JP4510781B2 - ガスセンサのインターフェース装置、ガスセンサシステム - Google Patents

Description

本発明は、被測定ガス中の特定ガス成分（例えば、酸素）の濃度に対応して出力されるガスセンサの電流出力をインターフェースする、ガスセンサのインターフェース装置およびこのようなインターフェース装置を有するガスセンサシステムに関する。

自動車の排気ガス規制は年々厳しくなっており、これに伴い内燃機関の精密な空燃比制御が求められ、排気ガスセンサや制御装置にもより高い精度が要求されている。一般に、現在多くのガソリン自動車で用いられている三元触媒を用いた内燃機関では、理論空燃比で運転されている場合が最も触媒の効率がよく、有害な排気ガスの浄化効率が高い。よって、いかに理論空燃比に対しずれなく制御できるかが、低公害な排気ガスとする上での鍵となっている。

このような制御のため用いられる排気ガスセンサとしては、一般に、排気ガス中の酸素濃度（空燃比におけるリッチ／リーンに対応する）に対応して２値的なセンシング出力を発するもの（λセンサ）と、酸素濃度の広い範囲に渡ってある程度のリニアリティを保ってセンシング出力を発するもの（全領域酸素センサ）とがある。後者を用いた空燃比制御の方が、精度の高い制御が可能である。さらに、後者の排気ガスセンサを用いることで、空燃比を理論空燃比近傍でフィードバック制御するストイキ燃焼制御以外に、空燃比を所定のリーン領域でフィードバック制御するリーン燃焼制御等を精度よく行うことも可能となる。

全領域酸素センサでは、一般に、排気ガス中の酸素濃度に対応した電流信号としてセンシング出力がされる。そのため、ガスセンサのインターフェース装置では、その初段で電流の値の検出がなされる。電流検出部の具体例として、下記特許文献１、２に開示のものがある。これらの文献に開示された技術では、ガスセンサからの出力電流を抵抗器に流し、この抵抗器の両端電位差を差動増幅して出力電流に対応した電圧を得ている。
特開平１−１５２３５６号公報 特開２００４−２０５４８８号公報

上記のような差動増幅を行う回路（差動増幅部）は、回路中の素子の特性ばらつきやさらにその温度特性などによって回路としての特性変動が避けられない。したがって、空燃比制御を精度よく行うためにはこのような要因による影響も排除する必要がでてくる。また、上記の差動増幅部の特性変動を補正するにあたっては、排気ガスセンサの駆動中（活性中）に差動増幅部のオフセット電圧を検出することが考えられるが、オフセット電圧を検出するためには排気ガスセンサからの出力電流が検出抵抗器に流れないようし、差動増幅部の反転入力端子と非反転入力端子とを同電位にする必要がある。そこで、排気ガスセンサの駆動中に、例えば排気ガスセンサを強制的に非活性の状態にしてその駆動を中断し、検出抵抗器に出力電流が流れないようにすることができるが、そうすると排気ガスセンサを再び活性の状態に戻して駆動させるまでに時間を要するため、精密な空燃比制御をもたらすことができない恐れがある。そのため、排気ガスセンサの駆動中に、その駆動を中断させないように上記差動増幅部の特性変動を補正する手法が望まれる。

本発明は、上記した事情を考慮してなされたもので、ガスセンサに対してその出力（電流信号）のインターフェースを行うインターフェース装置において、被測定ガスの特定ガス成分の濃度に精度よく対応した出力を得ることが可能なガスセンサのインターフェース装置およびそのようなインターフェース装置を有するガスセンサシステムを提供することを目的とする。

上記の課題を解決するため、本発明に係るガスセンサのインターフェース装置は、ガスセンサから出力される特定ガス成分の濃度に対応した電流が流され得る検出抵抗器と、前記検出抵抗器の一端の電圧を伝送するか伝送しないか切り替える第１のスイッチング部と、前記第１のスイッチング部が伝送の状態に切り替えられているときの、前記第１のスイッチング部を介した前記一端の電圧を第１の極性側の入力電圧とし、前記検出抵抗器の他端の電圧を前記第１の極性と逆極性の第２の極性の側の入力電圧として差動増幅する差動増幅部と、前記第１のスイッチング部が非伝送の状態に切り替えられているときにオン状態にすることが可能とされ、かつ該オン状態において前記差動増幅部の前記第１の極性側と前記第２の極性側とを導通させる第２のスイッチング部とを具備することを特徴とする。

この構成では、第１のスイッチング部が伝送の状態でかつ第２のスイッチング部がオフ状態において、通常の電流検出がなされてガスセンサの出力電流（電流信号）に対応する電圧が差動増幅部の出力に得られる。また、第１のスイッチング部が非伝送でかつ第２のスイッチング部がオン状態においては、ガスセンサの出力電流とは無関係に、差動増幅部のオフセット（オフセット電圧）をその出力に得ることができる。これは、第１のスイッチング部を非伝送の状態に切り替えることで、差動増幅部から見た検出抵抗器を含めたガスセンサ側のインピーダンスがハイインピーダンスとなる（すなわち、検出抵抗器と差動増幅部とが電気的に遮断される。）一方で、差動増幅部の第１の極性の入力と第２の極性の入力とが第２のスイッチング部により導通されるからである。このようにして、差動増幅部からの出力電圧がオフセット電圧として得られる。

このようにして得られたオフセット電圧を、通常（ガスセンサが駆動されている最中）の電流検出時における差動増幅部の出力に対して勘案する（より具体的には、電流検出時の差動増幅部の出力からオフセット電圧を減じる）ことで、差動増幅部を構成する素子の特性ばらつきやさらにその温度特性などによる特性変動の影響を排除した特定ガス成分の濃度に対応した信号（出力）を得ることができる。よって、被測定ガスの特定ガス濃度に精度よく対応した出力を得ることができる。

とりわけ、本発明のガスセンサのインターフェース装置によれば、ガスセンサからの出力電流が流れる検出抵抗器の一端の電圧を伝送するか伝送しないか切り替える第１のスイッチング部が差動増幅部の前段に設けられることを特定している。そして、差動増幅部のオフセット電圧を得る際には、第１のスイッチング部を非伝送の状態としつつ、第２のスイッチング部によって差動増幅部の第１の極性側と第２の極性側とを導通させるようにしたので、ガスセンサの駆動を中断せずに、差動増幅部のオフセット電圧を得ることができる。なお、差動増幅部のオフセット電圧を取得するタイミングとしては、後述するように定期的に取得するようにしてもよいし、任意のタイミング（例えば、フューエルカット時）に取得するようにしてもよい。

本発明のガスセンサのインターフェース装置によれば、差動増幅部の特性変動の影響を排除した形で特性ガス成分の濃度に対応した信号（出力）を得ることが可能となる。

本発明の実施態様として、前記第１のスイッチング部が非伝送の状態に切り替えられているときかつ前記第２のスイッチング部がオン状態にあるときの前記差動増幅部の出力をオフセット電圧として記憶するオフセット電圧記憶部と、前記第１のスイッチング部が伝送の状態に切り替えられているときかつ前記第２のスイッチング部がオフ状態にあるときに前記差動増幅部が出力する電圧から前記記憶されたオフセット電圧を減じる減算部とをさらに具備する、としてもよい。インターフェース装置としての機能性を増進させたものである。

また、実施態様として、前記検出抵抗器の前記他端の電圧を伝送するか伝送しないか切り替える第３のスイッチング部をさらに具備し、前記第３のスイッチング部が、前記第１のスイッチング部の伝送、被伝送の状態に同期して、伝送、非伝送の状態が切り替えられ、前記差動増幅部が、前記第３のスイッチング部を介した前記検出抵抗器の前記他端の電圧を、前記第２の極性の側の入力電圧とする、としてもよい。検出抵抗器の他端と差動増幅部との間に、第１のスイッチング部と同期して作動する第３のスイッチン部を設置することで、第１および第３のスイッチング部が非伝送でかつ第２のスイッチング部がオン状態において、差動増幅部のオフセット（オフセット電圧）をその出力に精度よく得ることができる。

さらに、実施態様として、定期的に、前記第１のスイッチング部を非伝送の状態に切り替えかつ前記第２のスイッチング部をオン状態に制御するキャリブレーション指示信号発生部をさらに具備する、としてもよい。このような定期的なキャリブレーション指示信号を発生させることで、温度などの環境の変化にも追従して被測定ガスの特定ガス成分の濃度に精度よく対応した出力を得ることができる。この結果、より精度の高い空燃比制御が可能になる。

また、実施態様として、前記検出抵抗器の一端と前記第１のスイッチング部との間に挿入接続されたバッファ回路をさらに具備し、前記バッファ回路が、演算増幅回路を用いたボルテージフォロア回路からなり、該演算増幅回路が、第１の電源電圧供給端子から供給される電圧で動作する入力段回路と第２の電源電圧供給端子から供給される電圧で動作する出力段回路とを有し、該第１の電源電圧供給端子が該第２の電源電圧供給端子と別個にされている、とすることができる。

このような構成によれば、検出抵抗器の一端に異常な電圧が発生した場合（例えばバッテリ電圧にショートした場合）に、オフ状態の第２のスイッチング部の両端子間に想定外の高電圧が印加される事態を回避することが可能になる。すなわち、例えば上記ショート時にバッファ回路の出力電圧を、第２の電源電圧供給端子に供給の電圧により抑制することができる。よって第２のスイッチング部の破壊を効果的に防止できる。

または、実施態様として、前記検出抵抗器の一端と前記第１のスイッチング部との間に挿入接続されたバッファ回路をさらに具備し、前記バッファ回路が、演算増幅回路を用いたボルテージフォロア回路からなり、該演算増幅回路が、入力段回路と出力段回路とを有し、該出力段回路が、該出力段回路の出力を一定値以下の電圧に保つリミット回路部を備える、としてもよい。

このような構成によっても、検出抵抗器の一端に異常な電圧が発生した場合（例えばバッテリ電圧にショートした場合）に、オフ状態の第２のスイッチング部の両端子間に想定外の高電圧が印加される事態を回避することが可能になる。すなわち、例えば上記ショート時にバッファ回路の出力電圧を、一定値の上記電圧により抑制することができる。よって第２のスイッチング部の破壊を効果的に防止できる。

以上を踏まえ、以下では本発明の実施形態を図面を参照しながら説明する。図１は、本発明の一実施形態に係るインターフェース装置を全領域酸素センサと接続した態様を示す回路・ブロック図である。

図１に示すように、全領域酸素センサ１に、インターフェース装置としてのガスセンサ制御回路４が接続される。固体電解質を用いて構成される全領域酸素センサ１には、これを活性状態に加熱するため、ヒータ電源３により駆動されるヒータ２が近傍に設けられる。ガスセンサ制御回路４は、全領域酸素センサ１を制御するとともに、排気ガス中の酸素濃度（空燃比）に応じた出力信号をエンジンコントロールユニット（以下、ＥＣＵ）８５に出力する回路であり、ＥＣＵ８５は、出力信号に基づいて酸素濃度（空燃比）を求め、エンジン（例えば、ガソリンエンジン）の空燃比制御を行うものである。図１では、全領域酸素センサ１のインターフェース装置としての態様が示される範囲で示されており、通常、図示以外の構成も有するが、その点は公知であるため省略している。

全領域酸素センサ１は、遮蔽板１０、固体電解質１１、一対の多孔質電極１２、１３、酸素基準室１４、固体電解質１５、別の一対の多孔質電極１６、１７、ガス拡散質１８、ガス検出室１９を有する。

遮蔽板１０の一方の面に隣接して酸素基準室１４が位置し、酸素基準室１４を挟んでその反対側に固体電解質１１が位置し、さらに、固体電解質１１を挟んでその反対側に多孔質のガス拡散質１８およびガス検出室１９が位置し、さらに、ガス拡散質１８およびガス検出室１９を挟んでその反対側に固体電解質１５が位置している。固体電解質１１の両面には一対の多孔質電極１２、１３が設けられ、固体電解質１５の両面には一対の多孔質電極１６、１７が設けられている。

固体電解質１１、１５は、例えばジルコニア（ＺｒＯ_２）からなり、ヒータにより加熱され活性状態になると内部インピーダンスが小さくなりかつ酸素イオンが移動可能になるという所期の性質を呈する。固体電解質１１とその両面の多孔質電極１２、１３は起電力セルと呼ばれ、多孔質電極１２から多孔質電極１３の方向に微弱な起電力セル電流（例えば１５μＡ）が、ガスセンサ制御回路４に設けられた起電力セル電流供給電流源４０により流される。より詳細には、起電力セル電流は、起電力セル電流供給電流源４０、起電力セルの電流路で流される。これにより、ガス検出室１９から酸素基準室１４に固体電解質１１を介して酸素が移動し、酸素基準室１４が基準の酸素溜まりとなる。このようにして固体電解質１１の両面の酸素濃度が異なると、多孔質電極１２、１３間には起電力が発生する。

この起電力は、固体電解質１１の性質から、ガス検出室１９の酸素濃度が理論空燃比に対応したものである場合に約４５０ｍＶとなり、濃度がそれから外れると上下電圧で飽和する特性を呈する。

ガス検出室１９は、ガス拡散質１８を介して排気ガス（被測定ガス）の供給空間と隔てられているが、排気ガスが拡散することによりガス検出室１９内に導入される。

固体電解質１５とその両面の多孔質電極１６、１７はポンプセルと呼ばれ、それらの電極１６、１７間には、ポンプセル電流（Ｉｐ）が、ＰＩＤ制御回路４４、アンプ４６により流される。ここでアンプ４６は、端子４ｂの電圧を３．６Ｖ（＝仮想グラウンド）に保つために設けられている。

ポンプセル電流（Ｉｐ）について具体的には、起電力セルの出力電圧（発生電圧）が、演算増幅回路４３によるバッファ、抵抗４７を介してＰＩＤ制御回路４４に入力されると、ＰＩＤ制御回路４４にて、制御目標電圧４５０ｍＶ（＝制御目標電圧源４２の電圧。この電圧は演算増幅回路４８によるバッファ、抵抗４９を介してＰＩＤ制御回路４４に導かれている。）と起電力セルの出力電圧との偏差量ΔＶｓが演算される。この偏差量ΔＶｓに基づきＰＩＤ制御回路４４から電流が抵抗４５を介してポンプセルに流し込まれ（またはポンプセルから電流を引き出し）、これにより、ポンプセル電流が多孔質電極１６、１７間に流れる。ポンプセルにポンプセル電流が流れると、その向きにより、排気ガスの供給空間とガス検出室１９との間に酸素の移動が固体電解質１５を介して生じる。

この酸素の移動は、上記説明からわかるように、ガス検出室１９の酸素濃度が理論空燃比に対応したものになるようにいずれかの方向になされる。このことから、排気ガスの供給空間の酸素濃度が理論空燃比に対応したものであれば、固体電解質１５での酸素移動は必要なく、よってポンプセル電流はゼロになる。排気ガスの供給空間の酸素濃度が理論空燃比から外れるとそれに応じてポンプセル電流がいずれかの方向に流れる。よって、このポンプセル電流は、排気ガスの供給空間の酸素濃度に応じたものになっている。したがって、この電流を検出することにより、排気ガスの酸素濃度をその広い範囲に渡って測定することができる。

ガスセンサ制御回路４は、入出力端子４ａ、４ｂ、４ｃを有して全領域酸素センサ１と電気的に接続されている。起電力セル電流供給電流源４０、ＰＩＤ制御回路４４、アンプ４６、演算増幅回路４３、４８、抵抗４７、４９の各機能については、上記と重複するので説明省略するが、これらは上記のように全領域酸素センサ１を制御するガスセンサ制御部として機能している。

接続関係をおさらいすると、図１に示すように、アンプ４６は、反転入力端子にＰＩＤ制御回路４４の出力側が検出抵抗４５を介して接続され、非反転入力端子には基準電圧３．６Ｖが印加され、また出力端子は入出力端子４ｃに接続されている。また、ＰＩＤ制御回路４４の入力側は、抵抗４７、演算増幅回路４３を介して入出力端子４ａに接続され、出力側は、ポンプセル電流検出抵抗４５を介してアンプ４６の反転入力端子に接続される。また、制御目標電圧源４２は、ポンプ電流を制御する制御目標となる電圧（４５０ｍＶ）を、演算増幅回路４８、抵抗４９を介してＰＩＤ制御回路４４に供給する。そして、ガスセンサ制御回路４では、ポンプセル電流（Ｉｐ）の検出が、ＰＩＤ制御回路４４の出力側に直列に挿入され、一端が入出力端子４ｂに接続されたポンプセル電流検出抵抗４５を用いてなされる。

この実施形態では、ポンプセル電流検出抵抗４５の両端電圧を検出するため、図示するように、ポンプセル電流検出回路５０Ａと同５０Ｂの２チャンネルの検出回路を有する。これらの検出回路５０Ａ、５０Ｂは、定数など細かい条件を除き同じ構成とすることができる。なお、検出回路５０Ａ、５０Ｂは、異なる増幅率に設定されており、検出回路５０Ａは、酸素濃度の全検出範囲に対応する広範囲出力を増幅率ａで増幅して出力するものであり、また検出回路５０Ｂは、理論空燃比近傍の検出範囲（酸素濃度の特定検出範囲）に対応する狭範囲出力を増幅率ｂで増幅して出力するものであり、ａ＜ｂの関係を有している。

代表してポンプセル電流検出回路５０Ａについて述べると、演算増幅回路５１、５２、スイッチ（第１のスイッチング部）５３、５４、スイッチ（第２のスイッチング部）５５、抵抗５６、５７、５８、５９、演算増幅回路６０、検出基準電圧源６１、演算増幅回路６２を有する。

演算増幅回路５１、５２は、ポンプセル電流検出抵抗４５のそれぞれの端子の電圧をバッファリングして次段のスイッチ５３、５４に導くものである。このため、演算増幅回路５１、５２は、ボルテージフォロワ回路として使用する。スイッチ５３、５４は、通常時（全領域酸素センサの駆動時、より詳細には活性状態の時）にオン状態（電圧の伝送される状態）にされ、キャリブレーション時（後述する）にオフ状態にされる。スイッチ５３、５４の後段（出力側）のスイッチ５５は、逆に、通常時にオフ状態にされ、キャリブレーション時にオン状態にされる。なお、スイッチ５３、５４、５５は半導体素子により構成されている。

スイッチ５３、５４の後段の抵抗５６、５７、５８、５９と演算増幅回路６０とは、差動増幅部を構成するものである。すなわち抵抗５６の一端は一方の極の入力端子であり、抵抗５７の一端は他方の極の入力端子である。一方の極からの増幅率は抵抗５８／抵抗５６で規定され、他方の極からの増幅率は抵抗５９／抵抗５７で規定される。これらは通常同一の増幅率にされる。検出基準電圧源６１と演算増幅回路６２とは、上記差動増幅部の出力すなわちポンプセル電流検出回路５０Ａとしての出力の基準電圧を規定するものであり、検出基準電圧源６１の電圧がポンプセル電流検出回路５０Ａとしての出力基準電圧になる。上記の増幅率や出力基準電圧は、次段で処理される内容に応じて、適宜、設計（設定）することができる。ポンプセル電流検出回路５０Ａの出力には、ポンプセル電流の値に応じた電圧が、検出基準電圧源６１の電圧を基準として出力される。

ポンプセル電流検出回路５０Ａ、５０Ｂの出力は、それぞれ、ＥＣＵ８５のＡＤ変換回路７１Ａ、７１Ｂに供給されて、ディジタル信号に変換される。変換で得られた信号は、それぞれ、減算部７３Ａ、７３Ｂに導かれて、オフセット電圧を減じることによりオフセット電圧の補正がなされる。減算部７３Ａ、７３Ｂの出力は、それぞれ、ディジタル信号としての排気ガスの酸素濃度測定出力となる。この後は図示しないが、この測定出力に基づき空燃比の値が算出され、この値がフィードバックされて燃料供給がＥＣＵ８５自身にて制御され空燃比制御がなされる。

以上の説明からわかるように、全領域酸素センサ１のインターフェース装置の一部であるポンプセル電流検出回路５０Ａ、５０Ｂは、被測定ガス（排気ガス）中の酸素濃度に精度よく対応した出力を得ることが重要である。ポンプセル電流検出回路５０Ａ、５０Ｂの特性のばらつきや変動要因には、回路中の素子の特性ばらつきやさらにその温度特性などがある。

そこで、この実施形態では、このような特性のばらつきや変動を吸収するためキャリブレーションが可能に構成されている。キャリブレーション動作は以下のようになされる。まず、キャリブレーション指示信号発生部８１がキャリブレーション指示信号を発生して、これをポンプセル電流検出回路５０Ａ（５０Ｂ）のスイッチ５３、５４、５５に供給する。スイッチ５３およびスイッチ５４と、スイッチ５５とはインバータ８２により反転した指示信号が与えられ、この結果、キャリブレーション時においてスイッチ５３、５４がオフ状態、スイッチ５５がオン状態になる（全領域酸素センサの駆動時（活性時）は図示するようにスイッチ５３、５４がオン状態、スイッチ５５がオフ状態）。

これにより、抵抗５６、５７、５８、５９と演算増幅回路６０とからなる差動増幅部の両極入力がスイッチ５５により導通されるので、これから以降のオフセットがポンプセル電流検出回路５０Ａ（５０Ｂ）の出力に発生する。この出力は、ＡＤ変換回路７１Ａ（７１Ｂ）でディジタル信号に変換されさらにオフセット電圧記憶部７２Ａ（７２Ｂ）に記憶される。この記憶動作は、キャリブレーション指示信号発生部８１からの指示によっている。

なお、この実施形態では、キャリブレーション時にスイッチ５３、５４がオフ状態とされることで、差動増幅部（６０、５６、５７、５８、５９にて構成）から見てその前段の回路のインピーダンスは、ハイインピーダンスとなるため、ポンプセル電流検出抵抗４５の両端電圧は上記差動増幅部に伝送されなくなる。つまり、この実施形態では、キャリブレーション時にスイッチ５３、５４を用いてポンプセル電流検出抵抗４５と上記差動増幅部との電気的な接続が遮断されることになるため、キャリブレーション時にポンプセル電流検出抵抗４５にポンプセル電流が流れていたとしても、ポンプ電流がキャリブレーションに影響を与えることがない。そのため、キャリブレーション時に、ポンプセル電流が流れるのを中断するような処理（例えば、全領域酸素センサ１を強制的に非活性の状態にする処理等）を実行する必要がなく、全領域酸素センサの駆動中に定期的にキャリブレーション（オフセット電圧の補正）を行うことができる。

以上から、キャリブレーションが終わり通常の検出状態に戻ったときには減算部７３Ａ（７３Ｂ）で適切なオフセットの補正がなされる。なお、以上の説明で、ＡＤ変換回路７１Ａ（７１Ｂ）の後段の部分は、マイクロプロセッサを用いたソフト的な処理とすることもできる。

図２は、そのようなソフト的な処理を行う場合の、図１に示したインターフェース装置の動作フローの例を示す流れ図である。

まず、オフセット記憶部７２Ａ（７２Ｂ）に初期値を記憶させる（ステップ９１）。この初期値は、ポンプセル電流検出回路５０Ａ（５０Ｂ）の検出基準電圧源６１の設定電圧値とすることができる。ついで、起電力セルの内部インピーダンスを検出するためにガスセンサ制御回路４を別途設けられるインピーダンス検出回路（不図示）から出力される信号に基づいて全領域酸素センサが活性したか否かを判定する（ステップ９１Ａ）。

このステップ９１Ａにて否定判定される（ステップ９１ＡのＮ）と、全領域酸素センサが活性したと判定されるまでこのステップを繰り返す。そして、このステップ９１Ａにて全領域酸素センサが活性したと判定される（ステップ９１ＡのＹ）と、タイマ（不図示）をスタートさせる（ステップ９２）。その状態で回路を動作させ処理を行ない減算部７３Ａ（７３Ｂ）の出力に検出出力を発生させる（ステップ９３）。そしてタイマが所定時間経過していなければ（ステップ９４のＮ）、得られる２つの検出出力のいずれを用いるかを選択した上で一方の検出出力より排気ガス中の酸素濃度（即ち、空燃比）を算出し空燃比制御を行う（ステップ９５）。以下同様にステップ９３から処理する。

ステップ９４でタイマが所定時間経過していれば、キャリブレーションの処理に移行する。その最初でキャリブレーションフラグを立てる（ステップ９６）。これによりキャリブレーション指示信号がアクティブとなりポンプセル電流検出回路５０Ａ（５０Ｂ）がすでに説明したキャリブレーションの状態となる。なお、「タイマの所定時間」は、どの程度の頻度でキャリブレーションを行うかを決めるもので、例えば５秒程度とすることができる。

ポンプセル電流検出回路５０Ａ（５０Ｂ）がキャリブレーションの状態にされたら、その状態においてオフセット電圧記憶部７２Ａ（７２Ｂ）に供給されているディジタル信号をオフセット電圧記憶部７２Ａ（７２Ｂ）に記憶させて内容を更新する（ステップ９７）。内容更新後、キャリブレーションフラグを解消する（ステップ９８）。これによりポンプセル電流検出回路５０Ａ（５０Ｂ）は通常の状態に戻る。さらにタイマをリスタートさせ（ステップ９９）、ステップ９５から以降の処理に戻る。

図２に示したような処理（定期的なキャリブレーション処理）を行えば、温度などの環境の変化に伴うポンプセル電流検出回路５０Ａ（５０Ｂ）の特性変動にも対応して被測定ガス（排気ガス）中の酸素濃度に精度よく検出できる。なお、以上の実施形態では、ポンプセル電流検出回路５０Ａ（５０Ｂ）のスイッチ５３、５４が連動してオン状態、オフ状態にされているが、その一方のスイッチを設けないとする構成としてもよい。その場合でもその後段の差動増幅部の両極には同一電圧が供給されるのでオフセット電圧の出力を行うことができる。

次に、ポンプセル電流検出回路５０Ａ、５０Ｂ内のひとつの構成要素である演算増幅回路５１、５２について具体例を以下説明する。演算増幅回路５１、５２は、すでに言及したように、ポンプセル電流検出回路５０Ａ（５０Ｂ）の初段にバッファ回路（ボルテージフォロア）として設けられることにより、ポンプセル電流検出抵抗４５に流れる電流に影響を与えることなくその端子電圧を検出回路５０Ａ（５０Ｂ）内に取り込む機能を有するものである。以下で述べる具体例は、演算増幅回路５１、５２に工夫を加えることでガスセンサ制御回路４としての電気的な堅牢性向上を図る。

図３は、図１中に示した演算増幅回路５１（５２）の具体的な一例を示す回路図である。図３中の＋入力、−入力、出力は、それぞれ、非反転入力端子、反転入力端子、出力端子である。この回路では、出力段回路の電源電圧供給端子（Ｖｃｃ２）が入力段回路のそれ（Ｖｃｃ１）と別にされており、これにより、演算増幅回路５１（５２）の出力によりスイッチ５３（５４）を介してスイッチ５５の両端間に過大な電圧が印加されるのを防止するようになっている。

図３に示す演算増幅回路４６は、構成素子として、電流源Ｉ１、トランジスタＱ１〜１７、抵抗Ｒ１、容量Ｃ１を有する。電流源Ｉ１、トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ５、Ｑ１０、Ｑ１１はカレントミラー回路になっており、これによりトランジスタＱ２、Ｑ５、Ｑ１０、Ｑ１１の各コレクタから各素子を介してグラウンドに向かって電流が出力される。このうちトランジスタＱ１１からの電流は、トランジスタＱ１２、Ｑ１３によるカレントミラー回路、さらにトランジスタＱ１４、Ｑ１６によるカレントミラー回路を駆動する。これにより、Ｑ１６はＱ１７からみて負荷となる。

トランジスタＱ３、Ｑ４は、それぞれエミッタフォロアによる−入力と＋入力のバッファ回路である。バッファされた両入力はトランジスタＱ６、Ｑ７からなる差動対に入力される。トランジスタＱ６、Ｑ７からなる差動対の両コレクタ出力は、トランジスタＱ８、Ｑ９からなるカレントミラー回路に導かれ、これによりＱ７、Ｑ９の両コレクタの接続ノードがトランジスタＱ６、Ｑ７からなる差動対の電流出力ノードとなる。この出力電流は、Ｑ１５のベース電流を増減させる。

この出力電流によりＱ１５のベース電流が流れる場合は、そのｈＦＥ倍の電流がそのエミッタに流れ、このエミッタ電流は、抵抗Ｒ１に流れる電流がＱ１７のオン状態においてほぼ一定であることから、Ｑ１７のベース電流を増加させる。これにより、Ｑ１７のコレクタ電圧（＝出力）は、Ｑ１６を負荷として大きく下がろうとする。これが、＋入力＜−入力の場合の動作である。

また、Ｑ７、Ｑ９の両コレクタの接続ノードが電流をプラス方向に出力しない場合は、Ｑ１５にベース電流が供給されずカットオフし、よってＱ１７もカットオフする。これにより、Ｑ１６のコレクタ電圧（＝出力）は、Ｑ１７を負荷として大きく上がろうとする。これが、＋入力＞−入力の場合の動作である。

以上により、出力（トランジスタＱ１６、Ｑ１７の両コレクタの接続ノード）には、−入力と＋入力との差電圧に応じて大きな利得で電圧が発生する。なお、Ｑ１６、Ｑ１７の両コレクタの接続ノードとＱ１５のベースとの間に接続された容量Ｃ１は、位相補償用の容量である。

以上の動作によりこの回路は演算増幅回路として動作し、出力と−入力とがフィードバック接続を有することで−入力と＋入力とはいわゆるイマジナリショートとなり同電位になる。ここでこの演算増幅回路５１（５２）では、Ｖｃｃ２をＶｃｃ１より低い値に設定する。このような演算増幅器５１によれば、演算増幅器５１の出力電圧は高々Ｖｃｃ２に制限されるので、例えば端子４ｂがバッテリ電圧にショートした場合に、このバッテリ電圧が演算増幅回路５１（バッファ回路）、オン状態のスイッチ５３を介してオフ状態のスイッチ５５の一端側に印加されてしまう事態が回避される。

したがって、スイッチ５５の耐圧内にその両端子間の電圧を抑えることができ、電気的な異常が生じた場合にもスイッチ５５の破壊を防止できる。スイッチ５５に、耐圧が１０Ｖ程度しかないＭＯＳ型半導体スイッチを用いる場合に特に好適である。少なくとも端子４ｂに近い演算増幅回路５１にこのような出力電圧リミット機能を設けることが好ましい。演算増幅回路５２にもこの機能を設けてもよい。

図４は、図１中に示した演算増幅回路５１（５２）の別の具体的な例を示す回路図である。図４中の＋入力、−入力、出力は、それぞれ、非反転入力端子、反転入力端子、出力端子である。この回路では、出力段回路にリミット回路部が設けられ、これにより、演算増幅回路５１Ａの出力によりスイッチ５３（５４）を介してスイッチ５５の両端間に過大な電圧が印加されるのを防止するようになっている。

この演算増幅回路５１Ａは、構成素子として、電流源Ｉ１、トランジスタＱ１〜Ｑ１０、Ｑ２１〜Ｑ２７、容量Ｃ１を有する。このうち図３に示した構成要素と同一符号を付したものは同一機能を有する。トランジスタＱ２１は、電流源Ｉ１とトランジスタＱ１とを有するカレントミラー回路の一部である。これにより、Ｑ２１のコレクタからＱ２２、Ｑ２３、Ｑ２４を介してグラウンドに向かって電流が出力される。この構成で、Ｑ２１はＱ２４からみて負荷となる。トランジスタＱ２５、Ｑ２６は出力バッファ回路を兼ねた回路部である。

トランジスタＱ７、Ｑ９の両コレクタ接続ノードの出力電流は、Ｑ２４のベース電流を増減させる。この出力電流が供給されてＱ２４にベース電流が流れる場合は、そのｈＦＥ倍の電流がそのエミッタに流れ、これにより、Ｑ２４のコレクタ電圧は、Ｑ２１を負荷として大きく下がろうとする。これが、＋入力＜−入力の場合の動作である。また、Ｑ７、Ｑ９の両コレクタの接続ノードが電流をプラス方向に出力しない場合は、Ｑ２４にベース電流が供給されずカットオフする。これにより、Ｑ２１のコレクタ電圧は、Ｑ２４を負荷として大きく上がろうとする。これが、＋入力＞−入力の場合の動作である。

以上により、出力（トランジスタＱ２５、Ｑ２６の両エミッタの接続ノード）には、−入力と＋入力との差電圧に応じて大きな利得で電圧が発生する。なお、Ｑ２５、Ｑ２６の両エミッタの接続ノードとＱ２４のベースとの間に接続された容量Ｃ１は、位相補償用の容量である。

ここで、Ｑ２５、Ｑ２６の両エミッタの接続ノードがトランジスタＱ２７のベース電圧（Ｖｌ＝リミット電圧）より大きくなろうとすると、Ｑ２５のベース電位がＶｌ＋Ｖｂｅより大きくなることができない（∵Ｑ２７がオンする）ため、Ｑ２５はオフしてしまう。したがって、Ｑ２５、Ｑ２６の両エミッタの接続ノードはほぼＶｌが上限電圧となる。すなわち、ここでＱ２７はリミット回路部として動作している。

このような演算増幅器５１Ａによれば、演算増幅器５１Ａの出力電圧は高々Ｖｌに制限されるので、例えば端子４ｂがバッテリ電圧にショートした場合に、このバッテリ電圧が演算増幅回路５１Ａ（バッファ回路）、オン状態のスイッチ５３を介してオフ状態のスイッチ５５の一端側に印加されてしまう事態が回避される。したがって、スイッチ５５の耐圧内にその両端子間の電圧を抑えることができ、電気的な異常が生じた場合にもスイッチ５５の破壊を防止できる。

図５は、図１中に示した演算増幅回路５１のさらに別の具体的な例を示す回路図である。図５中の＋入力、−入力、出力は、それぞれ、非反転入力端子、反転入力端子、出力端子である。この回路も、出力段回路にリミット回路部が設けられ、これにより、演算増幅回路５１Ａの出力によりスイッチ５３（５４）を介してスイッチ５５の両端間に過大な電圧が印加されるのを防止するようになっている。

この演算増幅回路５１Ｂは、構成素子として、電流源Ｉ１、トランジスタＱ１〜Ｑ１３、Ｑ３１〜Ｑ３５、容量Ｃ１、抵抗Ｒ２を有する。このうち図３に示した構成要素と同一符号を付したものは同一機能を有する。Ｑ１３のコレクタにはＱ３２とＱ３３とからなるカレントミラー回路が接続されている。ここでＱ３２、Ｑ３３の両エミッタはトランジスタＱ３１のエミッタに接続されており、その電圧はＶｃｃ１からリミット電圧Ｖｌに降圧された電圧である。すなわち、トランジスタＱ３５のベースに印加されたリミット電圧Ｖｌにより、そのエミッタ電圧はＶｌ＋Ｖｂｅとなり、さらにＱ３１のエミッタ電圧はＶｌとなる。

Ｑ７、Ｑ９の両コレクタ接続ノードの出力電流は、Ｑ３４のベース電流を増減させる。この出力電流が供給されてＱ３４にベース電流が流れる場合は、そのｈＦＥ倍の電流がそのエミッタに流れ、これにより、Ｑ３４のコレクタ電圧（＝出力）は、Ｑ３３を負荷として大きく下がろうとする。これが、＋入力＜−入力の場合の動作である。また、Ｑ７、Ｑ９の両コレクタの接続ノードが電流をプラス方向に出力しない場合は、Ｑ３４にベース電流が供給されずカットオフする。これにより、Ｑ３３のコレクタ電圧（＝出力）は、Ｑ３４を負荷として大きく上がろうとする。これが、＋入力＞−入力の場合の動作である。

以上により、トランジスタＱ３３、Ｑ３４の両エミッタの接続ノードには−入力と＋入力との差電圧に応じて大きな利得で電圧が発生する。なお、Ｑ３３、Ｑ３４の両エミッタの接続ノードとＱ３４のベースとの間に接続された容量Ｃ１は、位相補償用の容量である。

以上の動作によりこの回路は演算増幅回路として動作すると同時に、出力にはリミット電圧Ｖｌの制限が課されている。すなわち、トランジスタＱ３５、Ｑ３１、Ｒ２がリミット回路部として動作している。このような演算増幅器５１Ｂによれば、演算増幅器５１Ｂの出力電圧は高々Ｖｌに制限されるので、例えば端子４ｂがバッテリ電圧にショートした場合に、このバッテリ電圧が演算増幅回路５１Ｂ（バッファ回路）、オン状態のスイッチ５３を介してオフ状態のスイッチ５５の一端側に印加されてしまう事態が回避される。したがって、スイッチ５５の耐圧内にその両端子間の電圧を抑えることができ、電気的な異常が生じた場合にもスイッチ５５の破壊を防止できる。

図４、図５に示したような電源を２つに分けない回路によれば、出力段回路用のＶｃｃ２を必要としないのでその電流出力能力などに影響されない回路構成とすることができる。Ｖｃｃ２として必要な低電圧は、通常、バッテリー電圧を降圧して発生させるが、現実のアプリケーションではあまり電流容量がない場合も多い。

以上、本発明を実施形態に即して説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で、適宜変更して適用できることはいうまでもない。例えば、上記実施形態では、センサとしてポンプセルと起電力セルを有する２セルタイプのセンサを例に示した。しかし、本発明を、他の形態（例えばポンプセルを含む３セル以上）のセンサに利用することもできる。また、いわゆる限界電流方式で制御する１セルタイプのガスセンサに接続されるインターフェース装置に本発明を適用することもできる。

本発明の一実施形態に係るインターフェース装置を全領域酸素センサと接続した態様を示す回路・ブロック図。 図１に示したインターフェース装置の動作フローの例を示す流れ図。 図１中に示した演算増幅回路５１（５２）の具体例を示す回路図。 図１中に示した演算増幅回路５１（５２）の別の具体例を示す回路図。 図１中に示した演算増幅回路５１（５２）のさらに別の具体例を示す回路図。

符号の説明

１…全領域酸素センサ（ガスセンサ）、２…ヒータ、３…ヒータ電源、４…ガスセンサ制御回路、４ａ，４ｂ，４ｃ…入出力端子、１０…遮蔽板、１１…固体電解質、１２…多孔質電極（＋）、１３…多孔質電極（−）、１４…酸素基準室、１５…固体電解質、１６…多孔質電極（＋）、１７…多孔質電極（−）、１８…ガス拡散質、１９…ガス検出室、４０…起電力セル電流供給電流源、４２…制御目標電圧源、４３，４８…演算増幅回路、４４…ＰＩＤ制御回路、４５…ポンプセル電流検出抵抗、４６…アンプ、４７，４９…抵抗、５０Ａ，５０Ｂ…ポンプセル電流検出回路、５１，５２…演算増幅回路、５３，５４…スイッチ（第１または第３のスイッチング部）、５５…スイッチ（第２のスイッチング部）、５６，５７，５８，５９…抵抗、６０…演算増幅回路、６１…検出基準電圧源、６２…演算増幅回路、７１Ａ，７１Ｂ…ＡＤ変換回路、７２Ａ，７２Ｂ…オフセット電圧記憶部、７３Ａ，７３Ｂ…減算部、８１…キャリブレーション指示信号発生部、８２…インバータ、８５…エンジンコントロールユニット（ＥＣＵ）。

Claims (7)

1. ガスセンサから出力される特定ガス成分の濃度に対応した電流が流され得る検出抵抗器と、
   前記検出抵抗器の一端の電圧を伝送するか伝送しないか切り替える第１のスイッチング部と、
   前記第１のスイッチング部が伝送の状態に切り替えられているときの、前記第１のスイッチング部を介した前記一端の電圧を第１の極性側の入力電圧とし、前記検出抵抗器の他端の電圧を前記第１の極性と逆極性の第２の極性の側の入力電圧として差動増幅する差動増幅部と、
   前記第１のスイッチング部が非伝送の状態に切り替えられているときにオン状態にすることが可能とされ、かつ該オン状態において前記差動増幅部の前記第１の極性側と前記第２の極性側とを導通させる第２のスイッチング部と
   を具備することを特徴とするガスセンサのインターフェース装置。
2. 前記第１のスイッチング部が非伝送の状態に切り替えられているときかつ前記第２のスイッチング部がオン状態にあるときの前記差動増幅部の出力をオフセット電圧として記憶するオフセット電圧記憶部と、
   前記第１のスイッチング部が伝送の状態に切り替えられているときかつ前記第２のスイッチング部がオフ状態にあるときに前記差動増幅部が出力する電圧から前記記憶されたオフセット電圧を減じる減算部と
   をさらに具備することを特徴とする請求項１記載のガスセンサのインターフェース装置。
3. 前記検出抵抗器の前記他端の電圧を伝送するか伝送しないか切り替える第３のスイッチング部をさらに具備し、
   前記第３のスイッチング部が、前記第１のスイッチング部の伝送、非伝送の状態に同期して、伝送、非伝送の状態が切り替えられ、
   前記差動増幅部が、前記第３のスイッチング部を介した前記検出抵抗器の前記他端の電圧を、前記第２の極性の側の入力電圧とすること
   を特徴とする請求項１または２記載のガスセンサのインターフェース装置。
4. 定期的に、前記第１のスイッチング部を非伝送の状態に切り替えかつ前記第２のスイッチング部をオン状態に制御するキャリブレーション指示信号発生部をさらに具備することを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項記載のガスセンサのインターフェース装置。
5. 前記検出抵抗器の一端と前記第１のスイッチング部との間に挿入接続されたバッファ回路をさらに具備し、
   前記バッファ回路が、演算増幅回路を用いたボルテージフォロア回路からなり、該演算増幅回路が、第１の電源電圧供給端子から供給される電圧で動作する入力段回路と第２の電源電圧供給端子から供給される電圧で動作する出力段回路とを有し、該第１の電源電圧供給端子が該第２の電源電圧供給端子と別個にされていること
   を特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項記載のガスセンサのインターフェース装置。
6. 前記検出抵抗器の一端と前記第１のスイッチング部との間に挿入接続されたバッファ回路をさらに具備し、
   前記バッファ回路が、演算増幅回路を用いたボルテージフォロア回路からなり、該演算増幅回路が、入力段回路と出力段回路とを有し、該出力段回路が、該出力段回路の出力を一定値以下の電圧に保つリミット回路部を備えること
   を特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項記載のガスセンサのインターフェース装置。
7. 起電力セルと、該起電力セルに対向して配置された、被測定ガスを導入可能なガス検出室と、該ガス検出室を介して前記起電力セルに対向して配置され、ポンプセル電流に応じて前記ガス検出室内の酸素を汲み出しまたは該ガス検出室内に酸素を汲み入れし、かつ該ポンプセル電流が前記特定ガス成分の濃度に対応した前記電流として出力されるポンプセルとを有するガスセンサと、
   請求項１ないし６のいずれか１項記載のガスセンサのインターフェース装置とを具備し、
   前記インターフェース装置が、前記起電力セルに生じる起電力セル電圧が所定値になるように前記ポンプセル電流を制御するガスセンサ制御部をさらに有すること
   を特徴とするガスセンサシステム。

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