CN102281079A - 使用可变振幅本振信号的直接变频 - Google Patents

使用可变振幅本振信号的直接变频 Download PDF

Info

Publication number
CN102281079A
CN102281079A CN2011102692412A CN201110269241A CN102281079A CN 102281079 A CN102281079 A CN 102281079A CN 2011102692412 A CN2011102692412 A CN 2011102692412A CN 201110269241 A CN201110269241 A CN 201110269241A CN 102281079 A CN102281079 A CN 102281079A
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
amplitude
frequency
local oscillation
voltage controlled
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN2011102692412A
Other languages
English (en)
Other versions
CN102281079B (zh
Inventor
凯文·加德
安东尼·塞戈里亚
古尔坎瓦勒（卡迈勒）·萨霍塔
查理·珀西科
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Qualcomm Inc
Original Assignee
Qualcomm Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Qualcomm Inc filed Critical Qualcomm Inc
Publication of CN102281079A publication Critical patent/CN102281079A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN102281079B publication Critical patent/CN102281079B/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Transmitters (AREA)
  • Transceivers (AREA)
  • Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
  • Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)

Abstract

本发明提供了根据变频过程后的输出信号的电平来控制LO信号的振幅，从而减小LO泄漏的技术。LO发生器接收一个VCO信号，并产生一个具有可变振幅和与所述VCO信号的频率相关的频率的LO信号。可变增益放大器接收一个控制信号，并根据所述控制信号来调节所述LO信号的振幅。所述可变振幅LO信号被用于输入信号(如基带信号)的上变频(如直接变频)，以获得输出信号(如RF信号)。LO信号的振幅和输出信号的电平之间的关系可以由一个特定转移函数来定义。通常，对于较高的输出信号电平，LO信号的振幅设置得较高，对于较低的输出信号电平，LO信号的振幅按比例降低。

Description

使用可变振幅本振信号的直接变频
本申请是申请日为2003年11月14，题为“使用可变振幅本振信号的直接变频”，申请号为200380100702.7的专利申请的分案申请。
技术领域
本发明一般涉及电路，并且尤其涉及使用可变振幅本振(LO)信号来执行直接变频的技术。
背景技术
在无线通信系统中，数据一般进行数字处理(如编码和调制)，然后从基带上变频到射频(RF)，以获得一个更适于在无线链路传输的RF调制信号。该上变频可以使用多种发射机结构来执行。对于一个超外差发射机结构，该上变频要执行至少两个阶段，典型的为，在第一阶段从基带到中频(IF)，然后在第二阶段从IF到RF。对于一个直接变频发射机结构，该上变频执行一个阶段，从基带直接到RF。每个阶段都需要一个LO信号来执行从输入频率(其为基带或IF)到输出频率(其为IF或RF)的上变频。
发射机的一个重要的设计考虑是RF调制信号中LO信号的泄漏量。在理想的上变频阶段将接收一个输入信号和一个LO信号，并产生一个输出信号，该输出信号仅仅是利用LO信号的频率进行频率变换的输入信号。但是由于电路元件的非理想性和/或由于电路的布局，一些LO信号会不可避免地泄漏到输出信号中。该泄漏的LO信号成为输出信号中的噪声，而且会进一步引起其它性能降低。
由于LO信号的频率被设置为所需的RF输出频率，因此直接变频发射机的LO泄漏更严重。对于这种发射机，LO信号会电阻性地(如通过一个硅衬底)和/或磁性地(如通过用于LO电路和发射信号路径上的电感器)耦合到输出信号。相反，对于超外差发射机，这些阶段的LO信号不在所需的RF频率上，并且在发射信号路径上的LO耦合和增益分布是正常的，从而使得LO泄漏不是很严重。
对于一个需要提供宽输出功率调节范围的发射机来说，LO泄漏也很严重。一种需要此种宽功率调节的应用是码分多址(CDMA)通信系统。在CDMA系统的反向链路中，来自每个终端的信号被扩频到整个系统的带宽上(如1.2288MHz)。因此，从每个终端发射的信号成为系统中其它终端发射的信号的干扰。为了最小化干扰并增大系统容量，需要调节每个终端的发射功率，使得在最小化对其它终端的干扰的同时，保持所需接收信号的质量。在前向链路中，也需要调节发送到每个终端的信号的发射功率，使得在给定一个固定的总发射功率的情况下，可以服务于更多终端。对于某些CDMA系统，要求终端能够在85dB或更大的范围内调节其输出功率。
当输出信号处于高功率电平时，即使对于直接变频发射机来说，与输出信号相关的LO泄漏量通常也很小。但是，当输出信号的电平降低时，LO泄漏就会变得很大。实际上，当LO泄漏量接近所需的信号电平时，输出信号的质量将降低。对于一个需要提供宽输出功率范围的直接变频发射机，需要适当地处理LO泄漏，以确保即使是在最小输出功率电平时，由于LO泄漏所引起的性能降低也是可以接受的。
因此，当执行直接变频时，需要在本领域中用于减小输出信号上的LO泄漏的技术。
发明内容
在此提供了通过根据变频过程后的输出信号的电平控制LO信号的振幅，从而来降低LO泄漏的技术。对于可以容忍较大LO泄漏量的较高电平的输出信号，可以将LO信号设置得较高。对于更容易由于LO泄漏而引起性能降低的较低电平的输出信号，可以按比例降低LO信号。考虑到噪声和线性性能，在高输出信号电平时，需要有大的LO信号。在低输出信号电平时，这种需求会降低。定义LO信号电平和输出信号电平之间的转移函数，使得达到载波(或者LO)抑制和其它相关的规范和性能标准。
在一个实施例中，提供了一种包括一个LO发生器和一个可变增益放大器的集成电路。该LO发生器接收一个压控振荡器(VCO)信号(或该VCO信号的变形)，并产生一个具有可变振幅和与该VCO信号的频率相关的频率的LO信号。该可变增益放大器接收一个控制信号，并根据该控制信号来调节该LO信号的振幅。所述可变振幅LO信号用于输入信号(如基带信号)的上变频(如直接上变频)，以获得输出信号(如射频(RF)信号)。执行正交LO信号的生成和上变频，在此种情况下，输入信号由同相(I)和正交(Q)信号组成，并且LO信号由同相(I)和正交(Q)LO信号组成。
输出信号可以从上变频信号中获得，该上变频信号是通过变频产生的。例如，通过使用一个可变增益来放大该上变频信号可产生输出信号，并且该输出信号可具有可变信号电平。然后根据该输出信号的电平，来得到该LO信号的振幅。LO信号振幅和输出信号电平之间通过一个特定转移函数相关联。定义该转移函数，使得对于高于特定门限的输出信号电平，LO信号的振幅几乎是恒定的，对于低于该门限的输出信号电平，LO信号振幅与输出信号电平成正比(根据特定的增益斜率)。该门限和/或增益斜率是可选的或可编程的。
本发明的各个方面和各个实施例将在下面进行详细描述。
附图说明
结合附图，通过以下的详细描述，本发明的特征、特性和优点将会变得更加明显，在整个附图中相同的参考符号的意义相应一致，并且其中：
图1所示为一个收发信机单元的方框图；
图2以图表的方式说明了直接上变频过程；
图3所示为一个直接上变频器的方框图；
图4所示为一个可变振幅LO发生器的方框图；
图5所示为LO信号振幅和输出信号电平之间的一个转移函数的实例；
图6和图7分别是一个可变振幅正交LO发生器的方框图和示意图；和
图8是一个振幅控制单元的方框图。
具体实施方式
图1示出了可用于无线通信的收发信机单元120的一个实施例的方框图。收发信机单元120包括一个发射机和一个接收机，该收发信机单元可用于CDMA系统中的终端(如蜂窝电话或手持机)或基站中。收发信机单元120也可以用于其它通信系统的装置中。
在发射路径上，数字信号处理器110以同相(I)和正交(Q)数据流的方式提供数字数据。同相(I)和正交(Q)数据流被数模转换器(DAC)122转换为同相(I)和正交(Q)模拟信号，经过滤波器124滤波以消除由数模转换所产生的图像(images)，并由放大器(AMP)126进行放大。
直接上变频器130从放大器126接收放大后的同相(I)和正交(Q)信号，并从发送(TX)LO发生器144接收同相(I)和正交(Q)LO信号。然后直接上变频器130使用同相(I)和正交(Q)LO信号对放大后的同相(I)和正交(Q)信号执行从基带直接到RF的直接上变频。随后，该经上变频后的信号由一个可变增益放大器(VGA)132放大，由滤波器134滤波，并由一个功率放大器(PA)136再次放大，以产生一个RF调制信号。然后该RF调制信号路由通过双工器(D)138，并从天线170发射。
在接收路径上，信号由天线170接收，路由通过双工器138，由低噪声放大器(LNA)162放大，由滤波器164滤波，并由缓存器166缓存。直接下变频器170从缓存器166中接收缓存的信号，并从一个接收(RX)LO发生器154接收同相(I)和正交(Q)LO信号。然后下变频器170使用同相(I)和正交(Q)LO信号对缓存的信号执行从RF直接到基带的直接下变频。然后基带同相(I)和正交(Q)信号由可变增益放大器172放大，由滤波器174进行滤波，并且由模数转换器(ADC)176进行数字化以提供采样。然后将这些采样提供给数字信号处理器110，以进行进一步处理。
压控振荡器(VCO)142和152提供用于产生LO信号的VCO信号，然后将这些LO信号分别用于上变频和下变频。VCO信号是一个具有特定基频(fVCO)的周期信号，并且可具有任何波形(如正弦波、方波、锯齿波等等)。由于在CDMA系统中前向链路(或下行链路)和反向链路(或上行链路)使用了不同的频率，所以，根据LO发生器144和154的设计，来自VCO 142和152的VCO信号可以具有相同或不同的频率。锁相环(PLL)140从数字信号处理器110接收信息，并且提供用于调节VCO 142和152的频率和/或相位的控制。VCO 142和152也可以使用一些其它类型的振荡器来实现。
发送(TX)LO发生器144从VCO 142接收VCO信号，并产生用于直接上变频器130的同相(I)和正交(Q)LO信号。同样，接收(RX)LO发生器154从VCO 152接收VCO信号，并产生用于直接下变频器170的同相(I)和正交(Q)LO信号。振幅控制单元146和156接收来自处理器110的控制，并产生用于分别调节来自LO发生器144和154的LO信号振幅的振幅控制信号。
图1所示为一个具体的收发信机设计。在一个典型的收发信机中，发射和接收路径中的信号调整可由一级或多级放大器、滤波器等来执行，其配置可与图1中所示的不同，这在本领域中是公知的。图1中没有示出的其它电路模块也可以用于调整发射和接收路径中的信号。
图1还示出了在发射路径和接收路径上都使用的直接变频。在其它设计中，直接变频可只用于发射路径或只用于接收路径。根据使用该术语的上下文，这里使用的直接变频可以指直接上变频、直接下变频、或者直接上变频和直接下变频。
直接变频也可以用于本领域公知的各种调制方案，包括BPSK、QPSK、PSK、QAM等等。为了清楚起见，以下描述的直接上变频用于QPSK，其中使用同相(I)和正交(Q)LO信号来对同相(I)和正交(Q)基带信号进行上变频。在下面的描述中，根据使用该术语的上下文，LO信号可以指同相(I)LO信号和正交(Q)LO信号，或仅指同相(I)或者正交(Q)LO信号。
图2以图表的方式说明直接上变频过程。同相(I)和正交(Q)基带信号210的中心是直流电流(DC)(即0Hz)，并且同相(I)和正交(Q)LO信号212是基频为fLO的周期信号。对于理想的直接上变频器来说，上变频信号214是分别使用同相(I)和正交(Q)LO信号进行频率变换后的同相(I)和正交(Q)基带信号的简单的加和，并且不包括该LO信号的任何部分。但是，由于电路元件的非理想性和/或由于电路的布局，来自实际的直接上变频器的上变频信号216由于LO泄漏会包括LO信号的一部分。所泄漏的LO信号218处于上变频信号的带宽内，并且如果该泄漏的LO信号相对于所需的信号电平足够大，则会降低该上变频信号的质量。
在这里使用的“振幅”、“信号电平”、“功率电平”都与所需信号的大小有关。虽然“振幅”更常用于一些类型的信号(如周期、LO和VCO信号)，而“电平”更常用于一些其他类型的信号(如调制信号)，但是所有这些术语都可用于任何给定的信号。
图3所示为直接上变频器130a的一个实施例的方框图，其可以用于图1中的直接上变频器130。在该实施例中，直接上变频器130a包括耦合到加法器314的一对混频器312a和312b。来自图1中的放大器126的同相(I)和正交(Q)基带信号被分别提供给混频器312a和312b，混频器312a和312b也分别从发送(TX)LO发生器144接收同相(I)和正交(Q)LO信号。每个混频器312都使用其LO信号来上变频其基带信号，以产生一个上变频分量。然后加法器314把分别来自混频器312a和312b的同相(I)和正交(Q)分量相加，以产生上变频信号。来自直接上变频器130a的上变频信号由VGA 132放大，以提供一个具有可变信号电平的输出信号(或RF输出)。
在图3中还示出了直接变频发射机的LO泄漏路径。如果直接变频发射机是在RF集成电路(RFIC)上实现，那么主要的LO泄漏机制为(1)通过一个电阻性硅衬底的LO信号传导；(2)用于LO电路的电感器与用于在上变频器后的发射信号路径中的其它电路的电感器之间的磁耦合；(3)基带电路中的DC偏移和(4)信号径迹(trace)之间的电容性耦合。
电阻性衬底传导的发生如下所述：在RFIC上，电感器通常是由硅衬底上的螺旋金属线实现。该金属线构成了电容器的上电容器板，而电阻性硅衬底构成了电容器的下电容器板。于是，在该电感器上的高频LO信号就被电容性地耦合到衬底。该衬底提供了一条用于将该LO信号耦合到其他电路的电阻性传导路径，该其他电路耦合或连接到该衬底。
磁耦合的发生如下所述：流过螺旋电感器的LO信号的高频电流会产生一个磁场，该磁场耦合到其它电感器或其他电路的信号径迹。该耦合的磁场产生将感应到其他电感器和/或径迹上的LO信号的变形。通过对电感器的仔细布局和通过遵循本领域公知的其他设计规则，可以降低磁耦合量。
如上所述，直接变频发射机的LO泄漏要比超外差发射机的LO泄漏更严重。由于导电衬底的电容性耦合随着频率的增加而增强，所以RF频率的LO耦合要比IF频率的LO耦合更严重。由于在直接变频发射机中使用的LO信号处于所需RF，而在超外差发射机中使用的LO信号一般处于IF(或者低于所需RF的其他频率)，因此，直接变频发射机将会有更高的LO泄漏。此外，在超外差发射机中，发射信号路径中的全部增益可分布在IF和RF阶段中，从而使得敏感度和LO泄漏都不是很严重。由于没有IF，所以直接变频发射机的这种增益分布是不可能的。由于这些原因，直接变频发射机的LO泄漏需要更仔细地处理，以达到所需性能。
如上所述，如果不需要的LO泄漏接近所需的输出信号电平，则RF调制信号的质量就会降低。如一个具体的例子，在最小的指定输出功率电平下，CDMA终端需要保持6dB或更好的信噪比(SNR)。在最小的指定输出功率电平下，载波(或LO)抑制的合理设计预算量可为10dBc(即LO泄漏应该低于LO信号电平10dB)。假设没有其它显著降低SNR的因素，这样将会确保对于最差的工作点也能够获得所需的SNR。
这里提供了通过根据输出信号的电平来控制LO信号的振幅，从而降低LO泄漏的技术。例如，对于较高的输出信号电平，LO信号可以被设置在标准或者额定电平，而对于较低的输出信号电平，LO信号可以被设置在降低的电平。LO信号电平和输出信号电平之间的关系可以用一个特定转移函数来定义，如下所述。
图4所示为可变振幅LO发生器144a的一个实施例的简单方框图，该可变振幅LO发生器144a可以用于图1中的发送(TX)LO发生器144和接收(RX)LO发生器154。
在该实施例中，可变振幅LO发生器144a包括一个耦合到LO发生器340的可变增益放大器330。放大器330接收来自VCO 142的VCO信号和振幅控制信号，并提供一个“切换”信号，该“切换”信号具有由控制信号确定的振幅和由VCO信号的频率确定的频率。因此，该切换信号可以被看作是该VCO信号的变形。LO发生器340接收该切换信号(也可以是该VCO信号)，并产生具有可变振幅的同相(I)和正交(Q)LO信号。LO信号的振幅取决于该切换信号的振幅，而该切换信号的振幅又取决于该控制信号。该可变振幅的同相(I)和正交(Q)LO信号将被提供给直接上变频器130a。
图4所示为可变振幅LO发生器的符号表示图，其可以用各种设计来实现。根据具体的设计，其信号流可以与图4中所示的不同。例如，可变增益放大器330可以放在LO发生器340之后，并且用于调节同相(I)和正交(Q)LO信号的振幅。如另一例子中，可变增益放大器330可以被集成在LO发生器340内。通常，同相(I)和正交(Q)LO信号的频率取决于VCO信号的频率，并且同相(I)和正交(Q)LO信号的振幅取决于振幅控制信号。
如上所述，在输出信号电平较高时，LO泄漏并不严重，但是在输出信号电平较低时，LO泄漏就变得比较严重。因此可以根据输出信号电平来调节LO信号电平。
图5所示为LO信号的振幅或电平与输出信号的电平之间的转移函数510的一个实例。纵轴表示LO信号的振幅，其单位是dB(即LO信号的振幅是相对于额定LO信号的振幅给出的)。横轴表示输出信号的电平，其单位是dBm。
在如图5中以转移函数510示出的一个实施例中，LO信号保持在额定振幅，直到输出信号电平达到一个特定门限电平为止。当输出信号电平低于该门限电平时，通过调节LO发生器的可变增益放大器的增益来相应地调节LO信号电平。低于门限电平的增益斜率表示LO信号电平相对于输出信号电平的衰减速率。门限电平和/或增益斜率是可以选择的或可以编程的收发信机参数，并且可以根据为满足载波抑制和/或任何其他的相关规范所需的LO泄漏的衰减量来确定。
图5中所示的LO信号电平与输出信号电平之间的转移函数表示一个函数实例。LO信号电平和输出信号电平之间的关系也可以根据其它各种函数来定义，并且这些都在本发明的范围内。
对于图1和图4所示的收发信机的设计，输出信号电平由VGA 132的增益确定，并与之直接相关。VGA 132的增益控制信号确定该增益，并由此用来估计输出信号电平。然后，确定LO信号电平和VGA 132的增益控制之间的转移函数。由于LO信号电平是根据输出信号电平而变化的，而输出信号电平依赖于VGA增益，因此就可以根据VGA的增益控制来获得LO发生器的振幅控制。
当一个高振幅LO信号被施加到混频器(如图4中的混频器312a或312b)时，混频器就如同一个开关一样工作，并且上变频信号的信号电平主要取决于基带信号电平(而不是LO信号电平)。然而，当一个低振幅LO信号被施加到混频器时，混频器就如同一个乘法器一样工作，并且上变频信号的电平取决于基带信号电平和LO信号电平。因此，LO信号振幅调节会影响输出信号电平(尤其是在中等到低LO信号振幅时)，并且可以被考虑到或者结合进输出信号的增益控制的设计中。
LO信号振幅还可影响混频器的其它特性。比如，混频器的线性和混频器产生的噪声总量都依赖于LO信号振幅。由于这些原因的组合，当可以容忍较大量的LO泄漏时，对于较高输出信号电平，可以通过使用较高振幅的LO信号来获得更好的性能。
用于可变振幅LO发生器的门限电平和/或增益斜率可以按照多种方式来确定。在一个实施例中，根据实验测量、计算机仿真等等，可以确定整个收发信机单元的各种输出信号电平的LO泄漏。然后，该信息可被用于表征该收发信机设计。然后可以选择门限电平和/或增益斜率，使得对于可预料的较差的收发信机单元，也能满足载波抑制规范。在另一个实施例中，LO泄漏可以由一个收发信机单元进行测量(如在正常运行中)，并且可以选择门限电平和/或增益斜率，使得该收发信机单元可以满足载波抑制规范。在又一个实施例中，可以根据可以由该收发信机单元量化的一个或多个参数或标准，对门限电平和/或增益斜率进行调节。这些参数可包括线性、输出噪声、变换增益等。
图6所示为可变振幅正交LO发生器144b的方框图，该可变振幅正交LO发生器144b是LO发生器144a的一个实施例。在该实施例中，可变振幅正交LO发生器144b包括一个可变增益放大器630和一个LO发生器640。LO发生器640还包括一对混频器642a和642b和一个N分频单元644。
放大器630接收来自VCO 142的VCO信号和振幅控制信号，并提供一个具有由控制信号确定的振幅和由VCO信号的频率确定的频率的“切换”信号。N分频单元644也接收VCO信号，并产生同相(I)和正交(Q)“混频器LO”信号，该“混频器LO”信号的频率为VCO信号频率的1/N，其中N可以是1或者更大的任意正整数。由此，N分频单元644对VCO信号执行N分频。
混频器642a和642b分别从放大器630接收切换信号和从N分频单元644接收同相(I)和正交(Q)混频器LO信号。每个混频器642将切换信号与其混频器LO信号进行混频，以产生各自的LO信号，该LO信号的振幅依赖于切换信号的振幅。因此，LO信号的振幅由振幅控制信号来控制。如果VCO信号的频率是fVCO，那么切换信号的频率就为fVCO，并且混频器LO信号的频率是fVCO/N。对于一个双边带混频器来说，LO信号的频率是
Figure BDA0000090695590000101
其包括切换信号和混频器LO信号的频率和(fVCO+fVCO/N)和频率差(fVCO-fVCO/N)。通常滤掉该频率中的一个，而留下LO信号的其他信号。对于一个单边带混频器来说，根据单边带混频器的设计，LO信号频率是频率和(fVCO+fVCO/N)或频率差(fVCO-fVCO/N)。通常，混频器642a和642b可以都是单边带混频器或者双边带混频器。
通过混频两个信号(即切换信号和混频器LO信号)来产生LO信号可以提供一些益处：首先，VCO 142不需要工作在LO信号的频率上，这样可以降低从VCO到输出信号的LO泄漏。第二，通过选择适当的数值N，可以很容易地获得各种频率(如用于不同的工作频带)的LO信号。
图6所示为可变振幅正交LO发生器的符号表示图，其可以用各种设计来实现。根据具体的设计，其信号流可以与图6所示的不同。例如，可变增益放大器630可以被用于控制混频器642a和642b的增益，以调节切换信号的振幅。
图7是一个可变振幅正交LO发生器144c的实施例的示意图，其是图6中的正交LO发生器144b的一个具体设计。
在该实施例中，可变增益放大器630包括一个耦合到差分输入对上的电流镜。该电流镜包括NPN晶体管730a和730b以及电阻器732a和732b。晶体管730a和730b的基极耦合到一起，并耦合到晶体管730a的集电极上，晶体管730a的集电极还接收振幅控制信号的电流Iin。晶体管730a和730b的发射极分别耦合到电阻器732a和732b的一端，并且这些电阻器的另一端耦合到电路的地。差分输入对包括NPN晶体管734a和734b，其基极接收来自VCO 142的差分VCO信号，并且其发射极耦合到一起且与晶体管730b的集电极相耦合。
混频器642a包括NPN晶体管712a、712b、712c和712d、电容器714a、电感器716a和716b。晶体管712a和712b的基极从N分频单元644接收差分同相(I)混频器LO信号，晶体管712a和712b的发射极耦合到一起，并耦合到晶体管734a的集电极。晶体管712c和712d的基极分别与晶体管712b和712a的基极耦合，晶体管712c和712d的发射极耦合到一起，并耦合到晶体管734b的集电极，晶体管712c和712d的集电极分别耦合到晶体管712a和712b的集电极。电感器716a和716b串联耦合，其组合与电容器714a并联耦合，以形成一个振荡电路。该振荡电路(即电容器714a的两端)与晶体管712a和712b的集电极耦合，晶体管712a和712b的集电极提供了一个差分同相(I)LO信号。混频器642b包括与混频器642a相同的电路元件。对于混频器642b，NPN晶体管712e和712f的发射极耦合到一起并耦合到晶体管734a的集电极，晶体管712g和712h的发射极耦合到一起并且耦合到晶体管734b的集电极，晶体管712e和712f的集电极分别耦合到晶体管712g和712h的集电极，并且晶体管712e和712f的集电极提供了一个差分正交(Q)LO信号。
N分频单元644接收差分VCO信号，按照因子N来对VCO信号进行分频，并提供相位差为90度的差分同相(I)和正交(Q)混频器LO信号。因子N的典型值是2，但是通常可以是任意正整数。
可变振幅正交LO发生器144c的操作如下：振幅控制信号的输入电流Iin被提供给晶体管730a的集电极。由于电流镜的设计，通过晶体管730b的电流I1是由通过晶体管730a的输入电流Iin和电阻器732a与电阻器732b的比率确定的。如果电阻器的比率是一致的或者1.0，那么通过晶体管730b的电流就等于输入电流(即I1＝Iin)。
差分输入对由差分VCO信号驱动，其以速率fVCO交替地切换通过晶体管734a和734b的电流I1，速率fVCO是VCO信号的频率。由此，通过晶体管734a和734b的电流以由VCO信号确定的速率进行切换，并且具有由输入电流Iin确定的振幅。通过晶体管734a的电流I2是混频器642a的“偏置尾”(biastail)电流，并且通过晶体管734b的电流I3是混频器642b的偏置尾电流，每个混频器的平均偏置尾电流是Iin/2。
每个混频器642由来自N分频单元644的频率为fVCO/N的各自的差分混频器LO信号驱动。每个混频器的差分LO输出(如混频器642a的晶体管712a和712b的集电极上的差分信号)包括切换信号和混频器LO信号的频率和与频率差。振荡电路可以被调谐到频率和或频率差，并用来(1)使其调谐到的所需频率通过，并且(2)滤除不需要的频率以及其它寄生信号和噪声。振荡电路也执行电流-电压的转换，以为差分LO信号提供一个电压信号。
图7所示为使用双极性晶体管来实现可变振幅正交LO发生器144c的设计。通常，可变增益LO发生器可以使用包括CMOS、BiCMOS、GaAs等的任何工艺技术来实现。
来自混频器642a和642b的同相(I)和正交(Q)LO信号是具有与混频器的偏置尾电流I2和I3成线性正比的振幅的电压信号，偏置尾电流I2和I3与振幅控制信号的输入电流Iin成正比。有时需要根据输入控制信号的线性变化来指数地调节同相(I)和正交(Q)LO信号的振幅。这种关系被称为“线性dB”(linear-in-dB)。通过产生同输入控制信号成指数关系的输入电流Iin可实现线性dB控制。
图8是振幅控制单元146a的方框图，其是图1中的单元146的一个实施例。单元146a接收输入控制信号(其可以是一个电压信号)，并产生振幅控制信号(其可以是一个电流信号)。
在单元146a中，电压-电流(V-I)变换器812将输入控制信号的电压Vin变换成电流Ia(即Ia∝V)。然后单元814对电流Ia执行温度补偿，以提供温度补偿电流Ib。该温度补偿可以确保在温度变化时，同相(I)和正交(Q)LO信号的振幅几乎保持恒定，这可以改善性能。然后单元816将该温度补偿电流Ib转换成电流Ic，电流Ic与电流Ib成指数关系(即I c∝eIb)。该指数函数用于提供线性dB控制(即相对于电流Ib，LO信号的振幅(单位为dB)是线性的)。
门限和斜率控制单元818接收电流Ic，并产生振幅控制信号的输入电流Iin。具体而言，单元818将电流Ic箝位到一个特定的额定值，直到下降到低于门限值为止，该门限值是可选的或可编程的。单元818还提供了一种调节输入电流Iin与电流Ic之间的比例的方法。该比例也是可选的或可编程的。单元818向图7中所示的可变振幅正交LO发生器144c的电流镜提供输入电流Iin。门限和/或增益斜率可以在设计时间、制造期间、正常工作期间等进行设置。
为了清楚起见，以上描述了具体的实施例和设计。这里描述的通过使用可变振幅LO信号来执行直接变频以减小LO泄露的技术可以应用于各种系统和应用中。例如，这些技术可以用于直接上变频(如上述)和直接下变频。对于直接下变频接收机，LO信号的振幅可以根据接收信号(例如，图1中缓存器166的输出)的振幅进行调节。
这里描述的技术可以用于正交调制(如QPSK、QAM等等，如上所述)以及非正交调制(如BPSK)。对于非正交调制，只有一个LO信号(而不是正交的同相(I)和正交(Q)LO信号)用于变频。
这里描述的通过使用具有可变振幅LO信号来执行直接变频的技术可以以各种方式来实现。例如，这些技术可以通过硬件、软件、或者二者的结合来实现。对于硬件实现，用于实现任何一个或多个技术组合的元件可以在一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器和其它设计为执行这里所述的功能的电子单元或它们的组合中实现。
所公开实施例的以上描述使得本领域的任何技术人员都能够制造或使用本发明。对于本领域的技术人员来说，对于这些实施例的各种修改将是很明显的，而且在不脱离本发明的精神和范围的情况下，这里所定义的一般原理也可以应用到其它实施例中。因此，本发明并不仅仅限于这里所示的实施例，而是与这里所公开的原理和新颖特征一致的最广泛的范围。

Claims (14)

1.一种集成电路，包括：
本振发生器(144b)，用于接收压控振荡器信号，并产生具有可变振幅和与所述压控振荡器信号的频率相关的频率的本振信号，所述本振发生器(144b)包括：
可变增益放大器(630)，用于接收所述压控振荡器信号，并根据射频输出信号的振幅调节所述压控振荡器信号的振幅，以提供具有该调节后的振幅和由所述压控振荡器信号的频率确定的频率的切换信号，
分频器单元(644)，用于接收所述压控振荡器信号，并产生具有与所述压控振荡器信号的频率相关的频率的混频器本振信号，和
混频器(642)，用于从可变增益放大器(630)接收所述切换信号以及从所述分频器单元(644)接收所述混频器本振信号，并将所述混频器本振信号与所述切换信号进行混频以提供所述本振信号，
振幅控制单元(146)，用于接收所述输出信号的增益控制信号，并产生所述可变增益放大器的振幅控制信号，其中所述振幅控制信号和增益控制信号通过一个特定转移函数相关联，
其中，所述本振信号被用于基带输入信号的直接上变频，以获得所述输出信号，
其中，对于高于特定门限的输出信号电平，所述本振信号的振幅几乎是恒定的，而对于低于该特定门限的输出信号电平，所述本振信号的振幅与所述输出信号的电平成正比。
2.如权利要求1所述的集成电路，其中根据所述输出信号的增益控制来调整所述本振信号的振幅。
3.如权利要求1所述的集成电路，其中所述特定门限是可选的。
4.如权利要求1所述的集成电路，其中所述本振信号的振幅变化与所述输出信号的电平变化的比例是可选的。
5.如权利要求1所述的集成电路，其中根据所述输出信号的门限电平来调节所述本振信号的振幅，以满足载波抑制规范。
6.如权利要求1所述的集成电路，其中所述本振信号的振幅与所述输出信号的增益控制信号成指数关系。
7.如权利要求1所述的集成电路，其中根据所述输出信号的增益控制信号，对所述本振信号的振幅进行温度补偿。
8.如权利要求1所述的集成电路，其中所述分频器单元用于使用因子N对所述压控振荡器信号进行分频，以产生所述混频器本振信号，其中N是一个正整数。
9.如权利要求1所述的集成电路，其中所述混频器是单边带混频器。
10.如权利要求1所述的集成电路，其中所述本振发生器和可变增益放大器是用双极性晶体管实现的。
11.如权利要求1所述的集成电路，进一步包括：
上变频器，用于接收所述输入信号，并使用所述可变振幅本振信号来上变频所述输入信号以产生上变频信号，从该上变频信号中获得所述输出信号。
12.一种装置，包括：
本振发生器(144b)，用于接收压控振荡器信号，并产生具有可变振幅和与所述压控振荡器信号的频率相关的频率的同相和正交本振信号，所述本振发生器(144b)包括：
第一可变增益放大器(630)，用于接收所述压控振荡器信号，并根据射频输出信号的振幅调节所述压控振荡器信号的振幅，以提供具有该调节后的振幅和由所述压控振荡器信号的频率确定的频率的切换信号，和
分频器单元(644)，用于接收所述压控振荡器信号，并产生具有与所述压控振荡器信号的频率相关的频率的同相和正交混频器本振信号，和
混频器(642)，用于从可变增益放大器(630)接收所述切换信号以及从所述分频器单元(644)接收所述同相和正交混频器本振信号，并将所述同相和正交混频器本振信号与所述切换信号进行混频以提供所述同相和正交本振信号，
直接上变频器(130)，用于接收同相和正交基带信号，并使用所述同相和正交本振信号来直接上变频所述同相和正交基带信号，以产生上变频信号，从该上变频信号获得所述输出信号；
振幅控制单元(146)，用于接收所述输出信号的增益控制信号，并产生所述可变增益放大器的振幅控制信号，其中所述振幅控制信号和增益控制信号通过一个特定转移函数相关联，
其中，对于高于特定门限的输出信号电平，所述本振信号的振幅几乎是恒定的，而对于低于该特定门限的输出信号电平，所述本振信号的振幅与所述输出信号的电平成正比。
13.如权利要求12所述的装置，进一步包括：
第二可变增益放大器(132)，用于使用可变增益将所述上变频信号放大，以提供具有可变信号电平的所述输出信号，其中所述本振信号的振幅依赖于所述第二可变增益放大器的增益控制。
14.一种在无线通信系统中进行上变频的方法，包括：
根据压控振荡器信号来产生本振信号，其中所述本振信号具有可变振幅和与所述压控振荡器信号的频率相关的频率，所述根据压控振荡器信号来产生本振信号包括：
由可变增益放大器(630)接收所述压控振荡器信号，并根据射频输出信号的振幅来调节所述压控振荡器信号的振幅，以提供具有该调节后的振幅和由所述压控振荡器信号的频率确定的频率的切换信号，其中振幅控制单元(146)接收所述输出信号的增益控制信号并产生所述可变增益放大器的振幅控制信号，其中所述振幅控制信号和增益控制信号通过一个特定转移函数相关联，
由分频器单元(644)接收所述压控振荡器信号，并产生具有与所述压控振荡器信号的频率相关的频率的混频器本振信号，和
由混频器(642)从可变增益放大器(630)接收所述切换信号以及从所述分频器单元(644)接收所述混频器本振信号，并将所述混频器本振信号与所述切换信号进行混频以提供所述本振信号，
使用所述本振信号来对基带输入信号进行直接上变频，以获得所述输出信号，
其中，对于高于特定门限的输出信号电平，所述本振信号的振幅几乎是恒定的，而对于低于该特定门限的输出信号电平，所述本振信号的振幅与所述输出信号的电平成正比。
CN201110269241.2A 2002-11-15 2003-11-14 使用可变振幅本振信号的直接变频的方法和装置 Expired - Fee Related CN102281079B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US10/295,639 2002-11-15
US10/295,639 US7027793B2 (en) 2002-11-15 2002-11-15 Direct conversion with variable amplitude LO signals

Related Parent Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNA2003801007027A Division CN1692561A (zh) 2002-11-15 2003-11-14 使用可变振幅本振信号的直接变频

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN102281079A true CN102281079A (zh) 2011-12-14
CN102281079B CN102281079B (zh) 2014-04-16

Family

ID=32297262

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201110269241.2A Expired - Fee Related CN102281079B (zh) 2002-11-15 2003-11-14 使用可变振幅本振信号的直接变频的方法和装置
CNA2003801007027A Pending CN1692561A (zh) 2002-11-15 2003-11-14 使用可变振幅本振信号的直接变频

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNA2003801007027A Pending CN1692561A (zh) 2002-11-15 2003-11-14 使用可变振幅本振信号的直接变频

Country Status (14)

Country Link
US (3) US7027793B2 (zh)
EP (1) EP1576738B1 (zh)
JP (1) JP4499570B2 (zh)
KR (1) KR101122981B1 (zh)
CN (2) CN102281079B (zh)
AT (1) ATE484888T1 (zh)
AU (1) AU2003287661A1 (zh)
DE (1) DE60334568D1 (zh)
IL (3) IL162787A0 (zh)
MX (1) MXPA04006827A (zh)
MY (2) MY135156A (zh)
RU (1) RU2376704C2 (zh)
TW (1) TWI328338B (zh)
WO (1) WO2004047324A1 (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106059965A (zh) * 2015-04-14 2016-10-26 船井电机株式会社 信号传输装置
CN109474292A (zh) * 2018-12-24 2019-03-15 南京屹信航天科技有限公司 一种用于星载测控设备的射频通道电路

Families Citing this family (45)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7027793B2 (en) * 2002-11-15 2006-04-11 Qualcomm Incorporated Direct conversion with variable amplitude LO signals
US7206355B2 (en) * 2002-12-02 2007-04-17 Nortel Networks Limited Digitally convertible radio
JP2004343164A (ja) * 2003-05-13 2004-12-02 Renesas Technology Corp 通信用半導体集積回路および無線通信システム
DE602004032304D1 (de) * 2004-02-10 2011-06-01 St Microelectronics Nv Verfahren und Vorrichtung zur Frequenzumsetzung, inbesondere zum Einstellen der Sendeleistung in einem zellularen Mobiltelefon
US7286015B2 (en) * 2004-12-17 2007-10-23 Theta Microelectronics, Inc. Linear-in-dB variable gain amplifiers with an adaptive bias current
US7792215B2 (en) * 2006-04-14 2010-09-07 Korea Advanced Institute Of Science And Technology (Kaist) Direct-conversion receiver and sub-harmonic frequency mixer thereof
EP2054999B1 (en) * 2006-08-09 2011-06-08 ST-Ericsson SA Signal processor comprising a frequency converter
US7627303B2 (en) * 2006-08-30 2009-12-01 Wipro Limited Signal downconverter
US7603096B2 (en) * 2007-02-16 2009-10-13 Mediatek Inc. Mixer with self-calibrating carrier leakage mechanism
US7941115B2 (en) * 2007-09-14 2011-05-10 Qualcomm Incorporated Mixer with high output power accuracy and low local oscillator leakage
JP5189837B2 (ja) * 2007-12-27 2013-04-24 株式会社日立製作所 アナログデジタル変換器並びにそれを用いた通信装置及び無線送受信器
US7773545B2 (en) * 2008-02-27 2010-08-10 Mediatek Inc. Full division duplex system and a leakage cancellation method
US8055235B1 (en) * 2008-05-02 2011-11-08 Hypres, Inc. System and method for digital interference cancellation
US8970272B2 (en) * 2008-05-15 2015-03-03 Qualcomm Incorporated High-speed low-power latches
KR20100026360A (ko) * 2008-08-29 2010-03-10 한국전자통신연구원 누설신호 저감장치 및 그 방법
US8736392B2 (en) 2009-03-18 2014-05-27 Qualcomm Incorporated Transformer-based CMOS oscillators
JP2010273069A (ja) * 2009-05-21 2010-12-02 Renesas Electronics Corp 受信器、送受信器および携帯端末装置
US7888983B2 (en) * 2009-06-26 2011-02-15 Qualcomm Incorporated Predetermined duty cycle signal generator
US8847638B2 (en) * 2009-07-02 2014-09-30 Qualcomm Incorporated High speed divide-by-two circuit
US8791740B2 (en) * 2009-07-16 2014-07-29 Qualcomm Incorporated Systems and methods for reducing average current consumption in a local oscillator path
US8744385B2 (en) * 2009-09-01 2014-06-03 Provigent Ltd Efficient reduction of local oscillator leakage
AU2010352627B2 (en) * 2010-05-07 2014-05-08 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus for receiving analog baseband signal
EP2388921B1 (en) * 2010-05-21 2013-07-17 Nxp B.V. Integrated circuits with frequency generating circuits
US8854098B2 (en) 2011-01-21 2014-10-07 Qualcomm Incorporated System for I-Q phase mismatch detection and correction
US9794057B1 (en) * 2011-04-29 2017-10-17 Keysight Technologies, Inc. Method and system for synthetically sampling input signal
CN102510265A (zh) * 2011-09-28 2012-06-20 武汉虹信通信技术有限责任公司 基于变频系统的自适应减小本振泄露的方法及实现装置
EP2624462B1 (en) * 2012-02-03 2017-07-12 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Down-conversion circuit
US9154077B2 (en) 2012-04-12 2015-10-06 Qualcomm Incorporated Compact high frequency divider
US9081399B2 (en) * 2012-07-09 2015-07-14 Silanna Semiconductor U.S.A., Inc. Charge pump regulator circuit with variable amplitude control
US9041370B2 (en) 2012-07-09 2015-05-26 Silanna Semiconductor U.S.A., Inc. Charge pump regulator circuit with a variable drive voltage ring oscillator
US20140134961A1 (en) * 2012-11-09 2014-05-15 Nokia Siemens Networks Oy Common Local Oscillator For Multiple Transceivers
CN103840846B (zh) * 2014-03-19 2016-02-03 嘉兴创德电子有限公司 一种降低本振信号干扰的抑制电路以及收发机
JP2017069824A (ja) * 2015-09-30 2017-04-06 エスアイアイ・セミコンダクタ株式会社 受信機および通信システム
US20170230920A1 (en) * 2016-02-04 2017-08-10 Qualcomm Incorporated Detection of interference in wireless communication devices
RU169628U1 (ru) * 2016-04-01 2017-03-24 Акционерное общество "Научно-исследовательский институт электронной техники" Генератор на кмоп транзисторах ультравысоких модулированных по частоте колебаний
CN105871389B (zh) * 2016-04-07 2018-06-22 杭州中科微电子有限公司 一种电流型发射机结构
CN106549682B (zh) * 2016-11-04 2018-11-23 北京遥测技术研究所 一种减小发射信道角度误差的电路
US10193497B2 (en) * 2016-12-06 2019-01-29 Qualcomm Incorporated Enhanced broadband operation of an active mixer
US10778200B2 (en) * 2018-05-24 2020-09-15 Swiftlink Technologies Inc. Wide-band 360 degree phase shifter utilizing right-hand and left-hand transmission line switches for RF communications
US10404212B1 (en) * 2018-08-06 2019-09-03 Futurewei Technologies, Inc. Programmable driver for frequency mixer
WO2020132976A1 (zh) * 2018-12-26 2020-07-02 鹤壁天海电子信息系统有限公司 一种频率源及通信设备
US10917132B1 (en) * 2019-07-10 2021-02-09 Rockwell Collins, Inc. Switchless transceiver integrated programmable differential topology
WO2021026398A2 (en) * 2019-08-08 2021-02-11 Anokiwave, Inc. Spur mitigation in a heterodyne upconversion system
US11749896B1 (en) 2020-06-23 2023-09-05 Massive Light, LLC Omni-directional broadband low distortion coaxial horn antenna
KR102426630B1 (ko) * 2022-04-12 2022-07-28 한화시스템(주) 저궤도 위성의 rf 신호 처리 장치 및 그 방법

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5107487A (en) * 1991-05-28 1992-04-21 Motorola, Inc. Power control of a direct sequence CDMA radio
WO2002056490A2 (en) * 2001-01-12 2002-07-18 Qualcomm Inc Direct conversion digital domain control
WO2002056489A2 (en) * 2001-01-12 2002-07-18 Qualcomm Inc Local oscillator leakage control in direct conversion processes

Family Cites Families (34)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4811425A (en) 1987-01-09 1989-03-07 Itt Avionics, A Division Of Itt Corporation Apparatus for reducing the effects of local oscillator leakage in mixers employed in zero IF receivers
JPS63287113A (ja) 1987-05-19 1988-11-24 Nec Corp 位相同期ル−プ用集積回路
US5428837A (en) 1993-01-13 1995-06-27 Anadigics, Inc. Method and apparatus for reducing local oscillator leakage in integrated circuit receivers
JPH0799448A (ja) * 1993-06-22 1995-04-11 Casio Comput Co Ltd Ｐｌｌ周波数シンセサイザ回路
JPH0722999A (ja) * 1993-06-29 1995-01-24 Sanyo Electric Co Ltd デジタル変調式無線電話装置
SE502599C2 (sv) * 1993-09-09 1995-11-20 Ericsson Ge Mobile Communicat Sätt och anordning vid en homodynmottagare för att minimera läckage av störsignaler
JPH07254864A (ja) * 1994-03-15 1995-10-03 Fujitsu Ltd 無線送信機
US5507036A (en) 1994-09-30 1996-04-09 Rockwell International Apparatus with distortion cancelling feed forward signal
GB2319918B (en) * 1996-12-02 2001-04-04 Nokia Mobile Phones Ltd Amplifier system
US5862466A (en) 1997-01-09 1999-01-19 Hewlett-Packard Company Method and apparatus for automatically balancing a radio-frequency mixer
JPH11298360A (ja) * 1998-04-08 1999-10-29 Oki Electric Ind Co Ltd 周波数変換装置
US6243569B1 (en) 1998-08-12 2001-06-05 Analog Devices, Inc. Direct conversion circuit for radio frequency signals
US6393266B1 (en) 1999-03-02 2002-05-21 Conexant Systems, Inc. Preprocessor and related frequency translator
US6879817B1 (en) 1999-04-16 2005-04-12 Parkervision, Inc. DC offset, re-radiation, and I/Q solutions using universal frequency translation technology
EP1201029B1 (en) 1999-05-24 2003-04-02 Level One Communications, Inc Automatic gain control and offset correction
JP3322307B2 (ja) * 1999-08-04 2002-09-09 日本電気株式会社 送信機
US7555263B1 (en) 1999-10-21 2009-06-30 Broadcom Corporation Adaptive radio transceiver
KR100713395B1 (ko) * 1999-10-27 2007-05-03 삼성전자주식회사 자동 이득제어 시스템의 비선형 왜곡 제거 장치 및 방법
US7068987B2 (en) * 2000-10-02 2006-06-27 Conexant, Inc. Packet acquisition and channel tracking for a wireless communication device configured in a zero intermediate frequency architecture
ATE386370T1 (de) 2000-10-19 2008-03-15 Texas Instruments Inc Verfahren und vorrichtung zur erzeugung eines lokaloszillatorsignals
WO2002045283A2 (en) 2000-11-29 2002-06-06 Broadcom Corporation Integrated direct conversion satellite tuner
US6694129B2 (en) * 2001-01-12 2004-02-17 Qualcomm, Incorporated Direct conversion digital domain control
JP3979485B2 (ja) 2001-01-12 2007-09-19 株式会社ルネサステクノロジ 信号処理用半導体集積回路および無線通信システム
US20020163391A1 (en) 2001-03-01 2002-11-07 Peterzell Paul E. Local oscillator leakage control in direct conversion processes
US20020123319A1 (en) * 2001-03-01 2002-09-05 Peterzell Paul E. Direct conversion digital domain control
JP2002280842A (ja) * 2001-03-21 2002-09-27 Hitachi Ltd 電力増幅器モジュール
US6987954B2 (en) 2001-05-15 2006-01-17 Research In Motion Limited Feedback compensation detector for a direct conversion transmitter
KR100392361B1 (ko) 2001-07-13 2003-07-23 한국전자통신연구원 우수 고주파 혼합기를 이용한 누설 신호 제거 장치 및 그방법
US7203472B2 (en) * 2002-03-15 2007-04-10 Nokia Corporation Method and apparatus providing calibration technique for RF performance tuning
US7062247B2 (en) 2002-05-15 2006-06-13 Nec Corporation Active double-balanced mixer
US7277682B2 (en) 2002-05-16 2007-10-02 Silicon Storage Technology, Inc. RF passive mixer with DC offset tracking and local oscillator DC bias level-shifting network for reducing even-order distortion
US7103327B2 (en) 2002-06-18 2006-09-05 Broadcom, Corp. Single side band transmitter having reduced DC offset
US7221915B2 (en) * 2003-06-25 2007-05-22 M/A-Com, Inc. Electromagnetic wave transmitter, receiver and transceiver systems, methods and articles of manufacture
US7027793B2 (en) 2002-11-15 2006-04-11 Qualcomm Incorporated Direct conversion with variable amplitude LO signals

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5107487A (en) * 1991-05-28 1992-04-21 Motorola, Inc. Power control of a direct sequence CDMA radio
WO2002056490A2 (en) * 2001-01-12 2002-07-18 Qualcomm Inc Direct conversion digital domain control
WO2002056489A2 (en) * 2001-01-12 2002-07-18 Qualcomm Inc Local oscillator leakage control in direct conversion processes

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106059965A (zh) * 2015-04-14 2016-10-26 船井电机株式会社 信号传输装置
CN106059965B (zh) * 2015-04-14 2020-02-18 船井电机株式会社 信号传输装置
CN109474292A (zh) * 2018-12-24 2019-03-15 南京屹信航天科技有限公司 一种用于星载测控设备的射频通道电路
CN109474292B (zh) * 2018-12-24 2024-01-23 南京屹信航天科技有限公司 一种用于星载测控设备的射频通道电路

Also Published As

Publication number Publication date
MY158086A (en) 2016-08-30
TWI328338B (en) 2010-08-01
WO2004047324A1 (en) 2004-06-03
ATE484888T1 (de) 2010-10-15
MXPA04006827A (es) 2004-10-11
MY135156A (en) 2008-02-29
US20060189293A1 (en) 2006-08-24
JP4499570B2 (ja) 2010-07-07
IL162787A0 (en) 2005-11-20
DE60334568D1 (de) 2010-11-25
RU2004121685A (ru) 2006-01-10
CN1692561A (zh) 2005-11-02
EP1576738B1 (en) 2010-10-13
US20090111419A1 (en) 2009-04-30
US7460849B2 (en) 2008-12-02
US8526904B2 (en) 2013-09-03
TW200511708A (en) 2005-03-16
KR20050084755A (ko) 2005-08-29
RU2376704C2 (ru) 2009-12-20
KR101122981B1 (ko) 2012-03-15
IL187206A (en) 2010-12-30
CN102281079B (zh) 2014-04-16
IL187206A0 (en) 2008-02-09
US7027793B2 (en) 2006-04-11
AU2003287661A1 (en) 2004-06-15
JP2006506910A (ja) 2006-02-23
US20040097214A1 (en) 2004-05-20
EP1576738A1 (en) 2005-09-21
IL162787A (en) 2009-02-11

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN102281079B (zh) 使用可变振幅本振信号的直接变频的方法和装置
CN101438503B (zh) 超宽带cmos收发器
Sowlati et al. Quad-band GSM/GPRS/EDGE polar loop transmitter
US6674998B2 (en) System and method for detecting and correcting phase error between differential signals
US6891440B2 (en) Quadrature oscillator with phase error correction
US6975848B2 (en) Method and apparatus for DC offset removal in a radio frequency communication channel
US20070142080A1 (en) Direct-conversion transmitter circuit and transceiver system
US10277173B1 (en) Amplifier linearizer with wide bandwidth
CN102308478A (zh) 具有多个调谐环路的频率合成器
CN1529947A (zh) 接收机和通信终端
US20100074303A1 (en) Wireless Communication Apparatus
US20060140253A1 (en) Ultra-wideband transmitter and transceiver using the same
EP1550204A2 (en) Multiple band local oscillator frequency generation circuit
US9077573B2 (en) Very compact/linear software defined transmitter with digital modulator
EP1500205A1 (en) Frequency synthesizers for supporting voice communication and wireless networking standards
CN100505525C (zh) 滤波电路
US11736071B2 (en) Wideband amplifier
Valdes-Garcia et al. An 11-Band 3.4 to 10.3 GHz MB-OFDM UWB Receiver in 0.25/spl mu/m SiGe BiCMOS
US10419045B1 (en) Low-noise amplifier (LNA) transformer notch
Razavi et al. Design of CMOS transceivers for MB-OFDM UWB applications
JP2004104583A (ja) 受信装置

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20140416

Termination date: 20201114

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee