＡＳＫ復調装置１と同一の機能を有する部分については、同一の参照番号を付して、説明を省略する。

マンチェスタ符号化されたデータ列によってＡＳＫ変調された変調信号を同期検波、または非同期検波等の方法によって検波して得られる検波信号が、ＡＳＫ復調装置２に入力される。ＡＳＫ復調装置２に入力された検波信号は、データ抽出部１０に入力される。データ抽出部１０は、検波信号からＮＲＺデータ成分を含む信号を出力する。

積分フィルタ３０は、データ抽出部１０の出力信号を入力とし、所定の積分期間において入力信号を連続的に積分し、その結果を出力する。積分フィルタ３０の出力信号は、クロック抽出部１３と判定部１５とに入力される。第２の実施形態では、積分フィルタ３０がデータ抽出部１０の後段に接続されていることが第１の実施形態と異なる。

積分フィルタ３０について説明する。積分フィルタ３０は、０．５ビット期間長の入力信号を連続的に積分し、その結果を出力する。図１５は、積分フィルタ３０の構成の一例を示すブロック図である。図１５において、積分フィルタ３０は、ｍ個の遅延器４−１，４−２，・・・，４−ｍと、加算器４０とを含む。図１５に示す積分フィルタ３０は、トランスバーサルフィルタとして構成されている。ここでは、積分フィルタ３０への入力信号は、サンプリング周期でサンプリングされているものとする。遅延器４−１，４−２，・・・，４−ｍは、入力信号を１サンプリング周期分遅延させる。加算器４０は、積分フィルタ３０への入力信号と、各遅延器からの出力信号とを加算し、出力する。これにより、積分フィルタ３０は、（ｍ＋１）サンプル周期間の信号を積分することとなる。（ｍ＋１）サンプル周期間は、０．５ビット期間長となっている。

一般的に、積分という処理によって、入力する信号に含まれる高周波成分を除去するローパスフィルタとしての効果が生じる。従って、第２の実施形態に係るＡＳＫ復調装置２は、積分フィルタ３０によって、検波信号に加わっているノイズを除去することとなるので、第１の実施形態と比較して、ＳＮ比（信号対雑音比）を改善し、良好なビット誤り率特性を得ることができる。

特に、積分フィルタ３０の積分を行う所定の期間（積分期間）を０．５ビット期間長とすることによって、以下に証明するように、データ抽出部１０と積分フィルタ３０とによって、検波信号と矩形信号との相互相関を求める相関受信機を構成することができる。よって、第１の実施形態に比べて良好なビット誤り率特性を得ることができる。

ここで、検波信号は、積分のために、サンプリング部（図示せず）で、サンプリング周期Ｔでサンプリングされているものとする。また、検波信号をａ（ｔ）、データ抽出部１０の出力信号をｂ（ｔ）、積分フィルタ３０の出力信号をｃ（ｔ）とする。データ抽出部１０は、検波信号を０．５ビット期間長遅延させた信号の振幅値から、検波信号の振幅値を引き算するので、ａ（ｔ）とｂ（ｔ）との関係は、（数１）のように表される。

また、積分フィルタ３０は、データ抽出部１０の出力信号を０．５ビット期間長の期間積分するので、ｂ（ｔ）とｃ（ｔ）との関係は、（数２）のように表される。

（数２）に（数１）を代入すると、（数３）のように表される。

（数３）の右辺第１項について、τ’＝τ−Ｔｂ／２の変数変換を行うと、（数４）のように表される。

次に、検波信号であるａ（ｔ）と、（数５）で表される矩形信号ｈ（ｔ）との相互相関を求める相関受信機を考える。

（数５）で表されるｈ（ｔ）は、ＮＲＺデータ“１”をマンチェスタ符号化した波形を振幅方向にシフトして直流成分を除去したものである。マンチェスタ符号化されたデータはビット中心でのレベル遷移の方向に情報を持つので、直流成分は無視することができる。ａ（ｔ）とｈ（ｔ）との相互相関を求める相関受信機は、ｈ（ｔ）を受信する場合のマッチドフィルタと等価であることが知られている。ｈ（ｔ）を受信する場合のマッチドフィルタのインパルス応答ｇ（ｔ）は、ｈ（ｔ）を時間反転して、インパルス応答長であるＴｂだけ遅延させたものとなり、（数６）で表される。

ａ（ｔ）とｈ（ｔ）との相互相関を求める相関受信機の出力ｄ（ｔ）は、ａ（ｔ）とｇ（ｔ）とを畳み込み積分することで求められ、（数７）のように表される。

（数７）の右辺について、τ’＝ｔ−τの変数変換を行うと、（数８）のように表される。

（数４）で表されるｃ（ｔ）と（数８）で表されるｄ（ｔ）は、同一であることがわかる。従って、第２の実施形態において、積分フィルタ３０の積分期間を０．５ビット期間長とする場合には、データ抽出部１０と積分フィルタ３０とで、検波信号と矩形信号ｈ（ｔ）との相互相関を求める相関受信機を構成できることが証明された。

第１の実施形態では、積分フィルタが無く、ビット前半とビット後半のそれぞれ１点の情報しか用いないので、ノイズが加わるとビット誤りを生じやすくなる。しかし、第２の実施形態のように、積分フィルタ３０の積分期間を０．５ビット期間長にして相関受信機を構成することで、検波信号と矩形信号との相互相関を求めることができるので、第１の実施形態と比較して、ノイズが加わってもビット誤りを生じにくく、ビット誤り率特性を改善することができる。

マンチェスタデータ“１０”によってＡＳＫ変調された変調信号から得られる検波信号が入力された場合、データ抽出部１０と積分フィルタ３０とを直列に接続した回路から得られる相互相関値は、正の値になる。マンチェスタデータ“０１”によってＡＳＫ変調された変調信号から得られる検波信号が入力された場合、相互相関値は負の値になる。従って、第２の実施形態のＡＳＫ復調装置２は、第１の実施形態と同様、しきい値算出を行う必要がなく、積分フィルタの出力信号の極性を判定することで、マンチェスタ復号されたＮＲＺデータを得ることができる。また、第２の実施形態には、第１の実施形態と同じクロック抽出部１３、クロック再生部１４、判定部１５が適用できる。

上述したように、積分フィルタ３０は、ローパスフィルタとしても働く。その他、積分フィルタ３０は、クロック抽出部１３においてゼロクロス点の間隔がＴｂであることを検出しやすくする。

図１６Ａは、検波信号のアイパターンを示す図である。図１６Ｂは、データ抽出部１０の出力信号のアイパターンを示す図である。図１６Ｃは、積分フィルタ３０の出力信号のアイパターンを示す図である。横軸は、ビット期間長で正規化した時間を表す。縦軸は、信号の振幅値を示す。以下、図１６Ａ，図１６Ｂ，図１６Ｃを参照しながら、クロック抽出部１３においてゼロクロス点の間隔がＴｂであることが検出しやすくなる理由について説明する。

ここで、積分フィルタ３０の積分期間は、０．５ビット期間長としている。また、クロック抽出部１３は、第１の実施形態と同様に、入力のゼロクロス点の間隔がＴｂであることを検出する。したがって、図１６Ｂおよび図１６Ｃにおいて、クロック再生に必要なゼロクロス点の間隔がＴｂである信号成分に注目する。

図１６Ｂに示すように、データ抽出部１０の出力信号では、振幅０付近Ａ１の傾きが小さくなっている。これは、図１６Ａに示す検波信号において、レベル変化の無いフラットな部分が長いために生じる。このように、振幅０付近での傾きが小さいと、クロック抽出部１３は、ゼロクロス検出時にノイズの影響を受けやすくなり、検出すべきゼロクロス点を正しく検出しにくい。

一方、図１６Ｃに示すように、積分フィルタ３０の出力信号では、図１６Ｂに比較して、振幅０付近Ａ２での傾きが大きくなっている。これは、積分フィルタ３０の持つローパスフィルタの効果によって、ゼロクロス点の間隔がＴｂである信号成分の振幅０付近での変動が平均化されるからである。振幅０付近Ａ２の傾きが大きければ、クロック抽出部１３は、ゼロクロス検出時にノイズの影響を受けにくく、検出すべきゼロクロス点を正しく検出しやすい。

このように、データ抽出部１０だけでは、検波信号によっては、ゼロクロス点の間隔がＴｂであることを検出しにくい場合がある。しかし、積分フィルタ３０とデータ抽出部１０とを組み合わせることによって、クロック再生に必要なゼロクロス点の間隔がＴｂである信号成分の変動を平均化できるので、検波信号が歪んだ場合にも、ゼロクロス点の間隔がＴｂであることを検出しやすくすることができる。

このように、第２の実施形態によれば、積分フィルタ３０によって、検波信号に加わっているノイズが除去されることとなるので、第１の実施形態と比較して、ＳＮ比が改善され、良好なビット誤り率特性を得ることができる。特に、積分期間を０．５ビット期間長とすることによって、検波信号と矩形信号ｈ（ｔ）との相互相関を求める相関受信機がデータ抽出部１０と積分フィルタ３０とによって構成されることとなるので、第１の実施形態と比較して、ビット誤り率特性が改善されることとなる。また、積分フィルタ３０によって、クロック再生に必要なゼロクロス点の間隔がＴｂである信号成分の変動が平均化されるので、検波信号が歪んだ場合であっても、ゼロクロス点の間隔がＴｂであることが検出しやすくなる。

なお、図１４に示す第２の実施形態では、積分フィルタ３０はデータ抽出部１０の後段に接続されることとしたが、積分フィルタ３０はデータ抽出部１０の前段に接続されてもよい。図１７は、データ抽出部１０の前段に積分フィルタ３０が接続された場合のＡＳＫ復調装置の構成を示す図である。データ抽出部１０と積分フィルタ３０とは、どちらも線形、かつ、時不変であるので、接続する順序を変えたとしても、データ抽出部１０と積分フィルタ３０とを直列に接続した回路から得られる結果は同一となる。

なお、第２の実施形態では、積分フィルタを用いることとしたが、入力する信号に含まれる高周波成分を除去する機能を有するローパスフィルタを用いてもよい。これにより、信号の高周波成分が除去されることとなるので、第１の実施形態と比較して、ＳＮ比を改善し、良好なビット誤り率特性を得ることができる。図１８は、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタによって構成されたローパスフィルタの構成を示す図である。図１８に示すように、ローパスフィルタは、複数の遅延器５−１〜５−ｍと、複数の乗算器６−１〜６−ｍと、加算器５０とを備える。なお、図１７において、ローパスフィルタにおいて、全ての乗算器６−１〜６−ｍの係数を同一にすると、乗算器を省略することができる。したがって、積分フィルタは、入力信号において連続するｍ個のサンプルの平均値を求めるフィルタと見ることができるので、ローパスフィルタとしても機能することが分かる。よって、積分フィルタをローパスフィルタの代用に用いることによって、乗算器が不要となるので、回路規模を削減することができる。

なお、第２の実施形態では、積分期間が０．５ビット期間長の積分フィルタを用いることとしたが、０．５ビット期間長以外の所定の期間を積分する積分フィルタを用いることとしてもよい。これにより、検波信号に加わっている高周波ノイズを除去することができる。

なお、上記所定の期間は、１ビット期間長未満であるのが好ましい。マンチェスタ符号は、ＮＲＺデータの１ビット中に“０”および“１”を必ず含んでいるので、ビット中央でのデータ変化の方向に情報（ＮＲＺデータ成分）を含んでいると見ることができる。積分期間を１ビット期間以上にすると、１ビット期間中の変化が平均化されてしまうので、ＮＲＺデータまでが除去されてしまう可能性がある。したがって、積分期間は、１ビット期間未満であるのが好ましい。当然、第２の実施形態で説明したように、積分期間を０．５ビット期間長とすると、検波信号と矩形信号との相関を取る相関受信機が構成されるので、積分期間を０．５ビット期間長とするのが、より好ましい。

なお、積分フィルタ３０の積分期間が０．５ビット期間長未満である場合でも、検波信号に加わっているノイズを除去することができるので、第１の実施形態と比較して、ＳＮ比を改善し、良好なビット誤り率特性を得ることができる。従って、本発明において、積分フィルタ３０の積分期間は、０．５ビット期間長未満であってもよい。

なお、本発明の第１および第２の実施形態において、クロック抽出部１３は、ゼロクロス点の間隔がＴｂであることを検出することとしたが、検出するゼロクロス点の間隔Ｔｂにマージンを持たせるようにしてもよい。これにより、ゼロクロス点にジッタがある場合でも、クロック成分を抽出することができる。本来、ＮＲＺデータで“１０１０…”のデータを受信した場合、ゼロクロス点の間隔はＴｂとなる。しかし、ノイズ等の影響で、実際には、ゼロクロス点の間隔がＴｂとならない場合がある。そこで、クロック抽出部１３は、減算信号におけるゼロクロス点の内、ゼロクロス点の間隔がＴｂ−α以上Ｔｂ＋β以下（０＜α≦Ｔｂ／８、０＜β≦Ｔｂ）となるゼロクロス点を抽出し、抽出したゼロクロス点に同期する同期信号を出力するようにするとよい。このように、α、βのマージンを持たせることで、クロック抽出部１３は、ノイズのためにゼロクロス点の間隔がＴｂとならなかった場合でもクロック成分を抽出することができる。しかし、α、βの値を大きくし過ぎると、データクロック信号のジッタが大きくなり特性劣化が生じるので、α、βの値は、適切な値に設定する必要がある。

αの値は、Ｔｂ／８以下にするとよい。前述したように、データ抽出部１０からの出力信号におけるゼロクロス点の間隔は、Ｔｂ／２、３Ｔｂ／４、Ｔｂの３通りとなる。αをＴｂ／８よりも大きくすると、クロック抽出部１３は、３Ｔｂ／４とＴｂの平均値である７Ｔｂ／８より小さい値を検出してしまうことになり、誤って３Ｔｂ／４を検出する確率が高くなる。その結果、クロック抽出部１３は、誤った同期信号をクロック再生部１４へ入力してしまい、クロック再生部１４で再生されるデータクロック信号がずれてしまい、ビット誤り率特性が劣化してしまう。従って、αの値は、Ｔｂ／８以下にするとよい。

βの値は、Ｔｂ以下にするとよい。ゼロクロス点の間隔が本来Ｔｂである時に、ノイズの影響でゼロクロス点の間隔がＴｂより大きくなったとしても、２Ｔｂを越えることは無い。なぜなら、ゼロクロス点の間隔は、Ｔｂ／２、３Ｔｂ／４、Ｔｂの３通りしかなく、最長でも２Ｔｂ後には、次のゼロクロス点を生じるからである。従って、βの値は、Ｔｂ以下にするとよい。ゼロクロス点の間隔が２Ｔｂを超える状態であれば、その状態は、信号がノイズに埋もれてしまっている状態である。したがって、そのような状態では、そもそも復調が正しく行われない。

なお、第２の実施形態において、第１の実施形態と同様、遅延量は０．５ビット期間長に限定されるものではない。

なお、本発明の第１および第２の実施形態において、マンチェスタ符号化されたデータ列によってＡＳＫ変調された変調信号を検波することによって得られる検波信号は、同期検波や非同期検波（包絡線検波）以外の検波方法によって得られてもよい。例えば、入力信号の振幅の自乗に比例した出力信号が得られる自乗検波によって、変調信号の振幅の自乗に比例した信号が検波信号とされてもよい。また、例えば、変調信号を直交検波して同相成分Ｉと直交成分Ｑとを求め、それぞれの自乗の和Ｉ² ＋Ｑ² を計算し、計算結果が検波信号とされてもよい。変調信号の振幅の自乗に比例した信号は歪んでいる。しかし、本発明の第１および第２の実施形に係るＡＳＫ復調装置は、検波信号が歪んでいても、しきい値の算出や特別な調整を必要としないので、精度良く復調することができる。もちろん、ＡＳＫ復調装置は、上記自乗検波や直交検波によって得られる変調信号の振幅の自乗に比例した信号の平方根を計算し、変調信号の振幅に比例した信号を求め、当該信号を検波信号としてもよい。

（第３の実施形態）
第１および第２の実施形態で説明したＡＳＫ復調装置１，２は、ＮＲＺデータにおける“１０１”、“０１０”のパターンを受信した場合に、データ抽出部１０の出力信号のゼロクロスの間隔がＴｂとなることを利用して、データクロック信号を調整して、ビット誤りの少ないＮＲＺデータを得ることとした。第３の実施形態では、ＮＲＺデータのパターンである“１０１”、または“０１０”が少なくとも一以上含まれるフレームデータを用いて、信号を送受信することとする。

図１９は、本発明の第３の実施形態に係る無線システムおよび無線装置３の構成を示すブロック図である。図１９に示す無線システムにおいて、無線装置３と無線装置４とが、変調信号を送受信することによって、無線通信が行われる。なお、図１９では、二つの無線装置しか示さなかったが、三つ以上の無線装置があってもよい。

図１９において、無線装置３と無線装置４とは、同様の内部構成を有する。以下、代表して、無線装置３について説明する。無線装置３は、通信制御部３１と、フレーム生成部３２と、マンチェスタ符号化部３３と、ＡＳＫ変調部３４と、アンテナスイッチ（ＳＷ）３５と、アンテナ３６と、検波部３７と、ＡＳＫ復調部３８と、フレーム処理部３９と、メモリ４１と、ＣＰＵ４２と、インターフェース（Ｉ／Ｆ）部４３とを備える。ＡＳＫ復調部３８は、第１または第２の実施形態で説明したＡＳＫ復調装置と同様の機能を有する。

通信制御部３１は、内部バスを介して、ＣＰＵ４２、メモリ４１、インターフェース部４３等と情報をやりとりし、無線装置４に送信すべき情報データを取得して、フレーム生成部３２に入力する。なお、インターフェース部４３には、ユーザが操作するスイッチや通信結果を表示する表示部等が含まれる。

フレーム生成部３２は、通信制御部３１から出力された情報データにヘッダ等を付加し、ＮＲＺ符号で符号化することによってフレーム化されたフレームデータをマンチェスタ符号化部３３に入力する。図２０は、情報データのデータ構造およびフレーム生成部３２によって生成されるフレームデータのデータ構造を示す図である。図２０に示すように、フレーム生成部３２は、入力された情報データの先頭にビット同期をとるためのプリアンブル（ＰＲ）と、フレーム同期をとるためのユニークワード（ＵＷ）とを付加してフレームデータを生成する。プリアンブル（ＰＲ）には、ＮＲＺデータ列のパターンとして、“１０１”または“０１０”が少なくとも一以上含まれている。

マンチェスタ符号化部３３は、ＮＲＺ符号で符号化されているフレームデータを、マンチェスタ符号化し、マンチェスタデータをＡＳＫ変調部３４に入力する。

ＡＳＫ変調部３４は、マンチェスタ符号化部３３から出力されたマンチェスタデータによって所定の周波数の搬送波をＡＳＫ変調し、ＡＳＫ変調された変調信号を出力する。

ＡＳＫ変調部３４が出力した変調信号は、アンテナスイッチ３５を介して、アンテナ３６から無線装置４へ送信される。

無線装置４は、無線装置３と同様の方法によって、変調信号を無線装置３へ送信する。

無線装置３のアンテナ３６で受信された変調信号は、アンテナスイッチ３５を介して、検波部３７に入力される。

検波部３７は、同期検波や非同期検波（包絡線検波）等の方法によって、変調信号を検波し、検波信号をＡＳＫ復調部３８に入力する。

ＡＳＫ復調部３８は、第１または第２の実施形態で説明した方法によって、ＡＳＫ変調信号の復調とマンチェスタ符号の復号とを行い、ＮＲＺデータとデータクロック信号とをフレーム処理部３９に入力する。

フレーム処理部３９は、データクロック信号に従ってＮＲＺデータを取り込み、ヘッダ等を除いて（フレーム生成部３２と逆の処理を施して）、情報データのみを通信制御部３１に入力する。具体的には、フレーム処理部３９は、ＡＳＫ復調部３８から出力されるＮＲＺデータの中から、ユニークワード（ＵＷ）と同じパターンのデータ列を検出する。フレーム処理部３９は、ユニークワード（ＵＷ）と同じパターンのデータ列を検出したら、ユニークワード以後のＮＲＺデータを情報データとして、通信制御部３１に入力する。

通信制御部３１は、入力された情報データに基づいて、必要な処理を実行する。

無線装置４は、無線装置３と同様に、受信した変調信号を復調し、ＮＲＺデータおよびデータクロック信号を得る。

このように、第３の実施形態によれば、プリアンブル（ＰＲ）部分に“１０１”、または、“０１０”のパターンが含まれることとなるので、無線装置は、プリアンブルの受信中にデータクロック信号の位相を調整（以下、クロック再生という）することができる。よって、無線装置は、ユニークワード（ＵＷ）以降の信号を正しく復調することができる。

なお、ＡＳＫ復調部３８は、“１０１”、または、“０１０”のパターンをより多く受信した方がより正確にクロック再生することができるので、プリアンブル（ＰＲ）には、“１０１０１０１０１０…”のように、“１”と“０”が交互に並んだパターンが含まれているのが好ましい。

なお、第３の実施形態におけるフレーム生成部３２、マンチェスタ符号化部３３、ＡＳＫ変調部３４、アンテナスイッチ３５、およびアンテナ３６によって、変調信号を送信するための送信装置を構成するようにしてもよい。

なお、第３の実施形態におけるアンテナ３６、アンテナスイッチ３５、検波部３７、ＡＳＫ復調部３８、フレーム処理部３９によって、変調信号を受信するための受信装置を構成するようにしてもよい。

（第４の実施形態）
第４の実施形態において、無線システムおよび無線装置の構成は、第３の実施形態の場合と同様であるので、図１９を援用することとする。第４の実施形態において、無線装置は、プリアンブルと同様に、情報データ中にもＮＲＺデータのパターン列である“１０１”または“０１０”を挿入することとする。第４の実施形態では、フレーム生成部３２およびフレーム処理部３９の動作が第３の実施形態とは異なるので、以下、異なる点についてのみ説明する。

図２１は、情報データのデータ構造、情報データを複数のブロックに分割したときのデータ構造、およびフレームデータのデータ構造を示す図である。フレーム生成部３２は、通信制御部３１から入力される情報データを複数のブロックＢ１〜Ｂｎに分割する。次に、フレーム生成部３２は、分割された二つのブロックの間にＮＲＺデータのパターン列である“１０１”または“０１０”を少なくとも一以上挿入する。そして、フレーム生成部３２は、“１０１”または“０１０”を含むプリアンブル（ＰＲ）およびユニークワード（ＵＷ）を情報データの先頭に付加して、フレームデータを完成する。

フレーム処理部３９は、復調したＮＲＺデータからユニークワード（ＵＷ）を検出して、情報データの先頭を認識し、情報データ中に挿入された“１０１”、または、“０１０”のパターンを省いて、情報データのみを通信制御部３１へ入力する。フレーム処理部３９は、一つのブロックのサイズを予め認識しているので、情報データ中に挿入された“１０１”、または、“０１０”のパターンを取り除くことができる。

送受信機間で周波数ずれがある場合、プリアンブル（ＰＲ）部分で一度クロック再生がなされたとしても、それ以降クロック再生がなされないと、時間の経過ともに極性の判定タイミングがずれていき、ビット誤りを生じてしまう場合がある。当然、情報データ中にも、“１０１”、または“０１０”のパターンが偶然含まれていることもあるが、最悪の場合、“１０１”、または“０１０”のパターンが長期間にわたって情報データの中に含まれないこともあり得る。そこで、第４の実施形態のように、情報データ中にも“１０１”、または、“０１０”のパターンを意図的に挿入させることによって、送受信機間で周波数ずれがある場合にも、無線装置は、情報データ受信中においても、周期的に確実にクロック再生を行うことができる。よって、ビット誤りが生じにくくなる。

なお、図２１では、情報データのブロック間に３ビットのパターンを挿入することとしたが、情報データのブロック間に３ビットより長いパターンを挿入してもよい。この場合、“１０１０１０１０”のように、“１”と“０”が交互に並んだパターンが挿入されることが好ましい。

（第５の実施形態）
第５の実施形態において、無線システムおよび無線装置の構成は、第３の実施形態の場合と同様であるので、図１９を援用することとする。第５の実施形態において、無線装置は、プリアンブルと同様に、情報データ中にも特定のパターンのＮＲＺデータ列を挿入することとする。第５の実施形態では、フレーム生成部３２およびフレーム処理部３９の動作が第３の実施形態とは異なるので、以下、異なる点についてのみ説明する。

図２２は、情報データのデータ構造、情報データを複数のブロックに分割したときのデータ構造、およびフレームデータのデータ構造の一例を示す図である。図２３は、フレームデータのデータ構造の他の例を示す図である。

フレーム生成部３２は、通信制御部３１からの入力される情報データを複数のブロックＢ１〜Ｂｎに分割する。次に、フレーム生成部３２は、分割したブロックの最終ビットを参照して、最終ビットが“０”の場合、ブロックの直後に“１０”のパターンを挿入し、最終ビットが“１”の場合、ブロックの直後に“０１”のパターンを挿入して、フレームデータを生成する。なお、図２３に示すように、フレーム生成部３２は、分割したブロックの先頭ビットが“０”の場合、ブロックの直前に“０１”のパターンを挿入し、先頭ビットが“１”の場合、ブロックの直前に“１０”のパターンを挿入してフレームデータを生成してもよい。これにより、情報データの中に、“１０１”または“０１０”のパターンが挿入されることとなる。そして、フレーム生成部３２は、“１０１”または“０１０”を含むプリアンブル（ＰＲ）およびユニークワード（ＵＷ）を情報データの先頭に付加して、フレームデータを完成する。

フレーム処理部３９は、復調したＮＲＺデータからユニークワード（ＵＷ）を検出して、情報データの先頭を認識し、情報データ中に挿入された“０１”、または、“１０”のパターンを省いて、情報データのみを通信制御部３１へ入力する。フレーム処理部３９は、一つのブロックのサイズを予め認識しているので、情報データ中に挿入された“０１”、または、“１０”のパターンを取り除くことができる。

このように、第５の実施形態によれば、ブロックの最終ビットまたは先頭ビットに応じて、“０１”または“１０”のパターンが挿入されるので、情報データ内に“１０１”、または、“０１０”のパターンが挿入されることとなる。よって、第４の実施形態と同様の効果が得られる。加えて、最低２ビットのパターンが挿入されるだけであるので、第４の実施形態に比べて、挿入するビット数を減らすことができ、伝送効率を改善することができる。第５の実施形態において、挿入するビット数を第４の実施形態と同じにするとした場合、第４の実施形態に比べて“１０１”、“０１０”のパターンを多く得ることができるので、第４の実施形態に比べてより正確にクロック再生を行うことができる。

なお、挿入するパターンは、２ビット以上であってもよい。この場合、ブロックの最終ビットが“１”の場合には、フレーム生成部３２は、“０１”から始まるＮＲＺデータのパターンをブロックの直後に挿入する。一方、ブロックの最終ビットが“０”の場合には、フレーム生成部３２は、“１０”から始まるＮＲＺデータのパターンをブロックの直後に挿入する。あるいは、ブロックの先頭ビットが“１”の場合には、フレーム生成部３２は、“１０”で終わるＮＲＺデータのパターンをブロックの直後に挿入する。一方、ブロックの先頭ビットが“０”の場合には、フレーム生成部３２は、“０１”で終わるＮＲＺデータのパターンをブロックの直後に挿入する。挿入されるパターンは、“１”と“０”が交互に並んだパターンであると好ましい。

（第６の実施形態）
図２４は、本発明の第６の実施形態に係る無線システムおよび無線装置５の構成を示す図である。図２４に示す無線システムにおいて、無線装置５と無線装置６とが、変調信号を送受信することによって、無線通信が行われる。なお、図２４では、二つの無線装置しか示さなかったが、三つ以上の無線装置があってもよい。図２４において、図１９と同様の機能を有する部分については、同一の参照符号を付し、説明を省略することとする。

図２４において、無線装置５は、通信制御部３１と、フレーム生成部３２ａと、マンチェスタ符号化部３３と、ＡＳＫ変調部３４と、アンテナスイッチ（ＳＷ）３５と、アンテナ３６と、検波部３７と、ＡＳＫ復調部３８ａと、フレーム処理部３９ａと、メモリ４１と、ＣＰＵ４２と、インターフェース（Ｉ／Ｆ）部４３とを備える。ＡＳＫ復調部３８ａは、フレーム処理部３９ａから出力されたクロック再生制御信号に応じて、第１または第２の実施形態で説明したＡＳＫ復調装置と同様の動作を行う。

図２５は、ＡＳＫ復調部３８ａの構成を示すブロック図である。図２５に示すように、第６の実施形態におけるＡＳＫ復調部３８ａは、クロック抽出部１３ａにクロック再生制御信号が入力される以外は、第１の実施形態と同様である。なお、ＡＳＫ復調部３８ａには、第２の実施形態と同様、積分フィルタが設けられていてもよい。

フレーム生成部３２ａは、第３、第４、または第５の実施形態におけるフレーム生成部と同様に、プリアンブルおよび／または情報データの中に“０１０”または“１０１”のパターンが含まれるようにフレームデータを生成する。

フレーム処理部３９ａは、クロック再生するべきか否かを示すクロック再生制御信号をＡＳＫ復調部３８ａ内のクロック抽出部１３ａに入力する。クロック再生制御信号には、二通りのパターンが考えられる。本実施形態では、どちらか一方のパターンのクロック再生制御信号が用いられることとする。

図２６は、第１のパターンのクロック再生制御信号、検波信号、および同期信号の関係を示す図である。図２７は、第２のパターンのクロック再生制御信号、検波信号、および同期信号の関係を示す図である。図２６および図２７において、クロック再生制御信号がＨレベルの場合、クロック再生をなすべきであることが示される。クロック再生制御信号がＬレベルの場合、クロック再生を行わないことが示される。

第１のパターンのクロック再生制御信号を用いる場合、図２６に示すように、フレーム処理部３９ａは、検波信号の受信開始直後は、クロック再生制御信号をＨレベルにして、クロック抽出部１３ａにゼロクロス点の間隔がＴｂとなるか否かを検出させ、同期信号を出力させ、クロック再生部１４にクロック再生させる。フレーム処理部３９ａは、ユニークワードを検出したらクロック再生制御信号をＬレベルにして、クロック抽出部１３ａにゼロクロス点の間隔がＴｂとなるか否かの検出を中止させ、クロック再生部１４にクロック再生させない。このように、第１のパターンのクロック再生制御信号を用いた場合、プリアンブルでのみクロック再生が行われることとなる。

第２のパターンのクロック再生制御信号を用いる場合、図２７に示すように、フレーム処理部３９ａは、検波信号の受信開始直後は、クロック再生制御信号をＨレベルにして、クロック抽出部１３ａにゼロクロス点の間隔がＴｂとなるか否かを検出させ、同期信号を出力させ、クロック再生部１４にクロック再生させる。フレーム処理部３９ａは、ユニーワードを検出したらクロック再生制御信号をＬレベルにして、クロック抽出部１３ａにゼロクロス点の間隔がＴｂとなるか否かの検出を中止させ、クロック再生部１４にクロック再生させない。フレーム処理部３９ａは、予め各ブロックのサイズを認識しているので、ブロック間の境目が到来する区間（“１０１”または“０１０”が到来する区間）を少なくとも含むように、クロック再生制御信号をＨレベルにして、クロック抽出部１３ａにゼロクロス点の間隔がＴｂとなるか否かを検出させ、同期信号を出力させ、クロック再生部１４にクロック再生させる。このように、第２のパターンのクロック再生制御信号を用いた場合、プリアンブルおよび情報データ内に挿入された“１０１”または“０１０”のパターンが到来する区間においてのみクロック再生が行われることとなる。

クロック抽出部１３ａは、クロック再生制御信号がＨレベルの場合、ゼロクロス点の間隔がＴｂであるか否かを検知して、検知結果に応じて、同期信号を出力する。一方、クロック再生制御信号がＬレベルの場合、クロック抽出部１３ａは、同期信号をＬレベルに保っている。同期信号がＬレベルの間、クロック再生部１４から出力されるデータクロック信号の位相は一定に保たれるので、判定部１５における判定タイミングがずれることはない。このように、ＡＳＫ復調部３８ａは、意図的に送られてくる“１０１”または“０１０”のパターンを受信している区間のみクロック再生を行う。

第１および第２の実施形態に係るＡＳＫ復調装置１，２では、クロック抽出部１３によって出力信号のゼロクロス点の間隔がＴｂであると検出され、クロック再生が行われる。しかし、実際には、受信した信号波形はノイズの影響を受けているので、“１０１”、“０１０”でないパターンを受信したときに、ゼロクロス点の間隔が、偶然、Ｔｂとなることもあり得る。このような場合においてもクロック再生を行うこととしてしまうと、極性の判定タイミングは適切でなくなり、ビット誤りが生じる恐れがある。

そこで、第６の実施形態のように、“１０１”または“０１０”のパターンが意図的に挿入されている区間においてのみ、クロック再生が行われることとすることによって、“１０１”または“０１０”のパターンが受信されていないのに誤ってクロック再生が行われるのを防止することができる。これにより、ビット誤りが生ずるのを抑圧することができる。

なお、第６の実施形態では、クロック抽出部１３ａは、フレーム処理部３９ａから出力されたクロック再生制御信号に基づいて、ゼロクロス点の間隔がＴｂであることを検出するか否かを決定していたが、“１０１”または“０１０”のパターンが受信される期間を自身で認識して、その期間だけゼロクロス点の間隔がＴｂであることを検出するようにしてもよい。

なお、以上説明した無線通信システムやフレームデータのフォーマットは一例であり、本発明の適用範囲は上述した例に限定されるものではない。

なお、ＡＳＫ復調部、フレーム生成部、フレーム処理部、マンチェスタ符号化部、ＡＳＫ変調部、検波部、アンテナスイッチ、アンテナ等の各機能ブロックは、典型的には、集積回路であるＬＳＩとして実装される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部、または、全てを含むように１チップ化されてもよい。全てを１チップ化することにより、小型無線チップとリーダライタ装置との間で無線通信を行うＩＣカードや無線タグなどのＲＦＩＤ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ＩＤｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ）技術等への適用も可能である。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路、または、汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用してもよい。さらには、半導体技術の進歩、または、派生する別技術により、ＬＳＩに置き換わる集積回路かの技術が登場すれば、当然その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適応等が可能性としてあり得る。

以上、本発明を詳細に説明してきたが、前述の説明はあらゆる点において本発明の例示にすぎず、その範囲を限定しようとするものではない。本発明の範囲を逸脱することなく種々の改良や変形を行うことができることは言うまでもない。

本発明にかかるＡＳＫ復調装置は、検波信号を２値化するためのしきい値の算出や制御を必要とせずに、マンチェスタ符号で符号化されたデータ列によってＡＳＫ変調された変調信号を復調することができ、通信分野等に有用である。

本発明の第１の実施形態に係るＡＳＫ復調装置１の構成を示すブロック図 （ａ）は、ＮＲＺデータに対応する検波信号の振幅波形を示す図、（ｂ）は、遅延部１１から出力される０．５ビット期間長遅延後の検波信号（遅延信号）の振幅波形を示す図、（ｃ）は、遅延後の検波信号（遅延信号）の振幅値から遅延前の検波信号の振幅値を減算した減算部１２からの出力信号の波形を示す図、（ｄ）は、クロック抽出部１３から出力される同期信号を示す図、（ｅ）は、クロック再生部１４から出力されるデータクロック信号を示す図、（ｆ）は、判定部１５から出力されるＮＲＺデータを示す図 クロック抽出部１３の機能的構成の一例を示すブロック図 遅延部１１の遅延量を１／２４ビット期間長とした場合のデータ抽出部１０の出力信号のアイパターンを示す図 遅延部１１の遅延量を３／２４ビット期間長とした場合のデータ抽出部１０の出力信号のアイパターンを示す図 遅延部１１の遅延量を６／２４ビット期間長とした場合のデータ抽出部１０の出力信号のアイパターンを示す図 遅延部１１の遅延量を９／２４ビット期間長とした場合のデータ抽出部１０の出力信号のアイパターンを示す図 遅延部１１の遅延量を１２／２４（＝０．５）ビット期間長とした場合のデータ抽出部１０の出力信号のアイパターンを示す図 遅延部１１の遅延量を１５／２４ビット期間長とした場合のデータ抽出部１０の出力信号のアイパターンを示す図 遅延部１１の遅延量を１８／２４ビット期間長とした場合のデータ抽出部１０の出力信号のアイパターンを示す図 遅延部１１の遅延量を２１／２４ビット期間長とした場合のデータ抽出部１０の出力信号のアイパターンを示す図 遅延部１１の遅延量を２３／２４ビット期間長とした場合のデータ抽出部１０の出力信号のアイパターンを示す図 遅延部１１の遅延量を１ビット期間長とした場合のデータ抽出部１０の出力信号のアイパターンを示す図 本発明の第２の実施形態に係るＡＳＫ復調装置２の構成を示すブロック図 積分フィルタ３０の構成の一例を示すブロック図 検波信号のアイパターンを示す図 データ抽出部１０の出力信号のアイパターンを示す図 積分フィルタ３０の出力信号のアイパターンを示す図 データ抽出部１０の前段に積分フィルタ３０が接続された場合のＡＳＫ復調装置の構成を示す図 ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタによって構成されたローパスフィルタの構成を示す図 本発明の第３の実施形態に係る無線システムおよび無線装置３の構成を示すブロック図 情報データのデータ構造およびフレーム生成部３２によって生成されるフレームデータのデータ構造を示す図 情報データのデータ構造、情報データを複数のブロックに分割したときのデータ構造、およびフレームデータのデータ構造を示す図 情報データのデータ構造、情報データを複数のブロックに分割したときのデータ構造、およびフレームデータのデータ構造の一例を示す図 フレームデータのデータ構造の他の例を示す図 本発明の第６の実施形態に係る無線システムおよび無線装置５の構成を示す図 ＡＳＫ復調部３８ａの構成を示すブロック図 第１のパターンのクロック再生制御信号、検波信号、および同期信号の関係を示す図 第２のパターンのクロック再生制御信号、検波信号、および同期信号の関係を示す図 特許文献１に開示されている従来のＡＳＫ復調装置９０の構成を示すブロック図 図２８に示した従来のＡＳＫ復調装置９０における検波信号のアイパターンを示す図 図２８に示した従来のＡＳＫ復調装置９０におけるマンチェスタデータのアイパターンを示す図 デューティ比５０％のマンチェスタデータのアイパターンを示す図

符号の説明

１，２ ＡＳＫ復調装置
１０ データ抽出部
１１ 遅延部
１２ 減算部
１３，１３ａ クロック抽出部
１４ クロック再生部
１５ 判定部
２０ ゼロクロス検出部
２１ カウンタ部
２２ 比較部
３０ 積分フィルタ
４０，５０ 加算器
４−１〜４−ｍ，５−１〜５−ｍ 遅延器
６−１〜６−ｍ 乗算器
３，４，５，６ 無線装置
３１ 通信制御部
３２，３２ａ フレーム生成部
３３ マンチェスタ符号化部
３４ ＡＳＫ変調部
３５ アンテナスイッチ
３６ アンテナ
３７ 検波部
３８，３８ａ ＡＳＫ復調部
３９，３９ａ フレーム処理部
４１ メモリ
４２ ＣＰＵ
４３ インターフェース部

Claims (24)

1. 送信すべきＮＲＺ（Ｎｏｎ Ｒｅｔｕｒｎ Ｚｅｒｏ）データ列をマンチェスタ符号化した信号を受信した受信信号を復調する復調装置であって、
   前記ＮＲＺデータ列の組み合わせによって発生間隔の異なる前記受信信号の変化点の発生間隔を測定する変化点発生間隔測定部を備え、
   前記変化点の発生間隔が、前記ＮＲＺデータ列の組み合わせによって発生し得る最大の発生間隔であると判定された変化点の検出タイミングを基準として前記受信信号を復調し、
   前記変化点発生間隔測定部は、
   前記受信信号をＮＲＺデータにおける１ビット期間長未満遅延させ、遅延信号として出力する遅延部と、
   前記遅延部から出力される前記遅延信号と前記受信信号との差分を減算信号として出力する減算部と、
   前記減算信号がしきい値と交差するクロス点を検出するクロス点検出部とを備え、
   前記クロス点の発生間隔を測定する、復調装置。
2. 前記復調装置は、前記ＮＲＺデータ列が“１０１”または“０１０”のパターンのときの変化点の検出タイミングを基準として前記受信信号を復調する、請求項１に記載の復調装置。
3. 前記変化点発生間隔測定部は、前記クロス点の間隔がＴｂ−α以上Ｔｂ＋β以下（０＜α≦Ｔｂ／８、０＜β≦Ｔｂ：Ｔｂは前記ＮＲＺデータにおける１ビット期間長）となるクロス点を抽出して、抽出したクロス点に同期した同期信号を出力する、請求項１に記載の復調装置。
4. さらに、前記変化点発生間隔測定部が出力する前記同期信号の位相に、前記ＮＲＺデータにおけるビットレートと同一のレートを有するクロック信号を同期させて、データクロック信号として出力するクロック再生部と、
   前記クロック再生部が出力する前記データクロック信号に従って、前記減算部から出力される前記減算信号の極性を判定し、判定結果をＮＲＺデータとして出力する判定部とを備える、請求項３に記載の復調装置。
5. 前記遅延部は、前記検波信号を３／２４ビット期間長以上０．５ビット期間長以下遅延させて、前記遅延信号として出力することを特徴とする、請求項４に記載の復調装置。
6. 前記遅延部は、前記検波信号を０．５ビット期間長以上２１／２４ビット期間長以下遅延させて、前記遅延信号として出力することを特徴とする、請求項４に記載の復調装置。
7. 前記遅延部は、前記検波信号を０．５ビット期間長遅延させて、前記遅延信号として出力することを特徴とする、請求項４に記載の復調装置。
8. 前記クロック抽出部は、前記減算部から出力される前記減算信号におけるクロス点の内、クロス点の間隔がＴｂとなるクロス点を抽出して、抽出したクロス点に同期する同期信号を出力することを特徴とする、請求項４に記載の復調装置。
9. さらに、前記遅延部と前記減算部とによって構成されるデータ抽出部の前段または後段に接続されており、入力する信号に含まれる高周波成分を除去するためのローパスフィルタを備えることを特徴とする、請求項４に記載の復調装置。
10. 前記ローパスフィルタは、入力する信号を所定の期間積分する積分フィルタであることを特徴とする、請求項９に記載の復調装置。
11. 前記積分フィルタの積分期間は、１ビット期間長未満であることを特徴とする、請求項１０に記載の復調装置。
12. 前記積分フィルタの積分期間は、０．５ビット期間長であることを特徴とする、請求項１０に記載の復調装置。
13. ＮＲＺ（Ｎｏｎ Ｒｅｔｕｒｎ Ｚｅｒｏ）データをマンチェスタ符号化して得られるデータ列によってＡＳＫ（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調された変調信号を送受信するための無線装置であって、
    ＮＲＺデータである送信すべき情報データをフレーム化したフレームデータを生成するフレーム生成部と、
    前記フレーム生成部が生成した前記フレームデータをマンチェスタ符号化して、マンチェスタデータとして出力するマンチェスタ符号化部と、
    前記マンチェスタ符号化部から出力される前記マンチェスタデータによって搬送波をＡＳＫ変調し、変調信号を出力するＡＳＫ変調部と、
    他の無線装置から送信されてくる変調信号を検波して、検波信号を出力する検波部と、
    前記検波部から出力された前記検波信号を復調して、ＮＲＺデータとデータクロック信号とを出力するＡＳＫ復調部と、
    前記ＡＳＫ復調部から出力される前記ＮＲＺデータおよび前記データクロック信号に基づいて、前記情報データを抽出して出力するフレーム処理部とを備え、
    前記フレーム生成部は、ＮＲＺデータのパターンである“１０１”または“０１０”が少なくとも一以上含まれるように、前記フレームデータを生成し、
    前記ＡＳＫ復調部は、
    前記ＮＲＺデータ列の組み合わせによって発生間隔の異なる前記受信信号の変化点の発生間隔を測定する変化点発生間隔測定部を備え、
    前記変化点の発生間隔が、前記ＮＲＺデータ列の組み合わせによって発生し得る最大の発生間隔であると判定された変化点の検出タイミングを基準として前記受信信号を復調し、
    前記変化点発生間隔測定部は、
    前記受信信号をＮＲＺデータにおける１ビット期間長未満遅延させ、遅延信号として出力する遅延部と、
    前記遅延部から出力される前記遅延信号と前記受信信号との差分を減算信号として出力する減算部と、
    前記減算信号がしきい値と交差するクロス点を検出するクロス点検出部とを備え、
    前記クロス点の発生間隔を測定する、無線装置。
14. 前記ＡＳＫ復調装置は、前記ＮＲＺデータ列が“１０１”または“０１０”のパターンのときの変化点の検出タイミングを基準として前記受信信号を復調する、請求項１３に記載の無線装置。
15. 前記変化点発生間隔測定部は、前記クロス点の間隔がＴｂ−α以上Ｔｂ＋β以下（０＜α≦Ｔｂ／８、０＜β≦Ｔｂ：Ｔｂは前記ＮＲＺデータにおける１ビット期間長）となるクロス点を抽出して、抽出したクロス点に同期した同期信号を出力する、請求項１３に記載の無線装置。
16. さらに、前記変化点発生間隔測定部が出力する前記同期信号の位相に、前記ＮＲＺデータにおけるビットレートと同一のレートを有するクロック信号を同期させて、データクロック信号として出力するクロック再生部と、
    前記クロック再生部が出力する前記データクロック信号に従って、前記減算部から出力される前記減算信号の極性を判定し、判定結果をＮＲＺデータとして出力する判定部とを備える、請求項１５に記載の無線装置。
17. 前記フレーム生成部は、前記フレームデータの先頭に、ＮＲＺデータのパターンである“１０１”または“０１０”が少なくとも一つ以上含まれるように、前記フレームデータを生成することを特徴とする、請求項１６に記載の無線装置。
18. 前記フレーム生成部は、前記情報データを複数のブロックに分割して、分割された前記複数のブロックにおける隣接する前記ブロックの間に、ＮＲＺデータのパターンである“１０１”または“０１０”が少なくとも一以上含まれるように、前記フレームデータを生成することを特徴とする、請求項１６に記載の無線装置。
19. 前記フレーム生成部は、前記情報データを複数のブロックに分割して、
    前記ブロックの最終ビットが“１”の場合には、“０１”から始まるＮＲＺデータのパターンを前記ブロックの直後に挿入し、
    前記ブロックの最終ビットが“０”の場合には、“１０”から始まるＮＲＺデータのパターンを前記ブロックの直後に挿入して、前記フレームデータを生成することを特徴とする、請求項１６に記載の無線装置。
20. 前記フレーム生成部は、前記情報データを複数のブロックに分割して、
    前記ブロックの先頭ビットが“１”の場合には、“１０”で終わるＮＲＺデータのパターンを前記ブロックの直前に挿入し、
    前記ブロックの先頭ビットが“０”の場合には、“０１”で終わるＮＲＺデータのパターンを前記ブロックの直前に挿入して、前記フレームデータを生成することを特徴とする、請求項１６に記載の無線装置。
21. 前記クロック抽出部は、前記フレームデータに予め挿入されている“１０１”または“０１０”のパターンが受信される期間だけ、前記クロス点を抽出することを特徴とする、請求項１６に記載の無線装置。
22. “１０１”または“０１０”のパターンを少なくとも一以上含むＮＲＺ（Ｎｏｎ Ｒｅｔｕｒｎ Ｚｅｒｏ）データをマンチェスタ符号化して得られるデータ列によってＡＳＫ（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調された変調信号を受信するための受信装置であって、
    他の無線装置から送信されてくる前記変調信号を検波して、検波信号を出力する検波部と、
    前記検波部から出力された前記検波信号を復調して、ＮＲＺデータとデータクロック信号とを出力するＡＳＫ復調部と、
    前記ＡＳＫ復調部から出力される前記ＮＲＺデータおよび前記データクロック信号に基づいて、情報データを抽出して出力するフレーム処理部とを備え、
    前記ＡＳＫ復調部は、
    前記ＮＲＺデータ列の組み合わせによって発生間隔の異なる前記受信信号の変化点の発生間隔を測定する変化点発生間隔測定部を備え、
    前記変化点の発生間隔が、前記ＮＲＺデータ列の組み合わせによって発生し得る最大の発生間隔であると判定された変化点の検出タイミングを基準として前記受信信号を復調し、
    前記変化点発生間隔測定部は、
    前記受信信号をＮＲＺデータにおける１ビット期間長未満遅延させ、遅延信号として出力する遅延部と、
    前記遅延部から出力される前記遅延信号と前記受信信号との差分を減算信号として出力する減算部と、
    前記減算信号がしきい値と交差するクロス点を検出するクロス点検出部とを備え、
    前記クロス点の発生間隔を測定する、受信装置。
23. ＮＲＺ（Ｎｏｎ Ｒｅｔｕｒｎ Ｚｅｒｏ）データをマンチェスタ符号化して得られるデータ列によってＡＳＫ（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調された変調信号を復調する集積回路であって、
    前記ＮＲＺデータ列の組み合わせによって発生間隔の異なる前記受信信号の変化点の発生間隔を測定する変化点発生間隔測定部を備え、
    前記変化点の発生間隔が、前記ＮＲＺデータ列の組み合わせによって発生し得る最大の発生間隔であると判定された変化点の検出タイミングを基準として前記受信信号を復調し、
    前記変化点発生間隔測定部は、
    前記受信信号をＮＲＺデータにおける１ビット期間長未満遅延させ、遅延信号として出力する遅延部と、
    前記遅延部から出力される前記遅延信号と前記受信信号との差分を減算信号として出力する減算部と、
    前記減算信号がしきい値と交差するクロス点を検出するクロス点検出部とを備え、
    前記クロス点の発生間隔を測定する、集積回路。
24. ＮＲＺ（Ｎｏｎ Ｒｅｔｕｒｎ Ｚｅｒｏ）データをマンチェスタ符号化して得られるデータ列によってＡＳＫ（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調された変調信号を送受信するための集積回路であって、
    ＮＲＺデータである送信すべき情報データをフレーム化したフレームデータを生成するフレーム生成部と、
    前記フレーム生成部が生成した前記フレームデータをマンチェスタ符号化して、マンチェスタデータとして出力するマンチェスタ符号化部と、
    前記マンチェスタ符号化部から出力される前記マンチェスタデータによって搬送波をＡＳＫ変調し、変調信号を出力するＡＳＫ変調部と、
    他の無線装置から送信されてくる変調信号を検波して、検波信号を出力する検波部と、
    前記検波部から出力された前記検波信号を復調して、ＮＲＺデータとデータクロック信号とを出力するＡＳＫ復調部と、
    前記ＡＳＫ復調部から出力される前記ＮＲＺデータおよび前記データクロック信号に基づいて、前記情報データを抽出して出力するフレーム処理部とを備え、
    前記フレーム生成部は、ＮＲＺデータのパターンである“１０１”または“０１０”が少なくとも一つ以上含まれるように、前記フレームデータを生成し、
    前記ＡＳＫ復調部は、
    前記ＮＲＺデータ列の組み合わせによって発生間隔の異なる前記受信信号の変化点の発生間隔を測定する変化点発生間隔測定部を備え、
    前記変化点の発生間隔が、前記ＮＲＺデータ列の組み合わせによって発生し得る最大の発生間隔であると判定された変化点の検出タイミングを基準として前記受信信号を復調し、
    前記変化点発生間隔測定部は、
    前記受信信号をＮＲＺデータにおける１ビット期間長未満遅延させ、遅延信号として出力する遅延部と、
    前記遅延部から出力される前記遅延信号と前記受信信号との差分を減算信号として出力する減算部と、
    前記減算信号がしきい値と交差するクロス点を検出するクロス点検出部とを備え、
    前記クロス点の発生間隔を測定する、集積回路。
    

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