JP4545585B2 - 二重電極容量型ダイアフラム真空計と共に使用するための改善された電子インターフェース - Google Patents

Description

（発明の背景）
発明の分野。本発明は、概して測定装置に関し、特に、二重電極静電容量型ダイアフラムセンサ（「ＣＤＳ」）を用いる静電容量型ダイアフラム真空計（「ＣＤＧ」）の性能を、ＣＤＳに対する電気インターフェースを改善することにより改善すると共にＣＤＧのコストを軽減する装置及び方法に関する。

本発明の背景。静電容量型ダイアフラム真空計（または静電容量型ダイアフラム圧力計）は半導体産業で幅広く利用されている。その理由は、一つに、それらが一般的に、この産業の腐食剤の使用に充分適しているためである。また、それらが、高い精度及び耐汚染性のために好まれる。特に、ＣＤＧ内でＣＤＳが加熱されたこれらＣＤＧは、強化された耐汚染性を呈し、補修なしに長時間動作する。

ＣＤＳは、ＣＤＧ内で真空／圧力検知素子として作用し、ＣＤＳを用いてプロセス室内の圧力を測定及び／または制御できる。ＣＤＳは、環状の張力付与されるダイアフラムにより分離された２つのチャンバーを含むハウジングを持つ。第１チャンバーは、プロセス室または、圧力を測定すべきその他の組立体と流体をやり取りする。ＣＤＳの第２チャンバーは基準チャンバーと一般に称され、（必ずしも排気されるとは限らないが）典型的に排気され、決定にセンサを必要とするほぼ最低圧力未満の圧力で封止されている。

ＣＤＳハウジング内の２つのチャンバーを分離する環状の張力付与されるダイアフラム（「ダイアフラム」）は本質的に、周囲付近で機械的に拘束される薄肉の金属ダイアフラムである。ダイアフラムは、周囲の静止を保ちながら弓状に変形することにより差圧に反応する。従って、ダイアフラムは、折り曲げ接地電極として作用する。ダイアフラムは、その両端間の差圧に反応すると変形し、しかも、静電界と相互作用して、これら静電相互作用によりダイアフラムの変形を決定できるようになっている。

ダイアフラムに極めて接近して電極組立体が位置する。この組立体は、２つの導電性電極を支持する研磨された電気的絶縁面を持つ硬い台より成る。電極がダイアフラムに極めて接近し（＜０．００５ｉｎ）、その表面に平行に延在するように電極組立体は、ダイアフラムの周囲を含む面から一定距離機械的に拘束されている。各電極の対接地静電容量を測定し、一方の測定値から他方の測定値を減算することにより、加圧によるダイアフラムの湾曲を容易に計算できる。

最新のＣＤＳは、２つの電極を用いてダイアフラムの湾曲を監視する。２つの電極の対接地静電容量（「コモンモード静電容量」）はダイアフラムの湾曲により変化するが、電極組立体の移動でも変化する。このような移動は、温度変化、温度過渡及び機械的負荷により生じる。２つのプレートの静電容量の差（「差分静電容量」）を用いる測定は安定している。その理由は、それらがダイアフラムと電極との間の運動を除去し、代わりにダイアフラムの偏位を反映するためである。

ＣＤＧを用いる装置は一般に、圧力読取りの繰返し性に対して厳しい要件を持ち、オフセットドリフトは典型的に、１日当たりフルスケールの０．０２％に限定されている。フルスケールの偏位が典型的に０．２ ２．０ｐＦ（１０^−１２Ｆ）の差分静電容量を生じさせる。この値の０．０２％は、１日当たり０．０４〜０．４フェムトファラッド（１０^−１５Ｆ）の許容可能な等価の変化を生じさせ、この場合、変化のいくつかは、ＣＤＳにおいて静電容量を測定及び減算する際の電気誤差に起因する。

ＣＤＳの静電容量の測定は、アナログフロントエンド（「ＡＦＥ」）電子機器により実行される。ＡＦＥは、ＣＤＳに対してインターフェースをとる責任を果たすだけでなく、差分静電容量を与える減算演算をも実行する。フルスケールの差分静電容量は６８ｐＦのコモンモード静電容量では、フルスケールでさえ、０．２ｐＦ（１０＾^−１２Ｆ）と同じ程度に低い可能性があるので、コモンモード静電容量は、測定したい差より３４０倍大きい。１日ごとに０．０４フェムトファラッドの許容可能なドリフトを含む場合では、コモンコード静電容量は、差分静電容量の許容可能な変化量の約１７０万倍である。従って、減算演算を極めて適切に平衡化し、ＡＦＥが妥当なドリフト誤差を確実に維持するように安定化する必要がある。

ＣＤＧ内の測定誤差の明らかな原因は、構造内の回路、リード線及び構造体の間の相互作用による偶発的な静電容量の蓄積である。これらの影響は、回路を湿気及び汚染物に反応し易くする漏れ電流を生じさせる回路基盤上及び集積回路内でさえも生じる。これら漏れ要素に対する解決法はガーディングである。同一電圧を持つ導電性面（「ガーディング面」）により取り囲まれたノードは一般に、静電容量または漏れ電流を経験しない。重要なノードをガーディングで取り囲むことにより、それらが、干渉せず、移動、湾曲、または湿気の変化により変化せず、自由に動作する。原因及び、ガード電位に対する最大の必要性は、大部分の場合、ＡＦＥに存在する。

ＡＦＥの厳しい性能要件を与えられたとすると、いくつかの回路トポロジーが適すると証明されている。３つのトポロジーすなわち、均衡のとれたダイオードブリッジと、ガードされた２次変圧器ブリッジと、整合された基準‐キャパシタブリッジとが現在、ＣＤＧ市場を独占している。

均衡のとれたダイオードブリッジトポロジーを図１に示す。このダイオードブリッジトポロジーは、交流電圧を発生してＣＤＳの電極を駆動する励起源を用いる。キャパシタＣＡ，ＣＢへ／からダイオードブリッジを通って電荷が交互に各電極に供給され、各電極から除去される。各キャパシタは電流を一方の電極に供給しながら、他方の電極から電流を放電するように作用する。従って、２つの電極の対接地静電容量の不均衡がＣＡ及びＣＢの出力ピン間に電圧差を生じさせる。

ダイオードブリッジＡＦＥは簡単で、かつ廉価であり、このことは、１０トルの非加熱センサのように、要求の少ない分野の場合、それらを適切に選択させる。安定化された温度及び湿度では、それらは、１００ｍＴｏｒｒまで下でさえ用いられている。しかし、それらは一般に、ＣＤＳに極めて接近している必要がある。その理由は、それらが、有用なガード電位を発生する容易な手段を欠いているためである。また、それらは、ダイオードの不一致及び汚染の問題点を被る。

ガードされた２次変圧器に基づくブリッジを示す図２を参照する。この回路は、同軸ケーブルより構築されたセンタータップ付き２次コイルを用いて、比例的に増大したガード電圧と一緒に励磁電圧を発生する。励磁電圧によりＣＤＳ内で誘起された電流は、センサの一方の電極から他方の電極に流れる。従って、電荷が節約され、差分静電容量が、２次コイルの最も内側の導体のセンタータップに正味電圧を生じさせる。高入力インピーダンスのユニティゲイン増幅器は内側の導体のセンタータップに追随し、ガーディングを可能にする相似電圧をシールド上に配置する。ユニティゲイン増幅器の出力は、センサ内の差分静電容量を表す。それが増幅され、同期検出器に送信されて、静電容量の差に比例するＤＣレベルを発生する。

良好に実施された場合、ガードされた２次変圧器に基づくブリッジは、安定性及び精度において、均衡のとれたダイオードブリッジより優れた大変大きな改善を表す。それにより、変圧器コアの周りに巻きつけられた同一のガードされた同軸ケーブルの利用を通じてＣＤＳを遠くに配置できる。この技術に関する主な問題点は、実施中に存在する。同軸ケーブルは特別に一貫性を持つ必要があり、遮蔽物に亀裂または割れ目を含まないようにしなければならない。加えて、ガーディング方法は、ユニティゲイン未満の追随器に基づいて多少不充分であり、安定構造は、安定したＣＤＧを達成するのに絶対必要である。最後に、同軸ケーブルを用いるすべての遮蔽構造はＣＤＳとの相互接続及びＣＤＳのトリミングを複雑にするおそれがある。

整合された基準‐キャパシタブリッジを示す図３を参照する。この回路は、完全にガードされた電荷増幅器対の加算ノードを介してＣＤＳの双方の電極を駆動するのに共通の励起源を用いる（ガード電圧は電源上にあり、共通電位である）。電荷増幅器は２つのモノリシック演算増幅器付近に形成され、整合された正確な基準キャパシタ対を用いてゲインを定める。電荷増幅器の出力は、高コモンモード除去比の差分増幅器に供給される。差分増幅器の出力はセンサの差分静電容量を表し、同期検出器に送信されて、ダイアフラムの位置に対応するＤＣレベルを回復する。

整合された基準キャパシタブリッジは、ガードされた２次変圧器に基づくブリッジに、小型であるという追加の利点を付けて充分に匹敵する。しかし、それは多少温度に反応し易く、部品に対して性能を極度に要求する。最高品質のガラスキャパシタだけが基準として適し、それらはエイジング及びマッチングを受ける必要がある。また、差分増幅器は、顕著で、かつ一貫性のあるコモンモード性能を呈する必要がある。このような高性能部品の場合、このトポロジーにとって材料コストが高い。

ＡＦＥトポロジーにとって、標準の構築業務及び廉価な部品を用いるが、一方で、温度及び湿気に比較的反応しない必要性が存在する。このトポロジーは、優れたガーディングを特徴付けて、離れた加熱センサ組立体に容易に接続できるようにする必要があり、センサのオフセットの直接補償を可能にすべきである。

（発明の概要）
先に概略を述べた問題の１つまたはそれ以上を本発明の様々な実施形態により解決できる。大まかに言えば、本発明は、リアクティブ回路の対における差分電流を決定する装置及び方法を具える。好適な実施形態では、これら装置及び方法は、ＣＤＳのようなセンシング素子に対する電気インターフェースを改善するのに実施される。この改善されたインターフェースは、性能の改善及びコストの軽減を行う。

本発明の一実施形態は、差分電流変成器及び電荷増幅器を用いるＣＤＳ用のインターフェースを具える。電流変成器の１次巻線は励磁電圧源とＣＤＳ内の電極対との間に結合されている。１次電流間の差に比例する電流が変成器の２次巻線で誘起されるように、１次巻線を通過する電流は反対の極性の起磁力（ＭＭＦ）を発生する。２次巻線は電荷増幅器の加算ノードに結合され、従って、変成器の２次巻線を低インピーダンス負荷内に終端する。この低インピーダンスの終端は１次巻線に反映されて戻り、ＣＤＳの電極よりも小さいインピーダンスとして現れる。従って、電極に与えられる電圧は励磁電圧に極めて近く、励磁電圧は、優れたガード電位となる。変成器及び電荷増幅器と関連するあらゆる回路ノードの基準は、ＡＣのように、ガード電位とされ、これら回路ノードは遮蔽されている。このことは、変成器、電荷増幅器及びあらゆる相互接続部分を浮遊静電容量及び漏れ電流から保護する。

本発明の実施形態は、接地したＣＤＳの電極を励起するのと同様にガーディングの理由で電流変成器及び関連の部品を励磁電圧で（必ずしも動作するとは限らないが）典型的に動作する。本発明の一実施形態は、電荷増幅器からの信号と同様に、励磁電圧とされる基準を持つこれら回路と、大地とされる基準を持つこれら回路との間で電源電位を変換するのにコモンモード変成器を用いる。変成器の更なる巻線は励磁電圧及び接地により励磁され、別の信号の供給源として作用し、これら信号を変換する必要がある。変成器を用いず、同じ動作を実質的に実行する本発明のその他の実施形態がある。

電荷増幅器から回復された電圧信号はコモンモード変成器を通過し、同期検出器に供給され、この同期検出器は、ＣＤＳに加えられた圧力に対応するＤＣレベルを発生するように作用する。信号を電荷増幅器から検出器に供給する実際の手段を、特にゲイン段に関して変化できる。

本発明のその他の実施形態は、電流差を測定すべき回路対の各々に電流変成器の１つ以上の１次巻線を結合する工程と、励磁電圧を１次巻線及び対応の回路に印加する工程と、差分電流を電流変成器の２次巻線に誘起する工程と、電荷増幅器を用いて電流差を増幅する工程とを具える電流差の測定方法を具える。この測定方法は更に、電荷増幅器の基準を励磁電圧とする工程と、この場合も励磁電圧が印加される遮蔽構造体で電流変成器及び電荷増幅器を取り囲むことによりこれらをガードする工程とを具えることができる。その後、コモンモード変成器を通って電荷増幅器信号を１つの巻線上に移動し、その間、励磁電圧を他の巻線に印加することにより、電荷増幅器信号に付加された励磁電圧を除去できる。この結果として生じた信号を次に、同期検出器に供給でき、この同期検出器は、電流の差を表すＤＣレベル出力を発生する。

多数の別の実施形態も実現可能である。

本発明のその他の目的及び利点は、以下の詳細な説明を読み、添付図面を参照すれば、明白になるであろう。

本発明は、様々な変形形態及びその他の形態を受けるが、図中の例示及び付随の詳細な説明のため、特定の実施形態を示す。しかし、これら図面及び詳細な説明は本発明を、記述した特定の実施形態に限定するものではないことに注意すべきである。その代わり、この開示は、請求の範囲により規定された本発明の範囲内にあるすべての変形、等価及び代替形態をカバーするものとする。

（詳細な説明）
本発明の好適な実施形態を以下に記述する。以下に記述するこれ及びその他の実施形態は代表的なものであり、本発明を限定せず、例示するものであることに留意すべきである。

（導入部）
大まかに言えば、本発明は、リアクティブ回路の対における差分電流を決定する装置及び方法を具える。好適な実施形態では、これら装置及び方法は、ＣＤＳのようなセンシング素子に対する電気インターフェースを改善するのに実施される。この改善されたインターフェースは、従来技術の設計に比較して性能を改善し、コストを軽減できる。

好適な実施形態では、しっかりと結合された差分電流変成器を用いて差分電流を発生する。この差分電流は、これを効果的に統合する電荷増幅器の低インピーダンス加算ノードに入力される。電荷増幅器の出力は、（励起電圧に対応する）ガード電位を出力信号から除去するために励起電圧源に接続されたコモンモード変成器を通過する。次に、同期検出器は、結果として生じた信号を、センサの差分静電容量を表すＤＣレベルに変換する。このインターフェースは、例えば、温度及び湿度に対する感度を減少させ、ガード源におけるソースインピーダンスを低下し、ガード電位とセンサの励起電圧との間のトラッキングに卓越し、構築を容易にし、コストを軽減し、センサからオフセットを直接にトリミングする手段を形成する。

（ＣＤＳの適用）
本発明の好適な実施形態は、静電容量型ダイアフラムセンサに対するインターフェースとして用いられるように設計されている。図４を参照する。図４は、ＣＤＳの一般構造を示す線図である。ＣＤＳ１０が、ガスを流せるコンジット１２に結合されるように形成されていることがこの図から分かる。ガスは典型的に、ガスの圧力を厳密に制御することを必要とする製造プロセスで用いられる。コンジット１２内のガス圧力はインレット１４を通ってＣＤＳのハウジング１６に伝達される。ハウジング１６はダイアフラム２２により２つのチャンバー１８，２０に分割されている。チャンバー１８内で極めて低い圧力を測定できるように典型的にチャンバー２０が排気されている。チャンバー２０内には、２つの円形同心的キャパシタプレート２６，２８を支持する基板が位置し、各キャパシタプレート２６，２８は、ダイアフラム２２に極めて接近して維持されている。ダイアフラム２２の湾曲はチャンバー１８内の圧力（すなわち、コンジット１２内のガス圧力）で変化する。このことは、２６，２８上の静電容量間の差がチャンバー１８内の圧力に反映するように、プレート２６，２８上で測定される対接地静電容量を変化する。

（ＣＤＳの電気構造）
図５を参照する。図５は、ＣＤＳ１０の電気構造を示す線図である。この図では、ＣＤＳ１０の対象の電気部品がキャパシタ３０，３２であることが分かる。ダイアフラムと電極との間の移動が電極の静電容量の変化として現れるようにダイアフラムの周囲と相互作用する円形電極からこれらキャパシタの一方が構成されている。他の電極は円形であり、かつ、ＣＤＳの軸を囲む中心にある。それはダイアフラムの中心部分と相互作用し、ダイアフラムが湾曲または移動すると静電容量を変化する。最も内側の電極の静電容量から、最も外側の電極の静電容量を減算することによりダイアフラムの偏位を、普通の運動によるわずかな影響で知覚できる。

この実施形態では、キャパシタの双方は可変キャパシタである。各キャパシタの一方側は大地に結合され、一方、他方側はＣＤＳの出力端に結合されている。この場合、適切な電気インターフェースをキャパシタに結合して励起電圧を発生し、２つのキャパシタの間の静電容量の差を検知できる。上述したように、従来技術のインターフェースは多数の問題点を被り、これら問題点のいくつか、あるいはすべてを、ここで開示したインターフェースにより解決できる。

（インターフェースの概観）
図６を参照する。図６は、本発明のインターフェースの一実施形態の設計を示す線図である。図の左側にはＣＤＳ１０を示す。ＣＤＳ１０の出力ポート（特に、ＣＤＳの容量性回路への接続部）は電流変成器１１１の１次巻線に接続されている。励磁源１１０も電流変成器１１１の１次巻線に接続されている。電流変成器１１１の２次巻線は電荷増幅器１１２の加算ノードに接続されている。電荷増幅器１１２の出力はコモンモード変成器１１３の巻線を通過する。コモンモード変成器１１３は励磁源１１０により励磁される。コモンモード変成器１１３の他の巻線は励磁源１１０に接続されている。最後に、同期検出器１１４は励磁源１１０に接続されている。

導電性エンクロージャ１１５は、電流変成器１１１及び電荷増幅器１１２の周りに配置されている。電流変成器１１１及び電荷増幅器１１２に対するすべての電力及び基準接続は、励磁源１１０への共通ノードの接続とコモンモード変成器１１３の作用とを介して励磁源電位でＡＣのように動作する。エンクロージャ１１５は励磁電圧源１１０に接続されて、これと同じ電位にエンクロージャの電位を上昇させる。従って、エンクロージャ１１５は、変成器及び増幅器の周りに、これら部品が動作する電圧に著しく近いガード電圧を発生する遮蔽構造体として作用する。また、この遮蔽構造体は、ＣＤＳへの接続付近に導電性スリーブの形態の遮蔽１１６，１１７を含む。ガード電圧は浮遊静電容量及びこれらリード内の漏れを減少させ、これにより、測定信号における関連の誤差を減少させる。このことは、別の方法では利用できない可能性のある製造技術（例えば、従来のプリント回路基板組立て技術）の使用を可能にする。

（インターフェースの動作）
（励磁源）
図６に示す電気インターフェースは以下のように実質的に動作する。励磁源１１０は正弦波ＡＣ励磁電圧を発生する。この実施形態では、励磁源１１０は、２０ｋＨｚの５．８Ｖ（ＲＭＳ）正弦波信号を発生する低インピーダンス源である。励磁源１１０は、電流変成器１１１の１次巻線を介してＣＤＳを駆動し、電荷増幅器１１２及び電流変成器１１１に対する基準電位を発生し、同期検出器１１４をゲートするのに用いられる。また、励磁源１１０は、エンクロージャ１１５及びリード１１６，１１７に結合されて、電流変成器、電流増幅器及びセンサリードの周囲にガード電圧を発生する。更に、励磁源１１０は、励磁電圧を最終ＤＣ信号レベルから除去し、電源電圧Ｂ＋，Ｂ−を追加できるようにコモンモード変成器１１３を励磁するように作用する。

（電流変成器）
励磁源１１０からの励磁電圧は、しっかりと結合された電流変成器１１１の１次巻線に加えられる。励磁源１１０と大地との間では、結果として生じたＡＣ電流が追随できる２つの経路が存在する。第１の経路は、電流変成器の１次巻線の最初の半分とＣＤＳ１０の第１のキャパシタとを通って流れる。第２の経路は、１次巻線の残りの半分とＣＤＳ１０の第２のキャパシタとを通って流れる。

インターフェースで用いられる電流変成器は、１次巻線の２つの半分が同一であるように設計されている。それらは、１次巻線の各半分を通る電流の流れが、別の半分により発生された起磁力の極性と反対の極性を持つ起磁力を発生するということを除いて、同じ電気特性を持つ。ＤＣＭ１０の２つのキャパシタの静電容量が同一であれば、それらは、同じ対接地インピーダンスを持つ。従って、同じ電流が２つの経路の各々を通って流れ、電流変成器１１１に誘起された起磁力は相互に相殺する。この状況では、電流は電流変成器１１１の２次巻線に誘起されない。

一方、ＣＤＳのキャパシタのそれぞれの静電容量間に差があれば、それらは、大地に対して異なるインピーダンスを持つ。従って、一方の経路を通って、他方の経路よりも多くの電流が流れる。電流の差分の結果として、１次巻線の２つの半分により発生された起磁力はもはや互いに相殺せず、正味の起磁力は対応の電流を電流変成器の２次巻線に誘起する。

図７，８を参照する。図７，８は、電流変成器１１１の１次巻線で誘起された起磁力を表す線図である。図７には、センサのキャパシタの静電容量の差がない状態を示す。従って、１次巻線の各々または各半分を通る電流は同じであり、１次巻線の各々または各半分に対応する起磁力１３１，１３２は、同じ大きさを持つ。１次巻線の各々に対応する起磁力が、その他と反対の極性を持つので、それらは互いに相殺し、その結果、零である正味の起磁力１３３を発生する。

図８には、一方のキャパシタの静電容量が他方のキャパシタの静電容量とわずかに異なる状態を示す。高い静電容量を持つキャパシタは、低いインピーダンスを持ち、従って、一方のキャパシタに、他方のキャパシタよりも多くの電流を流すことができる。同様に、対応の１次巻線を通って流れる電流は、残りの１次巻線を通って流れる電流より大きい。従って、１次巻線は、大きい起磁力１４１を電流変成器内に発生する。この起磁力は、残りの１次巻線の起磁力１４２と結合されと、その結果が、最初の１次巻線の起磁力と同位相である正味の起磁力１４３になる。この正味の起磁力は、電荷増幅器により増幅され、次に、センサの差分静電容量を示す信号を発生するように処理できる電流を２次巻線に誘起する。

（電荷増幅器）
電流変成器１１１の２次巻線は、電荷増幅器１１２の低インピーダンスの加算ノードに接続されている。このことは、電流変成器の１次巻線に低インピーダンスを生じさせる。一実施形態では、このインピーダンスは励磁電圧の周波数で１００オームよりも少ない。また、増幅器の加算ノードへの結合は、比較的安定した負荷の利益をもたらし、このことは次に、ダイナミックに安定した回路の利益をもたらす。

電流変成器の２次巻線に誘起された電流は実質的に、単位時間当たりの電荷、またはクーロン／秒である。励磁周波数では、電荷増幅器１１２は電荷を蓄積し、対応の電圧を出力する。電荷増幅器１１２は積算器に類似し、幾つかの実施形態では、電荷増幅器１１２を積算器技術により置き換えることができる。この実施形態では、電荷増幅器１１２の出力は、センサに伝達され、かつセンサから伝達される電荷に対応する。このことは、回復された信号が励磁源と同位相である（図６に示すように、電荷増幅器１１２の基準を励磁電圧とする）ように行われる。そうでなければ、２つの信号は９０°の位相の不一致となる。

（コモンモード変成器）
上述したように、電荷増幅器１１２の出力は励磁電圧を含む。これを除去して電荷増幅器の実際の出力を決定しなければならない。従って、電荷増幅器の出力はコモンモード変成器１１３の巻線の１つを通過される。変成器の他の巻線は励磁電圧源１１０と大地との間に接続されている。コモンモード変成器１１３への励磁電圧の結合により生じたＥＭＦは信号から励磁電圧を効果的に相殺し、電流変成器１１１の２次巻線に誘起された電流から生じた信号の成分のみを残す。また、コモンモード変成器は、励磁源１１０からの励磁電圧を電荷増幅器の電源電圧「Ｂ＋」，「Ｂ−」上に重ねるように作用する。他の実施形態では、コモンモード変成器を電源増幅器と、高コモンモード除去比を特徴とする増幅器とにより置き換えることができることに留意すべきである。

（同期検出器）
最後に、同期検出器１１４はコモンモード変成器１１３に結合されている。同期検出器１１４は電荷増幅器１１２と同じ巻線に結合され、その結果、大地に対する電荷増幅器の出力の時間変化成分を受信する。同期検出器１１４はこの信号成分を、（ＣＤＳの場合、２つのキャパシタの異なる静電容量に依存する）センサの２つの回路間の電流の差分を示すＤＣレベルに変換する。

（他の実施形態）
ＣＤＳ（静電容量型ダイアフラムセンサ）を参照して上記に電気インターフェースの実施形態を説明したが、他のセンサまたは回路対と用いることを目的とする実施形態があることに留意すべきである。例えば、圧力計ダイアフラム以外の素子（すなわち、無加圧の位置センサ）の位置のわずかな変化を測定するように構築された容量性センサに対するインターフェースに一実施形態を設計できる。同様に、回路対を容量性回路に限定する必要はなく、それらを誘導性とすることができ、それらを抵抗性とすることができ、あるいは、それらは、複数の回路部品から生じる複素インピーダンスを持つことができる。これら及びその他のこのような変形形態は、この開示の範囲内にあると考えられる。

上記に示したように、図６に記述した電流変成器はセンタータップ付き変成器である。センタータップ付き変成器の代わりに用いることができる別の種類の変成器は、２つの分離した１次巻線を持つ変成器である。このような電流変成器の一例を示す図９を参照する。この変成器はトロイダル磁気コア１５０を組み入れ、トロイダル磁気コア１５０の周りには、３つのワイヤ１５１，１５２，１５３の組が巻きつけられている。上記に説明した電流変成器と全く同様に、この変成器はしっかりと結合されている。２つのワイヤ（例えば、１５１，１５２）は変成器の１次巻線として用いられ、一方、第３のワイヤ（例えば、１５３）は２次巻線として用いられている。１次巻線に正反対の起磁力を誘起させたいので、励磁電圧源は左側端子で１次巻線の一方に接続され、右側端子で他方の１次巻線に接続されている。例えば、励磁電圧源を端子１，６に接続でき、一方、センサリードを端子２，５に接続できる。

一実施形態では、コモンモード変成器もトロイダル磁気コアの周りに設計されている。コモンモード変成器は電流変成器と磁束鎖交を経験する可能性があるので（逆の場合も同じである）、インターフェースの設計は、２つの変成器間に結果として生じた干渉が最小限に抑えられるようにする必要がある。従来通りに、このことは、変成器間に遮蔽を設けることにより達成される。通常、遮蔽の使用は、インターフェースパッケージ（または、インターフェースがそれに統合されていれば、センサパッケージ）の寸法を増大させる。トロイダル設計の２つの変成器が本発明のインターフェースで用いられる場合、変成器を互いに適切に方向付けることにより遮蔽の必要性を最小限に抑える、あるいは、回避することができる。特に、２つのトロイダル変成器の対称の軸が相互に直角であるように変成器を方向付ける必要がある。

本発明により提供できる利益及び利点は、特定の実施形態に関して上述した。これら利益及び利点と、それらを生じさせることができる、または、より明白になる要素または限度とは、請求項のいずれか、またはすべての重大で、必須のまたは不可欠な特徴として構築されているものではない。ここに用いたように、「具える」なる表現、または、その他の変形形態は、これら表現に付随する要素または限度を非排他的に含むものと解釈されるように意図されている。従って、要素のリストを具える処理、方法、物品または装置はこれら要素のみを含むのではなく、はっきりとリストされていない他の要素、あるいは、請求の範囲に記載された処理、方法、物品または装置に内在する他の要素を含むことができる。

特定の実施形態を参照して本発明を説明したが、実施形態が例示であり、本発明の範囲がこれら実施形態に限定されないものと理解すべきである。上述した実施形態に対して多くの修正、追加及び改善が可能である。これら変形、修正、追加及び改善は、以下の請求の範囲内で詳細に述べる本発明の範囲内にあると考えられる。

図１は、静電容量型ダイアフラムセンサに対する電気インターフェース用の均衡のとれたダイオードトポロジーを示す線図である。 図２は、静電容量型ダイアフラムセンサに対する電気インターフェース用の、ガードされた２次変圧器に基づくブリッジトポロジーを示す線図である。 図３は、静電容量型ダイアフラムセンサに対する電気インターフェース用の整合された基準‐キャパシタブリッジトポロジーを示す線図である。 図４は、一実施形態の静電容量型ダイアフラムセンサの一般構造を示す線図である。 図５は、一実施形態の静電容量型ダイアフラムセンサの電気構造を示す線図である。 図６は、本発明の一実施形態による電気インターフェースの設計を示す線図である。 図７は、一実施形態の電流変成器の１次巻線で誘起された起磁力を示す線図である。 図８は、一実施形態の電流変成器の１次巻線で誘起された起磁力を示す線図である。 図９は、一実施形態で用いるようにトロイダルコア及び２つの１次巻線を持つ電流変成器を示す線図である。

Claims (7)

1. 静電容量型ダイアフラムセンサ（ＣＤＳ）用のインターフェースであって、このインターフェースが、
   前記ＣＤＳのポートに結合された少なくとも１つの１次巻線を持つ差分用電流変成器と、
   この電流変成器の２次巻線に結合され、この電流変成器の２次巻線で誘起された信号を増幅するように形成された電荷増幅器と、
   前記電流変成器及び前記増幅器の周りに配置された導電性遮蔽構造体と、
   前記電荷増幅器から増幅された信号を受信するように結合された第１巻線を持つコモンモード変成器と、
   前記電流変成器の前記１次巻線に結合され、励磁電圧を前記ポートに供給するように形成されるとともに、前記コモンモード変成器の第２巻線と前記遮蔽構造体に結合された励磁電圧源と、
   前記コモンモード変成器の前記第１巻線に結合され、前記ＣＤＳの差分静電容量に対応する信号電圧を発生するように形成された同期検出器と
   を具えるインターフェース。
2. 請求項１に記載のインターフェースであって、前記電流変成器が２つの１次巻線を持ち、これら１次巻線の各々が、前記励磁電圧源と静電容量型ダイアフラムセンサの対応の容量性回路との間に結合されたインターフェース。
3. 請求項１に記載のインターフェースであって、前記遮蔽構造体が更に、前記インターフェースと静電容量型ダイアフラムセンサとの間のリード対の周りに導電性スリーブを具えるインターフェース。
4. 請求項１に記載のインターフェースであって、前記電流変成器がトロイダルコアを持つインターフェース。
5. 請求項１に記載のインターフェースであって、前記コモンモード変成器がトロイダルコアを持つインターフェース。
6. 請求項１に記載のインターフェースであって、前記電流変成器及びコモンモード変成器の双方がトロイダルコアを持ち、前記電流変成器及びコモンモード変成器の対称の軸線が相互に直角であるインターフェース。
7. 請求項１に記載のインターフェースであって、前記励磁電圧源が、正弦波電圧を発生するように形成されているインターフェース。

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