JP4499570B2 - 可変振幅のｌｏ信号を用いた直接変換 - Google Patents

Description

本発明は、概ね、回路、とくに、可変振幅の局部発振器（local oscillator, LO）信号を使用して、直接変換を行うための技術に関する。

無線通信システムにおいて、データは、通常、ディジタルで処理（例えば、符号化および変調）され、ベースバンドから無線周波数（radio frequency, RF）へ周波数をアップコンバートされ、無線リンク上で伝送するのにより適したＲＦ被変調信号が得られる。周波数アップコンバージョンは、種々の送信機アーキテクチャを使用して実行される。スーパーヘテロダイン送信機のアーキテクチャでは、周波数のアップコンバージョンは、少なくとも２段によって、すなわち、一般に、第１段によって、ベースバンドから中間周波数（intermediate frequency, IF）へ、第２段によって、ＩＦからＲＦへ行われる。直接変換送信機のアーキテクチャでは、周波数のアップコンバージョンは、１つの段によって、すなわち、ベースバンドからＲＦへ直接に行われる。各段は、入力周波数（ベースバンドまたはＩＦ）から出力周波数（ＩＦまたはＲＦ）へのアップコンバージョンを行うのに、ＬＯ信号を必要とする。

送信機における重要な設計上の検討事項は、ＲＦ被変調信号におけるＬＯの漏れの量である。理想的な周波数アップコンバージョンの段では、入力信号およびＬＯ信号を受信し、単に、入力信号を、ＬＯ信号の周波数によって周波数変換した出力信号を生成する。しかしながら、回路の構成要素における欠陥のため、または回路の配置のため、あるいはこの両者のために、ＬＯ信号の一部が出力信号へ漏れるのは避けられない。漏れたＬＯ信号は、出力信号の雑音として働き、他の劣化をさらに引き起こす。

直接変換送信機では、ＬＯ信号の周波数が希望のＲＦ出力周波数に設定されるので、ＬＯの漏れは、より大きな問題になる。この送信機では、ＬＯ信号は、（例えば、シリコン基板を介して）抵抗において、または（例えば、ＬＯ回路および送信信号路に使用されるインダクタを介して）磁気において、あるいはこの両者において、出力信号に結合することができる。対照的に、スーパーヘテロダイン送信機では、段のＬＯ信号は希望のＲＦ周波数ではなく、一般に、ＬＯの漏れがひどくならないように、送信信号路におけるＬＯ結合および利得分配が行われる。

送信機が出力信号に広い範囲の調節を行なわなければならないときも、ＬＯの漏れは、より大きな問題になる。この広い電力調節を必要とする１つの応用は、符号分割多重アクセス（Code Division Multiple Access, CDMA）通信システムである。ＣＤＭＡシステム内の逆方向リンク上では、各端末からの信号は、システムバンド幅の全体（例えば、１．２２８８メガヘルツ）にスペクトラム拡散される。したがって、各端末からの伝送信号は、システム内の他の端末からの信号に対して干渉として働く。干渉を最小化し、かつシステム容量を増加するために、各端末の伝送電力は、要求される受信信号品質を維持しつつ、他の端末に対する干渉を最小化するように調節される。また、順方向リンク上では、各端末へ送られる信号の伝送電力は、総伝送電力量が一定であると仮定して、より多くの端末がサービスされるように調節される。いくつかのＣＤＭＡシステムでは、端末は、８５デシベル以上の範囲において出力電力を調節できなければならない。

出力信号が高電力レベルであるときは、直接変換送信機においても、出力信号に関係するＬＯの漏れの量は一般に少ない。しかしながら、出力信号レベルが低下すると、ＬＯの漏れはより多くなる。事実、ＬＯの漏れの量が希望信号レベルに近付くにしたがって、出力信号品質は劣化する。広い範囲の出力電力を供給しなければならない直接変換送信機において、最低出力電力レベルでも、ＬＯの漏れによる劣化が許容可能であることを保証するように、ＬＯの漏れに適切に対処する必要がある。

したがって、直接変換を行うときに、出力信号におけるＬＯの漏れを緩和するための技術が、この分野で必要とされている。

ここでは、周波数変換処理後に、出力信号レベルに基づいて、ＬＯ信号の振幅を制御することによって、ＬＯの漏れを低減するための技術が提供される。ＬＯ信号は、より高いレベルの出力信号に対しては、より高く設定され、より多くの量のＬＯの漏れを許容することができる。ＬＯ信号は、より低いレベルの出力信号に対しては、比例して低くなり、ＬＯの漏れによる劣化の影響をより受け易い。大きいＬＯ信号は、高出力信号レベルにおける雑音および線形性に対して望ましい。この要件は、低い出力信号レベルでは低くなる。ＬＯ信号レベルと出力信号レベルとの伝達関数は、搬送波（またはＬＯ）の抑圧と、他の関係する規格および性能基準とを実現できるように定められる。

実施形態では、ＬＯ発生器および可変利得増幅器を含む集積回路を与える。ＬＯ発生器は、電圧制御発振器（voltage controlled oscillator, VCO）信号（またはＶＣＯ信号の一形態）を受信し、可変振幅と、ＶＣＯ信号の周波数に関係する周波数とをもつＬＯ信号を生成する。可変利得増幅器は、制御信号を受信して、制御信号に基づいて、ＬＯ信号の振幅を調節する。可変振幅ＬＯ信号を、（例えば、ベースバンドの）入力信号の周波数のアップコンバージョン（例えば、直接アップコンバージョン）に使用して、（例えば、無線周波数（ＲＦ））の出力信号を得る。直角位相のＬＯの生成および周波数のアップコンバージョンを行なう。この場合に、入力信号は同相（inphase, I）信号と直角位相（quadrature, Q）の信号から構成され、ＬＯ信号は、ＩおよびＱのＬＯ信号から構成される。

周波数変換によってアップコンバートされた信号が生成され、アップコンバートされた信号から出力信号が得られる。例えば、出力信号は、アップコンバートされた信号を可変利得で増幅することによって生成される。したがって、これは可変の信号レベルをもつ。ＬＯ信号の振幅は、出力信号レベルに依存する。ＬＯ信号の振幅と出力信号レベルとは、特定の伝達関数によって関係付けられる。この伝達関数は、ＬＯ信号の振幅が、特定の閾値よりも高い出力信号レベルに対しては、ほぼ一定であり、この閾値よりも低い出力信号レベルに対しては、（特定の利得スロープに基づいて）比例するように定められる。閾値または利得スロープ、あるいはこの両者は、選択可能またはプログラム可能である。

本発明の種々の態様および実施形態は、別途記載する。
本発明の特徴、性質、および長所は、別途記載する詳細な説明から、図面と共に参照するとき、同じ参照符号が全体的に対応して同定され、より明らかになるであろう。

図１は、無線通信に使用されるトランシーバ装置120のブロック図を示す。トランシーバ装置120は、送信機および受信機を含み、ＣＤＭＡシステム内の端末（例えば、セルラ電話またはハンドセット）または基地局において使用される。トランシーバ装置120は、他の通信システムのデバイスにおいても使用される。

送信路上では、ディジタル信号プロセッサ110は、同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）のデータストリームとして、ディジタルデータを供給する。ＩおよびＱのデータストリームは、ディジタル−対−アナログコンバータ（digital-to-analog converter, DAC）122によってＩおよびＱのアナログ信号へ変換され、フィルター124によってフィルターにかけられ、ディジタル−対−アナログ変換によって生成された像を取り除き、増幅器（amplifier, AMP）126によって増幅される。

直接アップコンバータ130は、増幅器126からの増幅されたＩおよびＱ信号と、送信（TX）ＬＯ発生器144からのＩおよびＱのＬＯ信号とを受信する。直接アップコンバータ130は、ＩおよびＱのＬＯ信号を使用して、増幅されたＩおよびＱ信号を、ベースバンドからＲＦへ直接に、直接アップコンバートする。アップコンバートされた信号は、可変利得増幅器（variable gain amplifier, VGA）132によって増幅され、フィルター134によってフィルターにかけられ、電力増幅器（power amplifier, PA）136によってさらに増幅され、ＲＦ被変調信号が生成される。ＲＦ被変調信号は、デュープレクサ（duplexer, D）138を通ってルート設定され、アンテナ170から送信される。

受信路上では、信号は、アンテナ170によって受信され、デュープレクサ138によってルート設定され、低雑音増幅器（low noise amplifier, LNA）162によって増幅され、フィルター164によってフィルターにかけられ、緩衝器166によって緩衝される。直接ダウンコンバータ170は、緩衝器166からの緩衝された信号と、受信(RX)ＬＯ発生器154からのＩおよびＱのＬＯ信号とを受信する。ダウンコンバータ170は、ＩおよびＱのＬＯ信号を使用して、緩衝された信号を、ＲＦからベースバンドへ直接に直接ダウンコンバートする。ベースバンドのＩおよびＱの信号は、ＶＧＡ172によって増幅され、フィルター174によってフィルターにかけられ、アナログ−対−ディジタルコンバータ（analog-to-digital converter, ADC）176によってディジタル形式にされ、サンプルが供給される。サンプルは、ディジタル信号プロセッサ110へ供給され、さらに処理される。

電圧制御発振器（voltage controlled oscillator, VCO）142および152は、ＬＯ信号を生成するのに使用されるＶＣＯ信号を供給し、ＶＣＯ信号は、周波数のアップコンバージョンおよびダウンコンバージョンにそれぞれ使用される。ＶＣＯ信号は、特定の基本周波数（ｆ_ＶＣＯ）をもつ周期的な信号であり、任意の波形（例えば、正弦波、方形波、鋸波、等）をもつ。ＣＤＭＡシステムでは順方向リンク（またはダウンリンク）と逆方向リンク（またはアップリンク）とに、異なる周波数が使用されるので、ＶＣＯ142および152からのＶＣＯ信号の周波数は、ＬＯ発生器144および154の設計に依存して、同じときと、異なるときがある。フェイズロックループ（phase locked loop, PLL）140は、ディジタル信号プロセッサ110から情報を受信し、ＶＣＯ142および152の周波数または位相、あるいはこの両者を調節するのに使用される制御を与える。ＶＣＯ142および152は、他のタイプの発振器においても実行される。

ＴＸ ＬＯ発生器144は、ＶＣＯ142からＶＣＯ信号を受信し、直接アップコンバータ130のためにＩおよびＱのＬＯ信号を生成する。同様に、ＲＸ ＬＯ発生器154は、ＶＣＯ152からＶＣＯ信号を受信し、直接ダウンコンバータ170のためにＩおよびＱのＬＯ信号を生成する。振幅制御装置146および156は、プロセッサ110から制御を受け、振幅制御信号を生成する。振幅制御信号は、それぞれ、ＬＯ発生器144および154からのＬＯ信号の振幅を調節するのに使用される。

図１は、特定のトランシーバの設計を示している。一般的なトランシーバにおいて、送信路および受信路内の信号は、増幅器、フィルター、等の１つ以上の段によって調整される。増幅器、フィルター、等の1つ以上の段は、この技術において知られているように、図１に示されているものとは異なるように配置されていてもよい。送信路および受信路内の信号を調整するのに、図１に示されていない他の回路ブロックを使用してもよい。

図１は、また、送信路および受信路の両者に使用される直接変換も示している。他の設計では、送信路のみ、または受信路のみに、直接変換を使用してもよい。ここで使用されているように、直接変換は、用語が使用される文脈に依存して、直接アップコンバージョン、直接ダウンコンバージョン、または直接アップコンバージョンおよびダウンコンバージョンの両者を指すことができる。

直接変換は、種々の変調方式においても使用され、種々の変調方式には、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、ＰＳＫ、ＱＡＭ、等を含み、これらは全て、この技術においてよく知られているる。明らかにするために、ＱＰＳＫの直接アップコンバージョンについては別途記載するが、ここでは、ＩおよびＱのベースバンド信号は、ＩおよびＱのＬＯ信号を使用してアップコンバートされる。以下の記述において、ＬＯ信号は、この用語が使用されている文脈に依存して、ＩおよびＱの両者のＬＯ信号か、あるいはＩまたはＱのＬＯ信号を指す。

図２は、直接アップコンバージョン処理を模式的に示している。ＩおよびＱのベースバンド信号210は、直流（direct current, DC）に中心を置き（すなわち、０ヘルツ）、ＩおよびＱのＬＯ信号212は、ｆ_ＬＯの基本周波数をもつ周期的な信号である。理想的な直接アップコンバータにおいて、アップコンバートされた信号214は、単に、各ＩおよびＱのＬＯ信号によって周波数を変換されたＩおよびＱのベースバンドの信号の和であり、ＬＯ信号を全く含まない。しかしながら、回路の構成要素の欠陥のため、または回路の配置のため、あるいはこの両者のために、実際の直接アップコンバータからのアップコンバートされた信号216は、ＬＯの漏れのために、ＬＯ信号の一部を含む。漏れのあるＬＯ信号218は、アップコンバートされた信号のバンド幅内にあり、希望信号レベルに対して十分に大きいときは、アップコンバートされた信号の品質を劣化する。

ここで使用されているように、“振幅”、“信号レベル”、および“電力レベル”は、全て、希望信号の大きさに関係する。“振幅”は、幾つかのタイプの信号（例えば、周期的な信号、ＬＯ信号、およびＶＣＯ信号）により一般的に使用され、“レベル”は、それ以外のタイプの信号（例えば、被変調信号）により一般的に使用され、これらの用語の全ては、任意の所与の信号に使用される。

図３は、直接アップコンバータ130ａの実施形態のブロック図を示しており、直接アップコンバータ130ａは、図１の直接アップコンバータ130に使用してもよい。この実施形態では、直接アップコンバータ130ａは、１対のミキサー312ａおよび312ｂを含み、ミキサー312ａおよび312ｂは加算器314に接続されている。ミキサー312ａおよび312ｂは、図１の増幅器126からのＩおよびＱのベースバンド信号をそれぞれ供給され、ＴＸ ＬＯ発生器144からのＩおよびＱのＬＯ信号もそれぞれ受信する。各ミキサー312は、そのベースバンド信号をそのＬＯ信号でアップコンバートし、アップコンバートされた成分を生成する。その後で、加算器314は、ミキサー312ａおよび312ｂからのＩおよびＱ成分を加算して、アップコンバートされた信号を生成する。直接アップコンバータ130ａからのアップコンバートされた信号は、ＶＧＡ132によって増幅され、可変信号レベルの出力信号（またはＲＦ出力）が供給される。

図３は、直接変換送信機におけるＬＯの漏れの経路も示している。直接変換送信機がＲＦ集積回路（RF integrated circuit, RFIC）上で実行されるとき、主なＬＯの漏れの仕組みは、（１）抵抗シリコン基板へのＬＯ信号の伝導、（２）ＬＯ回路に使用されるインダクタと、周波数アップコンバータの後の送信信号路内の他の回路に使用されるインダクタとの間の磁気結合、（３）回路内でのベースバンドにおけるＤＣずれ、および（４）信号トレース間の容量結合である。

抵抗基板の伝導は、次のように行われる。ＲＦＩＣ上では、インダクタは、シリコン基板上の螺旋形金属線として構成されることが多い。金属線はキャパシタの上部板を形成し、抵抗シリコン基板はキャパシタの底板を形成する。インダクタ上の高周波数のＬＯ信号は、基板に容量結合される。基板は、ＬＯ信号を他の回路へ結合するための抵抗伝導路を与え、他の回路は基板に結合または接続される。

磁気結合は、次のように行われる。螺旋インダクタを通って流れるＬＯ信号の高周波数電流は、磁界を生成し、磁界は、他の回路の他のインダクタまたは信号トレースと結合する。結合磁界は、ＬＯ信号の一形態を、他のインダクタまたはトレース、あるいはこの両者の上へ誘導する。磁気結合の量は、インダクタの慎重な配置によって、およびこの技術において知られている次に示す他の設計基準によって低減する。

既に記載したように、ＬＯの漏れは、スーパーヘテロダイン送信機ではなく、直接変換送信機において、より大きい問題になる。伝導基板への容量結合は周波数と共に増加するので、ＬＯ結合は、ＩＦ周波数ではなく、ＲＦにおいて悪化する。直接変換送信機において使用されるＬＯ信号は希望のＲＦであり、一方でスーパーヘテロダイン送信機において使用されるＬＯ信号は一般にＩＦ（または、希望のＲＦよりも低い他の周波数）であるので、直接変換送信機において、より高いＬＯの漏れを予測することができる。さらに加えて、送信信号路の全利得は、スーパーヘテロダイン送信機では、ＩＦ段およびＲＦ段の間で分配されるので、感度およびＬＯの漏れは、あまりひどくはない。直接変換送信機では、ＩＦがないために、この利得分配はできない。これらの理由から、直接変換送信機が希望の性能を実現するには、ＬＯの漏れに、より慎重に対処する必要がある。

同じく既に記載したように、望ましくないＬＯの漏れが、希望の出力信号レベルに近付くとき、ＲＦ被変調信号の品質は劣化する。具体的な例として、ＣＤＭＡ端末は、最低規定出力電力レベルにおいて、６デシベル以上の信号対雑音比（signal-to-noise ratio, SNR）を維持する必要がある。搬送波（またはＬＯ）の抑圧のための妥当な設計上の供給量は、最低規定出力電力レベルにおいて１０ｄＢである（すなわち、ＬＯの漏れは、ＬＯ信号レベルよりも１０ｄＢ低い）。したがって、ＳＮＲを著しく劣化する他の要因がないと仮定すると、要求のＳＮＲは、最悪の場合の動作点において実現することが保証される。

ここでは、出力信号レベルに基づいてＬＯ信号の振幅を制御することによって、ＬＯの漏れを低減する技術を与える。例えば、ＬＯ信号は、より高い出力信号レベルに対しては、正規のまたは公称のレベルに設定され、より低い出力信号レベルに対しては、低減されたレベルに設定される。ＬＯ信号レベルと出力信号レベルとの関係は、別途記載するように、特定の伝達関数によって定められる。

図４は、可変振幅ＬＯ発生器144ａの実施形態の簡単なブロック図を示しており、可変振幅ＬＯ発生器144ａは、図１のＴＸ ＬＯ発生器144およびＲＸ ＬＯ発生器154として使用してもよい。
この実施形態では、可変振幅のＬＯ発生器144ａにおいて、可変利得増幅器330はＬＯ発生器340へ接続される。増幅器330は、ＶＣＯ142からのＶＣＯ信号と振幅制御信号とを受信し、制御信号によって判断される振幅と、ＶＣＯ信号の周波数によって判断される周波数とをもつ“スイッチング”信号を供給する。したがって、スイッチング信号は、ＶＣＯ信号の一形態であると考えられる。ＬＯ発生器340は、スイッチング信号を（恐らくはＶＣＯ信号と共に）受信し、可変振幅をもつＩおよびＱのＬＯ信号を生成する。ＬＯ信号の振幅は、スイッチング信号の振幅に依存し、またスイッチング信号の振幅は、制御信号に依存する。可変振幅のＩおよびＱのＬＯ信号は、直接アップコンバータ130ａへ供給される。

図４は、種々の設計で実行される可変振幅のＬＯ発生器の模式図を示している。特定の設計に依存して、信号の流れは、図４に示されているものと異なっていてもよい。例えば、可変利得増幅器330が、ＬＯ生成器340の後に位置し、ＩおよびＱのＬＯ信号の振幅を調節するのに使用してもよい。別の例として、可変利得増幅器330は、ＬＯ発生器340内に組込まれていてもよい。一般に、ＩおよびＱのＬＯ信号の周波数は、ＶＣＯ信号の周波数に依存し、ＩおよびＱのＬＯ信号の振幅は、振幅制御信号に依存する。

既に記載したように、ＬＯの漏れは、より高い出力信号レベルではあまり重大ではないが、より低い出力信号レベルでは、より大きい問題になる。ＬＯ信号レベルは、出力信号レベルに基づいて調節される。
図５は、ＬＯ信号振幅またはレベル 対 出力信号レベルの例示的な伝達関数510を示している。垂直方向の軸は、ＬＯ信号の振幅を表わし、デシベルの単位で与えられている（すなわち、ＬＯ信号の振幅は、公称のＬＯ信号の振幅に関係して与えられている）。水平方向の軸は、出力信号レベルを表わし、ミリワットデシベルの単位で与えられている。

１つの実施形態において、図５の伝達関数510によって示されているように、出力信号レベルが特定の閾値レベルに到達するまで、ＬＯ信号は公称の振幅に維持される。出力信号レベルがこの閾値レベルよりも低くなると、対応して、ＬＯ発生器の可変利得増幅器の利得を調節することによって、ＬＯ信号レベルを調節する。閾値レベルよりも低い利得スロープは、ＬＯ信号レベルが、出力信号レベルと比較して減衰される割合を示す。閾値レベルまたは利得スロープ、あるいはこの両者は、トランシーバの選択可能な、またはプログラム可能なパラメータであり、搬送波の抑圧、または他の関係する規定、あるいはこの両者を満たすのに要求されるＬＯの漏れの減衰量に基づいて判断される。

図５に示されているＬＯ信号レベル対出力信号レベルの伝達関数は、１つの例示的な関数を表わしている。ＬＯ信号レベルと出力信号レベルとの関係は、種々の他の関数に基づいて定められ、これは本発明の技術的範囲内である。
図１および４に示されているトランシーバの設計において、出力信号レベルは、ＶＧＡ132の利得によって判断されるか、またはそれに直接に関係している。ＶＧＡ132の利得制御信号は、この利得を判断し、出力信号レベルを推定するのに使用される。伝達関数は、ＬＯ信号レベル対ＶＧＡ132の利得制御に関して定められる。ＬＯ信号レベルは出力信号レベルに基づいて変化し、また出力信号レベルはＶＧＡの利得に依存するので、ＬＯ発生器の振幅制御は、ＶＧＡの利得制御に基づいて求められる。

高振幅のＬＯ信号がミキサー（例えば、図４のミキサー312ａまたは312ｂ）に供給されるとき、ミキサーはスイッチのように働き、アップコンバートされた信号の信号レベルは、大抵、（ＬＯ信号レベルではなく）ベースバンド信号レベルに依存する。しかしながら、低い振幅のＬＯ信号がミキサーに供給されるときは、ミキサーは乗算器のように働き、アップコンバートされた信号レベルは、ベースバンド信号レベルおよびＬＯ信号レベルの両者に依存する。したがって、ＬＯ信号の振幅調節は、（とくに、中間から低いＬＯ信号の振幅において）出力信号レベルに影響を与え、これを考慮に入れるか、または取入れて、出力信号の利得制御を設計する。

ＬＯ信号の振幅は、ミキサーの他の特徴にも影響を与える。例えば、ミキサーの線形性と、ミキサーによって生成される雑音量の両者は、ＬＯ信号の振幅に依存する。複数の理由から、より多くのＬＯの漏れ量を許容できるときは、より高い出力信号レベルに対して、より高い振幅のＬＯ信号を使用することによって、よりよい性能を実現することができる。

可変振幅のＬＯ発生器に使用するための閾値レベルまたは利得スロープ、あるいはこの両者は、種々のやり方で判断される。１つの実施形態では、ＬＯの漏れは、経験的測定、コンピュータシミュレーション、等に基づいて、１組のトランシーバ装置の種々の出力信号レベルに対して判断される。この情報は、トランシーバの設計を特徴付けるのに使用される。搬送波抑圧の規定が、予測できる劣悪なトランシーバ装置に対応できるように、閾値レベルまたは利得スロープ、あるいはこの両者を選択する。別の実施形態では、ＬＯの漏れを（例えば、正規の動作中に）トランシーバ装置によって測定し、トランシーバ装置が搬送波抑圧の規格を満たすことができるように、閾値レベルまたは利得スロープ、あるいはこの両者が選択される。さらに別の実施形態では、トランシーバ装置によって量子化できる１つ以上のパラメータまたは基準に基づいて、閾値レベルまたは利得スロープ、あるいはこの両者を調節する。このようなパラメータは、線形性、出力雑音、変換利得、等を含む。

図６は、可変振幅直角位相ＬＯ発生器144ｂのブロック図を示しており、これは、ＬＯ発生器144ａの１つの実施形態である。この実施形態において、可変振幅直角位相ＬＯ発生器144ｂは、可変利得増幅器630およびＬＯ発生器640を含む。ＬＯ発生器640は、１対のミキサー642ａおよび642ｂと、Ｎによる分周器644とをさらに含む。

増幅器630は、ＶＣＯ142からのＶＣＯ信号および振幅制御信号を受信し、制御信号によって判断された振幅と、ＶＣＯ信号の周波数によって判断された周波数とをもつスイッチング信号を供給する。Ｎによる分周器644もＶＣＯ信号を受信し、ＩおよびＱの“ミキサーＬＯ”信号を生成する。ＩおよびＱの“ミキサーＬＯ”信号は、Ｎを１以上の正の整数として、ＶＣＯ信号の周波数のＮ分の１の周波数をもつ。したがって、Ｎによる分周器644は、ＶＣＯ信号の周波数をＮによって除算する。

ミキサー642ａおよび642ｂは、増幅器630からのスイッチング信号と、Ｎによる分周器644からのそれぞれＩおよびＱのミキサーＬＯ信号とを受信する。各ミキサー642は、スイッチング信号と、ミキサーのＬＯ信号とをミックスし、スイッチング信号振幅に依存する振幅をもつ各ＬＯ信号を生成する。したがって、ＬＯ信号の振幅は、振幅制御信号によって制御される。ＶＣＯ信号の周波数がｆ_ＶＣＯであるときは、スイッチング信号の周波数はｆ_ＶＣＯであり、ミキサーＬＯ信号の周波数はｆ_ＶＣＯ／Ｎである。両側波帯ミキサーにおいて、ＬＯ信号の周波数は、（（Ｎ±１）／Ｎ）ｆ_ＶＣＯであり、これは、スイッチング信号とミキサー信号との和周波数（ｆ_ＶＣＯ＋ｆ_ＶＣＯ／Ｎ）と差周波数（ｆ_ＶＣＯ−ｆ_ＶＣＯ／Ｎ）とを含む。一方の周波数は、通常はフィルターにかけられて除去され、他方の周波数は、ＬＯ信号のために後に残される。単側波帯ミキサーにおいて、ＬＯ信号の周波数は、単側波帯ミキサーの設計に依存して、和周波数（ｆ_ＶＣＯ＋ｆ_ＶＣＯ／Ｎ）または差周波数（ｆ_ＶＣＯ−ｆ_ＶＣＯ／Ｎ）の何れかである。一般に、ミキサー642ａおよび642ｂの各々は、単側波帯ミキサーか、または両側波帯ミキサーである。

２つの信号（すなわち、スイッチング信号およびミキサーＬＯ信号）をミックスすることによってＬＯ信号を生成すると、ある特定の効果が得られる。第１に、ＶＣＯ142は、ＬＯ信号の周波数において動作する必要がなく、ＶＣＯから出力信号上へのＬＯの漏れを低減することができる。第２に、種々の周波数（例えば、異なる動作帯域）におけるＬＯ信号は、Ｎに対して適切な値を選択することによって容易に得られる。

図６は、可変振幅直角位相ＬＯ発生器の模式図を示しており、これは種々の設計で実行される。特定の設計に依存して、信号の流れは、図６に示されている信号の流れと異なっていてもよい。例えば、可変利得増幅器630を使用して、ミキサー642ａおよび642ｂの利得を制御して、スイッチング信号の振幅を調節してもよい。

図７は、可変振幅の直角位相ＬＯ発生器144ｃの実施形態の模式図であり、これは、図６の直角位相ＬＯ発生器144ｂの特定の設計である。
この実施形態では、可変利得増幅器630において、電流ミラーは、差動入力の対と接続されている。電流ミラーは、ＮＰＮトランジスタ730ａおよび730ｂと、抵抗732ａおよび732ｂとを含む。トランジスタ730ａおよび730ｂのベースは、相互に、およびトランジスタ730ａのコレクタに接続され、コレクタは、振幅制御信号の電流Ｉ_ｉｎを受信する。トランジスタ730ａおよび730ｂのエミッタは、抵抗732ａおよび732ｂの一方の端部にそれぞれ接続され、これらの抵抗の他方の端部は、回路の接地に接続される。差動入力の対は、ＮＰＮトランジスタ734ａおよび734ｂを含み、これらのベースは、ＶＣＯ142から差動ＶＣＯ信号を受信し、これらのエミッタは、相互におよびトランジスタ730ｂのコレクタに接続される。

ミキサー642ａは、ＮＰＮトランジスタ712ａ、712ｂ、712ｃ、712ｄ、コンデンサ714ａ、およびインダクタ716ａ、716ｂを含む。トランジスタ712ａおよび712ｂは、Ｎによる分周器644から差動ＩミキサーＬＯ信号を受信するベースと、相互におよびトランジスタ734ａのコレクタに接続されるエミッタとをもつ。トランジスタ712ｃおよび712ｄは、トランジスタ712ｂおよび712ａのベースにそれぞれ接続されるベースと、相互におよびトランジスタ734ｂのコレクタに接続されるエミッタと、トランジスタ712ａおよび712ｂのコレクタにそれぞれ接続されるコレクタとをもつ。インダクタ716ａおよび716ｂは直列に接続され、これらの組合せは、コンデンサ714ａと並列に接続され、タンク回路を形成する。タンク回路（すなわち、コンデンサ714ａの２つの端部）は、トランジスタ712ａおよび712ｂのコレクタに接続され、これは、差のＩのＬＯ信号を供給する。ミキサー642ｂは、ミキサー642ａと同じ回路成分を含む。ミキサー642ｂにおいて、ＮＰＮトランジスタ712ｅおよび712ｆのエミッタは、相互におよびトランジスタ734ａのコレクタに接続され、トランジスタ712ｇおよび712ｈのエミッタは、相互におよびトランジスタ734ｂのコレクタに接続され、トランジスタ712ｅおよび712ｆのコレクタは、トランジスタ712ｇおよび712ｈのコレクタにそれぞれ接続され、トランジスタ712ｅおよび712ｆのコレクタは、差のＱのＬＯ信号を供給する。

Ｎによる分周器644は、差動ＶＣＯ信号を受信し、ＶＣＯ信号を、Ｎの倍数によって除算し、位相が９０°ずれている差のＩおよびＱのミキサーのＬＯ信号を供給する。Ｎは、通常は、２の倍数であるが、概して、正の整数であってもよい。
可変振幅直角位相ＬＯ発生器144ｃは、次のように動作する。振幅制御信号の入力電流Ｉ_ｉｎは、トランジスタ730ａのコレクタに供給される。電流ミラーの設計のために、トランジスタ730ｂを通る電流Ｉ_１は、トランジスタ730ａを通る入力電流Ｉ_ｉｎと、抵抗732ａ対抵抗732ｂの比とよって判断される。抵抗の比が、１すなわち１．０であるときは、トランジスタ730ｂを通る電流は、入力電流に等しい（すなわち、Ｉ_１＝Ｉ_ｉｎ）。

差動入力の対は、差動ＶＣＯ信号によって駆動され、トランジスタ734ａおよび734ｂを通る電流Ｉ_１が、ＶＣＯ信号の周波数であるｆ_ＶＣＯのレートで交互にスイッチする。トランジスタ734ａおよび734ｂを通る電流は、ＶＣＯ信号によって判断されるレートでスイッチし、入力電流Ｉ_ｉｎによって判断される振幅をもつ。トランジスタ734ａを通る電流Ｉ_２は、ミキサー642ａの“バイアステール”電流であり、トランジスタ734ｂを通る電流Ｉ_３は、ミキサー642ｂのバイアステール電流である。各ミキサーの平均バイアステール電流は、Ｉ_ｉｎ／２である。

各ミキサー642は、Ｎによる分周器644からの各差動ミキサーＬＯ信号によって駆動される。各差動ミキサーＬＯ信号はｆ_ＶＣＯ／Ｎの周波数をもつ。各ミキサーからの差動ＬＯ出力（例えば、ミキサー642ａのトランジスタ712ａおよび712ｂのコレクタにおける差動信号）は、スイッチング信号およびミキサーＬＯ信号の和および差の周波数を含む。タンク回路は、和周波数または差周波数の何れかに同調され、（１）同調する希望周波数を通し、（２）望ましくない周波数、他のスプリアス信号、および雑音をフィルターにかけて取り除くように動作する。また、タンク回路は、電流対電圧変換を行って、差動ＬＯ信号に電圧信号を供給する。

図７は、種々の振幅直角位相ＬＯ発生器144ｃが、バイポーラトランジスタで実行される設計を示している。概して、可変利得ＬＯ発生器は、ＣＭＯＳ、ＢｉＣＭＯＳ、ＧａＡｓ、等を含む処理技術を使用して実行される。
ミキサー642ａおよび642ｂからのＩおよびＱのＬＯ信号は、ミキサーのバイアステール電流Ｉ_２およびＩ_３に線形比例する振幅をもつ電圧信号である。バイアステール電流Ｉ_２およびＩ_３は、振幅制御信号の入力電流Ｉ_ｉｎに比例する。入力制御信号における線形変化に指数関数的に基づいて、ＩおよびＱのＬＯ信号の振幅を調節することが望ましいこともある。この種の関係は、“デシベルにおいて線形（linear-in-dB）”と呼ばれる。デシベルにおいて線形の制御は、入力制御信号に指数関数的に依存するように、入力電流Ｉ_ｉｎを生成することによって実現することができる。

図８は、振幅制御装置146ａのブロック図であり、振幅制御装置146ａは、図１の装置146の１つの実施形態である。装置146ａは、（電圧信号である）入力制御信号を受信し、（電流信号である）振幅制御信号を生成する。

装置814は、電流Ｉ_ａに対して温度補償を行って、温度補償された電流Ｉ_ｂを供給する。温度補償は、温度変化によって、ＩおよびＱのＬＯ信号がほぼ一定のままであり、したがって性能が向上することを保証する。

この指数関数を使用して、デシベルにおいて線形の制御を行う（すなわち、ＬＯ信号の振幅は、電流Ｉ_ｂに対して、デシベルにおいて線形である）。
閾値およびスロープ制御装置818は、電流Ｉ_ｃを受信し、振幅制御信号の入力電流Ｉ_ｉｎを生成する。とくに、装置818は、電流Ｉ_ｃが、選択可能またはプログラム可能な閾値よりも低くなるまで、これを特定の公称値に留める。装置818は、入力電流Ｉ_ｉｎが電流Ｉ_ｃに依存するレートを調節するための手段も供給する。このレートも、選択可能か、またはプログラム可能である。装置818は、入力電流Ｉ_ｉｎを、図７に示されている可変振幅直角位相ＬＯ発生器144ｃ内の電流ミラーへ供給する。閾値または利得スロープ、あるいはこの両者は、設計時間、製造中、標準動作中、などにおいて設定される。

明らかにするために、特定の実施形態および設計を記載した。可変振幅ＬＯ信号を使用して直接変換を行って、ＬＯの漏れを緩和するための、ここに記載されている技術は、種々のシステムおよび応用に使用される。例えば、これらの技術は、（上述の）直接アップコンバージョンおよび直接ダウンコンバージョンに使用される。直接ダウンコンバージョン受信機では、ＬＯ信号の振幅は、受信信号（例えば、図１の緩衝器166の出力）の振幅に基づいて調節される。

ここに記載されている技術は、直角位相変調（例えば、上述のＱＰＳＫ、ＱＡＭ、等）および非直接変換変調（例えば、ＢＰＳＫ）に使用される。非直角位相変調では、（ＩおよびＱのＬＯ信号の代わりの）１つのみのＬＯ信号が周波数変換に使用される。
可変振幅ＬＯ信号を使用して直接変換を行うための、ここに記載されている技術は、種々の手段によって実行される。例えば、これらの技術は、ハードウエア、ソフトウエア、またはその組み合わせにおいて実行される。ハードウエアの実行において、１つの技術または組合された技術を実行するのに使用される要素は、１つ以上の特定用途向け集積回路（application specific integrated circuit, ASIC）、ディジタル信号プロセッサ（digital signal processor, DSP）、プログラマブル論理装置（programmable logic device, PLD）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（field programmable gate array, FPGA）、プロセッサ、制御装置、マイクロ制御装置、マイクロプロセッサ、ここに記載されている機能を実行するように設計された他の電子装置、またはその組み合わせの中で実行される。

上述の開示された実施形態の記載は、当業者が、本発明を作成または使用できるようにするために与えられている。当業者には、これらの実施形態に対する種々の変更は容易に明らかであり、ここに定められている一般的な原理は、本発明の意図および技術的範囲から逸脱しないならば、他の実施形態へ適用される。したがって、本発明は、ここに示されている実施形態に制限されることを意図されておらず、ここに示されている原理および新奇な特徴に一致する最も幅広い範囲にしたがうことを意図されている。

トランシーバ装置のブロック図。 直接アップコンバージョン処理を示す模式図。 直接アップコンバータのブロック図。 可変振幅ＬＯ発生器のブロック図。 ＬＯ信号振幅対出力信号レベルの例示的な伝達関数を示すグラフ。 可変振幅の直角位相のＬＯ発生器のブロック図。 可変振幅の直角位相のＬＯ発生器の模式図。 振幅制御装置のブロック図。

符号の説明

142，152・・・電圧制御発振器、210・・・ベースバンド信号、212・・・ＬＯ信号、214・・・アップコンバートされた信号、216・・・直接アップコンバータからのアップコンバートされた信号、218・・・漏れのあるＬＯ信号、312，642・・・ミキサー、314・・・加算器、330，630・・・増幅器、510・・・伝達関数、640・・・ＬＯ発生器、644・・・Ｎによる分周器、712，730，734・・・トランジスタ、714・・・コンデンサ、716・・・インダクタ、732・・・抵抗。

Claims (19)

1. 電圧制御発振器（voltage controlled oscillator, VCO）信号を受信し、可変振幅と、ＶＣＯ信号の周波数に関係する周波数とをもつ局所発振器（local oscillator, LO）信号を生成するように動作するＬＯ発生器と、
   無線周波数（radio frequency, RF）における出力信号の振幅に基づいて、前記ＬＯ信号の振幅を調節するように動作する可変利得増幅器とを含み、
   前記ＬＯ信号を、入力信号の周波数アップコンバージョンに使用して、前記出力信号を得、
   前記ＬＯ信号の振幅は、前記出力信号のレベルが閾値より高いとき、予め定められたレベルに調節され、前記出力信号のレベルが前記閾値より低いとき、前記出力信号のレベルに比例しかつ前記予め定められたレベルより小さいレベルに調節される、集積回路。
2. 前記ＬＯ信号を、ベースバンドにおける入力信号の直接アップコンバージョンに使用して、出力信号を得る請求項１記載の集積回路。
3. 前記ＬＯ信号の振幅は、前記出力信号の利得制御に基づいて調節される請求項１記載の集積回路。
4. 前記閾値が選択可能である請求項１記載の集積回路。
5. 前記出力信号のレベルが前記閾値より低い場合、前記ＬＯ信号の振幅の変化対前記出力信号のレベルの変化の比率が選択可能である請求項１記載の集積回路。
6. 前記閾値と、前記ＬＯ信号の振幅の変化対前記出力信号のレベルの変化の比率とのうちの少なくとも１つは、搬送波抑圧基準を満たすように選択される請求項１記載の集積回路。
7. 前記ＬＯ信号の振幅が、前記出力信号ための利得制御信号に指数関数的に関係する請求項１記載の集積回路。
8. 前記ＬＯ信号の振幅が、前記出力信号のための利得制御信号に対して温度補償される請求項１記載の集積回路。
9. 前記出力信号のための利得制御信号を受信して、前記可変利得増幅器のための振幅制御信号を生成するように動作する振幅制御ユニットをさらに含み、
   前記振幅制御ユニットは、前記出力信号のレベルが前記閾値より高いとき、前記ＬＯ信号の振幅を予め定められたレベルの振幅に調節する前記振幅制御信号を生成し、前記出力信号のレベルが前記閾値より低いとき、前記ＬＯ信号の振幅を前記出力信号のレベルに比例しかつ前記予め定められたレベルより小さいレベルに調節する前記振幅制御信号を生成する請求項１記載の集積回路。
10. 前記ＬＯ発生器は、
    前記ＶＣＯ信号を受信して、前記ＶＣＯ信号の周波数に関係する周波数をもつミキサーＬＯ信号を生成するように動作する分周器ユニットと、
    前記ミキサーＬＯ信号を受信して、前記ＶＣＯ信号の一形態とミックスして、前記ＬＯ信号を供給するように動作するミキサーと、
    を含む請求項1記載の集積回路。
11. 前記分周器ユニットが、正の整数Ｎによって前記ＶＣＯ信号の周波数を除算し、前記ミキサーＬＯ信号を生成するように動作する請求項１０記載の集積回路。
12. 前記ミキサーが、単側波帯ミキサーである請求項１０記載の集積回路。
13. 前記ＬＯ発生器および前記可変利得増幅器が、バイポーラトランジスタで実装される請求項１記載の集積回路。
14. 前記入力信号を受信して、前記ＬＯ信号でアップコンバートして、前記出力信号が得られるアップコンバートされた信号を生成するように動作する周波数アップコンバータをさらに含む請求項１記載の集積回路。
15. 電圧制御発振器（ＶＣＯ）信号を受信して、可変振幅と、ＶＣＯ信号の周波数に関係する周波数とをもつ同相（inphase, I）および直角位相（quadrature, Q）の局所発振器（ＬＯ）信号を生成するように動作するＬＯ発生器と、
    無線周波数（ＲＦ）における出力信号の振幅に基づいて、前記ＩおよびＱのＬＯ信号の振幅を調節するように動作する第１の可変利得増幅器と、
    ＩおよびＱのベースバンド信号を受信して、可変振幅の前記ＩおよびＱのＬＯ信号でアップコンバートして、前記出力信号が得られるアップコンバートされた信号を生成するように動作する周波数アップコンバータと、
    を含み、
    前記第１の可変利得増幅器は、前記出力信号のレベルが閾値より高いとき、前記ＬＯ信号の振幅を予め定められたレベルに調節し、前記出力信号のレベルが前記閾値より低いとき、前記ＬＯ信号の振幅を前記出力信号のレベルに比例しかつ前記予め定められたレベルより小さいレベルに調節する、デバイス。
16. 前記アップコンバートされた信号を、可変利得で増幅して、可変信号レベルをもつ出力信号を供給するように動作する第２の可変利得増幅器をさらに含み、前記ＬＯ信号の振幅が前記第２の可変利得増幅器のための利得制御に依存する請求項１５記載のデバイス。
17. 電圧制御発振器（ＶＣＯ）信号に基づいて、可変振幅と前記ＶＣＯ信号の周波数に関係する周波数とをもつ局所発振器（ＬＯ）信号を生成する手段と、
    無線周波数（ＲＦ）における出力信号の振幅に基づいて、前記ＬＯ信号の振幅を調節する手段と、
    前記出力信号を得るために、前記ＬＯ信号を使用して、入力信号の周波数アップコンバージョンを行う手段と、
    を含み、
    前記調節する手段は、前記出力信号のレベルが閾値より高いとき、前記ＬＯ信号の振幅を予め定められたレベルに調節し、前記出力信号のレベルが前記閾値より低いとき、前記ＬＯ信号の振幅を前記出力信号のレベルに比例しかつ前記予め定められたレベルより小さいレベルに調節する、装置。
18. 前記ＬＯ信号の振幅は、前記出力信号のための利得制御に基づいて調節される請求項１７記載の装置。
19. 無線通信システムにおいて周波数アップコンバージョンを行う方法であって、
    電圧制御発振器（ＶＣＯ）信号に基づいて、可変振幅と、ＶＣＯ信号の周波数に関係する周波数とをもつ局所発振器（ＬＯ）信号を生成することと、
    無線周波数（ＲＦ）における出力信号の振幅に基づいて、前記ＬＯ信号の振幅を調節することと、
    前記出力信号を得るために、前記ＬＯ信号を使用して、入力信号の周波数アップコンバージョンを行うことと、
    を含み、
    前記調節することは、前記出力信号のレベルが閾値より高いとき、前記ＬＯ信号の振幅を予め定められたレベルに調節し、前記出力信号のレベルが前記閾値より低いとき、前記ＬＯ信号の振幅を前記出力信号のレベルに比例しかつ前記予め定められたレベルより小さいレベルに調節する、方法。

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