JP4478680B2 - 送受信兼用信号インターフェース - Google Patents

Description

（関連出願の援用）
本出願は、タイトルが「Ｂｉ−ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ Ａｎｔｅｎｎａ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ ａｎｄ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｌｉｎｋ ｗｉｔｈ Ｌｏｗ Ｉｎｔｒｉｎｓｉｃ Ｎｏｉｓｅ Ｆｉｇｕｒｅ」の米国特許出願第６０／４８８，７４８号（２００３年７月１４日出願）の優先権を主張する。その出願の開示全体は、本明細書において参考として援用される。

（発明の背景）
本発明は、概して、伝送機能及び受信機能の双方を実行するアンテナ信号インターフェースのような信号インターフェースに関する。アンテナは、電流を運ぶことができる導電構造体である。電波を送受信するのにアンテナを用いることができる。時間変化電流がアンテナに電気的に接続されたならば、アンテナは電波を放射する。時間変化電磁界がアンテナにより受信されたならば、アンテナは時間変化電流を生じさせる。

電力を効果的に運ぶのに信号インターフェースが用いられる。例えば、アンテナと、送信及び／または受信電子機器との間で電力を効果的に運ぶのにアンテナ信号インターフェースが用いられる。送信機アンテナインターフェースは、送信機をアンテナに電気的に接続する伝送線から電力を効果的に運ぶように設計されている。受信機アンテナインターフェースは、受信機に電気的に接続されている伝送線へアンテナからの電力を効果的に運ぶように設計されている。送受信機アンテナインターフェースは、送信機をアンテナに電気的に接続する伝送線から電力を効果的に運ぶように設計され、しかも、受信機に電気的に接続されている伝送線へアンテナからの電力を効果的に運ぶように設計されている送受信兼用のインターフェースである。

（詳細な説明）
図１Ａには、当該技術分野で既知である一般的な送受信兼用の信号インターフェース１００を示す。この信号インターフェース１００は、伝送信号を受信する入力ポート１０２と、受信信号を移す出力ポート１０４とを含む。信号インターフェース１００は、信号を送信及び受信する送受信兼用ポート１０６を含む。

信号インターフェース１００は、送受信兼用ポート１０６と、通信システム内の送信及び受信電子機器との間で電力を運ぶのに用いられる。既知の信号インターフェースは、送信機を送受信兼用ポート１０６に電気的に接続する伝送線から電力を効果的に運び、しかも、受信機に電気的に接続されている伝送線へ送受信兼用ポート１０６からの電力を効果的に運ぶように設計されている。既知の信号インターフェースは、高度な送信−受信信号分離を達成するため、受信機を送信機から分離するようにも設計されている。

図１Ｂには、フェライトサーキュレータのような電子循環器１２０を含む既知の送受信兼用の信号インターフェースを示す。この循環器１２０は、送信機から伝送信号を受信する入力ポート１２２と、受信信号を受信機へ移す出力ポート１２４とを含む。循環器１２０は、信号を送信及び受信する送受信兼用ポート１２６をも含む。アンテナ１２８は送受信兼用ポート１２６に電気的に接続されている。

循環器１２０は、送信及び受信が時間内に同時に発生できる全２重動作を可能にする。循環器は、当該技術分野で周知である３ポート非可逆電子装置である。循環器の１つのポートへ接続された信号は、それに続くポートへ指向されるが、逆の場合は異なる。動作中、送信機からの伝送信号は循環器１２０の入力ポート１２２へ伝播し、アンテナ１２８へ電気的に接続された送受信兼用ポート１２６へ指向される。アンテナ１２８から送信された信号は送受信兼用ポート１２６へ伝播し、受信機に接続された出力ポート１２４へ指向される。

理論的には、入力ポート１２２へ伝播する全部の伝送信号は、アンテナ１２８に接続された送受信兼用ポート１２６へ指向され、送受信兼用ポート１２６へ伝播する全部の送信された信号は、受信機に接続された出力ポート１２４へ指向される。しかし、実際には、入力ポート１２２へ伝播する伝送信号のごく一部分は、出力ポート１２４に漏れる。

循環器型の送受信兼用電子アンテナインターフェースは、増幅器と共にしばしば用いられている。例えば、伝送信号の振幅を増大させるのに用いられる送信ドライバ増幅器へ循環器１２０の入力ポート１２２を接続できる。受信信号を増幅するのに用いられる低雑音増幅器（ＬＮＡ）へ循環器１２０の出力ポート１２４を接続できる。

多くの分野に対して、循環器１２０は、送信機と受信機との間で不適切な分離を行う。典型的な送信電力レベルを１．０〜１０Ｗとする場合があり、（ＬＮＡの大きさ及び帯域幅に依存する）１〜１０ｍＷに及ぶ入力電力により典型的なＬＮＡを損なうおそれがあるので、受信機−送信機分離は、欠くことができない。従って、受信−送信分離の３０ｄＢの最小限度が典型的に必要とされる。多くの分野に対して、受信−送信分離は、１００ｄＢよりも大きくすべきである。市販されている電子循環器は、１０ＧＨｚまでの、３：１以下の部分的な帯域幅だけにわたる周波数で約１４ｄＢの分離を行う。しかし、部分的な帯域幅が増大するのにつれて、分離の大きさは減少する。その結果として、高感度ＬＮＡを損傷から保護するのにダイオードのような入力電力制限装置が、時々、用いられる。更に、このような広帯域の循環器は、１ｄＢ程度である場合がある著しい損失を典型的に有する。この損失は最小受信機雑音指数へ加わり、この損失を次の段の増幅により回復できない。

同じか、または異なる周波数で同時に送信及び受信を実行するのにも、受信機−送信機分離は欠くことができない。劣った受信機−送信機分離は、伝送信号が受信機チャネルで伝播する幾らかの「漏れ」または「ブリードスルー」を引き起こすおそれがある。強い伝送信号のブリードスルーは、弱い所望の受信信号を受信機が検出することを阻止するおそれがある。

更に、循環器が、循環器材料において非可逆性能を生じさせるのに必要とされる永久磁石を含むので、循環器は、比較的大きく、且つ重い装置である。循環器の大きさ及び重量は、フェイズドアレイアンテナ分野、並びに、宇宙ベース及び空中分野のような多くの分野に対して不所望である。

図１Ｃには、電子スイッチ１４０を含む既知の送受信兼用の信号インターフェースを示す。このスイッチ１４０は、送信機から伝送信号を受信する入力ポート１４２と、受信信号を受信機へ移す出力ポート１４４とを含む。スイッチ１４０は、信号を送信及び受信する送受信兼用ポート１４６をも含む。アンテナ１４８は送受信兼用ポート１４６に電気的に接続されている。

スイッチ１４０は半２重動作を実行する。この半２重動作では、スイッチは受信信号を受信するか、または、伝送信号を送信することができるが、受信信号の受信と伝送信号の送信とを同時に行うことはできない。伝送信号及び受信信号が時間内に重複できないので、同時送受信は不可能である。スイッチ１４０の入力ポート１４２及び出力ポート１４４の分離は一般に、循環器１２０（図１Ｂ）の入力ポート１２２及び出力ポート１２４の分離よりも大きい４０ｄＢである。

その他の既知のアンテナインターフェースはダイプレクサを用いる。しかし、ダイプレクサは挟帯域幅装置であり、伝送及び受信信号の周波数帯域は、周波数において重複できない。また、ダイプレクサは、比較的高い損失を有する。更なるその他のアンテナインターフェースは、カップラ及び／またはタップを用いるが、このようなインターフェースは、比較的高い損失を有する。

図２Ａには、本発明による送受信兼用信号インターフェース２００を示す。この信号インターフェース２００は、送信機から伝送信号を受信する入力ポート２０２と、受信信号を受信機へ移す出力ポート２０４とを含む。信号インターフェース２００は、信号を送信及び受信する送受信兼用ポート２０６をも含む。

信号インターフェース２００は、第１及び第２の進行波導波路２１２，２１４を有する非可逆導波路装置２１０を含み、第１及び第２の進行波導波路２１２，２１４は、第１の進行波導波路２１２と第２の進行波導波路２１４との間に電磁界が非可逆的に結合するように位置付けられている。電磁界が一方向に強結合された電磁界の非可逆結合であって、その他の方向に実質的に結合しないようにする電磁界の非可逆結合を意味するように、ここでは、「非可逆的」を定義する。１つの既知の非可逆装置は、図１Ｂに関連して説明した循環器１２０のようなフェライトサーキュレータである。本発明の信号インターフェースは、２つの進行波導波路間に非可逆結合を用いて、入力ポートと出力ポートとの間の分離を達成する。

本発明の一実施形態では、非可逆導波路装置２１０は光変調器である。光変調器は、連続的な非可逆結合を行うことができる。電気光学材料が、限定された電気光学係数を一方向に有するので、光変調器は一方向に良好な結合を行い、電気光学材料が、ごくわずかな、または零の電気光学係数をその他の方向に有するので、光変調器は、その他の方向にいかなる結合をも本質的に持たない。

本発明のもう１つの実施形態では、非可逆導波路装置２１０は電子分布増幅器である。分布増幅器は、連続的な非可逆結合に対する集中定数近似を行うことができる。この実施形態では、分布増幅器が一方向に利得を有し、その他の方向にかなりの損失を有するように分布増幅器は設定されている。

動作中、伝送されるべき信号は入力ポート２０２へ伝播し、第１の進行波導波路２１２により送受信兼用ポート２０６へ伝達され、第２の進行波導波路２１４へ非可逆的に結合される。送受信兼用ポート２０６により受信された信号は第１の進行波導波路２１２から第２の進行波導波路２１４へ、その後、出力ポート２０４へ非可逆的に伝達される。導波路２１２と導波路２１４との間の非可逆結合のため、伝送信号のほんの少しが出力ポート２０４に結合されるが、伝送信号の大部分は送受信兼用ポート２０６に現れる。

図２Ｂには、図２Ａの非可逆導波路装置２１０の電磁気結合を表す表２５０を示す。表２５０は、送受信兼用信号インターフェース２００（図２Ａ）のポート間の様々な接続、様々なポート対間の所望の結合、並びに、所望の結合を達成する役割を果たす機構を要約する。例えば、多くの用途に対して、高い結合効率を入力ポート２０２から送受信兼用ポート２０６まで達成し、その一方で、これと同時に、指定されていない結合を逆方向に達成するのが望ましい。逆方向の結合を、このポート対２０２，２０６間の順方向の場合と同じにすることができる。これら２つのポート２０２，２０６を直接に接続することにより、このような性能を送受信兼用信号インターフェース２００で達成できる。

表２５０は、送受信兼用信号インターフェース２００（図２Ａ）が、低い結合効率を出力ポート２０４（図２Ａ）から送受信兼用ポート２０６（図２Ａ）まで達成し、その一方で、これと同時に、高い結合効率を送受信兼用ポート２０６から出力ポート２０４まで達成できることを指摘している。表２５０は、送受信兼用信号インターフェース２００が、低い結合効率を入力ポート２０２と出力ポート２０４との間でどちらの方向でも達成できることも指摘している。２つの進行波導波路２１２，２１４が非可逆的に結合するので、送受信兼用信号インターフェース２００は、これらの結果を達成できる。

図３Ａには、本発明による電子送受信兼用アンテナインターフェース３００の一実施形態を示す。アンテナインターフェース３００は、送信機から伝送信号を受信する入力ポート３０２と、受信信号を受信機へ移す出力ポート３０４とを含む。アンテナインターフェース３００は、信号を送信及び受信する送受信兼用ポート３０６をも含む。アンテナ３０８は、送受信兼用ポート３０６に電気的に接続されている。

更に、アンテナインターフェース３００は進行波増幅器３１０を含む。進行波増幅器３１０は、複数の比較的低い利得の増幅器段３１６により非可逆的に電気的に結合された第１及び第２の進行波導波路３１２，３１４を有する。進行波増幅器３１０内の連続する比較的低い利得の増幅器段３１６の出力は、第２の進行波導波路３１４に沿って配置されたタップに供給することにより一緒に結合される。

入力ポート３０２は第１の進行波導波路３１２の入力端３１８へ電気的に接続されている。送受信兼用ポート３０６は第２の進行波導波路３１４の出力端３２０に電気的に接続されている。出力ポート３０４は第２の進行波導波路３１４の入力端３２２へ電気的に接続されている。第１の進行波導波路３１２の出力端３２４は特性インピーダンスにより終端されている。

進行波増幅器は当該技術分野で周知であり、広帯域幅（例えば、１〜２０ＧＨｚ）にわたって高利得の増幅を行うのにしばしば用いられる。進行波増幅器３１０は、複数の比較的低い利得の増幅器段３１６を用いて第１の進行波導波路３１２と第２の進行波導波路３１４との間で信号を非可逆的に結合することにより高利得の増幅を一方向に行う。

動作中、伝送信号が第１の進行波導波路３１２に沿って進行するにつれて、増幅された出力信号を発生させるように、伝送信号のエネルギーの一部分は取り出され、比較的低い利得の増幅器段３１６へ供給される。しかし、個々の比較的低い利得の増幅器段３１６の出力が、第２の進行波導波路３１４に沿って双方向へ進行する信号を発生させるので、送信電力の半分は出力ポート３０４へ運ばれる。受信装置がＬＮＡであり、高い送信電力が用いられる場合のような幾つかの用途では、伝送信号の幾らかを出力ポート３０４から阻止することを必要とする場合がある。

図３Ｂには、本発明による電子送受信兼用アンテナインターフェース３５０のもう１つの実施形態を示す。アンテナインターフェース３５０は図３Ａのアンテナインターフェース３００に類似する。しかし、アンテナインターフェース３５０では、分布増幅器３１６が異なって設定されている。アンテナインターフェース３５０では、入力ポート３０２は第１の進行波導波路３１２の出力端３２４に電気的に接続されている。アンテナ３０８は第１の進行波導波路３１２の入力端３１８に接続されている。出力ポート３０４は第２の進行波導波路３１４の出力端３２０に電気的に接続されている。

全２重動作では、受信信号は、進行波増幅器３１０を通って伝播し、ここで、受信信号が増幅される。伝送信号は、アンテナ３０８へ第１の進行波導波路３１２に沿って「逆へ」送られる。幾らかの入力の保護を要求できるように、送信電力は、比較的低い利得の増幅器段３１６の各々の入力端に現れる。電力を分布増幅器３１６へ切り換えることにより半２重動作を達成できる。

図３Ｂに関連して説明した電子送受信兼用アンテナインターフェース３５０は、比較的低い雑音指数を具えることができる。その理由は、送受信兼用ポート３０６での受信信号が入力を分布増幅器３１０へ供給するためである。しかし、電子送受信兼用アンテナインターフェース３００，３５０の帯域幅は光素子の帯域幅よりも小さい。極めて広い帯域幅の送受信兼用アンテナインターフェースを必要とする用途に対して、例えば、１００：１程度の部分的な帯域幅を用いるこれら用途に対して、送受信兼用信号インターフェースの光実施形態を用いることができる。

図４Ａには、全２重動作を行う本発明の電気光学送受信兼用アンテナインターフェース４００を示す。アンテナインターフェース４００は、光入力ポート４０２、ＲＦ入力ポート４０４、ＲＦ送受信兼用ポート４０６及び光出力ポート４０８を含む。アンテナ４１０はＲＦ送受信兼用ポート４０６に電気的に接続されている。フォトダイオードのような光検出器４１２の出力端はＲＦ入力ポート４０４に電気的に接続されている。

アンテナインターフェース４００は、光導波路４１６と、この光導波路４１６と電気光学通信するように位置付けられた電気導波路４１８とを有する電気光学変調器４１４をも含む。光導波路材料の電気光学係数によるＲＦ場と光場との結合を意味するように、ここでは、「電気光学通信」を定義する。ＲＦ場が電気光学（ｅ−ｏ）係数により光屈折率を変える時に電気光学通信が生じる。

光導波路４１６の一端は、連続波（ＣＷ）光ビームを発生するＣＷレーザ４２０に光学的に接続されている。光導波路４１６の他端は、光出力ポート４０８へ光学的に接続されている。電気導波路４１８の一端はＲＦ入力ポート４０４へ電気的に接続されている。電気導波路４１８の他端はＲＦ送受信兼用ポート４０６に電気的に接続されている。

動作中、受信信号はアンテナ４１０により受信され、その後、ＲＦ送受信兼用ポート４０６を通って電気導波路４１８へ伝播する。次に、受信信号は、ＴＷ電極構造体４１８に伝播する伝送信号に対して非可逆的に光導波路４１６に伝播するＣＷ光ビームへ結合される。変調されたＣＷ光ビームは光出力ポート４０８を通って伝播する。

第２の進行波導波路を通って伝播する第２の電磁波を導入することにより、送受信兼用信号インターフェース２００に関連して説明した２つの導波路間の非可逆結合を高めることができる。２つの導波路での伝播速度が整合され、いわゆる速度整合状態であるならば、電気導波路４１８と光導波路４１４との間で効果的な結合を達成できる。このことは、電気進行波導波路４１８での受信信号が導波路４１４での光波と共に伝播する場合である。逆に言えば、伝播速度が整合しないならば、効率の悪い結合が２つの導波路間に存在する。電気進行波導波路４１８での信号が、導波路４１４での光波の伝播方向と逆方向に伝播している時、伝播速度の不整合の極端な場合が生じる。このことは、電気進行波導波路４１８での伝送信号が導波路４１４での光波と逆に伝播する場合である。

ＲＦ伝送信号は光搬送波に変調され、光検出器４１２に伝播する。この光検出器では、光搬送波はＲＦ伝送信号へ変換し直される。ＲＦ伝送信号は電気導波路４１８へ伝播し、次に、ＲＦ送受信兼用ポート４０６を通って、ＲＦ伝送信号が放射するアンテナ４１０へ伝播する。電気光学送受信兼用アンテナインターフェース４００は受信信号を受信し、これと同時に伝送信号を時間内に送信できるので、全２重動作を行うことができる。

アンテナインターフェースが線形回路網であり、従って、場が線形回路網内で重ね合わされるので、全２重動作を達成できる。従って、複数の刺激へのアンテナインターフェース４００の応答は、すべてのその他の刺激が零に等しい個々に加えられた各刺激へのアンテナインターフェース４００の応答の合計に相当する。例えば、伝送信号が伝播し、受信信号が零に等しければ、電気導波路４１８は、アンテナの出力インピーダンスだけを終端負荷とみなす。また、受信信号が伝播し、伝送信号が零に等しければ、電気導波路４１８は、送信ドライバの出力インピーダンスだけを終端負荷とみなす。

図４Ｂには、比較的高度な送信−受信ポート分離と共に半２重動作を行う本発明の電気光学送受信兼用アンテナインターフェース４３０を示す。アンテナインターフェース４３０は図４Ａのアンテナインターフェース４００に類似する。しかし、アンテナインターフェース４３０は、ＣＷレーザ４２０と光入力ポート４０２との間に光学的に結合された光スイッチ４３２を含む。

アンテナインターフェース４３０の動作は図４Ａのアンテナインターフェース４００の動作に類似する。しかし、伝送中、信号が光出力ポート４０８に現れないようにするため、伝送中、光スイッチ４３２を開いてＣＷ光ビームを失わせる。伝送中、ＣＷ光ビームを失わせることは、送信−受信ポート分離を増大させる。その他の実施形態では、ＣＷレーザ４２０での光放出を刺激する電気または光ポンプを制御してＣＷ光ビームを失わせる。更なるその他の実施形態では、電気光学変調器４１４を制御して、インターフェースの出力ポート４０８での電力を最小限に抑える。

図４Ｃには、ＣＷ光ビームを局部発振器で変調する本発明の電気光学送受信兼用アンテナインターフェース４４０を示す。このアンテナインターフェース４４０は図４Ａのアンテナインターフェース４００に類似する。しかし、アンテナインターフェース４４０は、ＣＷレーザ４２０の出力端と光入力ポート４０２との間に光学的に結合された電気光学変調器４４２を含む。アンテナインターフェース４４０は、電気光学変調器４４２のＲＦ入力端へ電気的に接続された出力端を有する局部発振器４４４をも含む。

アンテナインターフェース４４０の動作も図４Ａのアンテナインターフェース４００の動作に類似する。しかし、アンテナインターフェース４４０の電気光学変調器４４２は、ＣＷ光ビームを単一周波数の局部発振器信号で変調する。電気光学変調器４１４は受信信号を、単一周波数の局部発振器信号により変調されたＣＷ光ビームに変調する。出力ポート４０８で結果として生じた光信号は、局部発振器４４４によって発生され、ＣＷ光ビームに変調された信号の周波数により周波数変換された、送受信兼用ポート４０６で受信された受信信号である。

図４Ｄには、光搬送波を発生するパルスレーザ４５２を含む本発明の電気光学送受信兼用アンテナインターフェース４５０を示す。このアンテナインターフェース４５０は図４Ａのアンテナインターフェース４００に類似する。しかし、アンテナインターフェース４５０は、パルス化された光ビームを発生するパルスレーザ４５２を含む。

アンテナインターフェース４５０の動作も図４Ａのアンテナインターフェース４００の動作に類似する。しかし、受信信号は、パルスレーザ４５２により発生されたパルス光ビームを変調する。アンテナ４１０から送受信兼用ポート４０６へ伝播する受信信号がパルス光ビームに作用すれば、周期的にサンプリングされた受信信号が光出力ポート４０８で発生される。

データを送信し、受信する送受信機として、図４Ａ〜Ｄに示す電気光学送受信兼用アンテナインターフェースを設定できる。本発明の送受信機は、光検出器４１２の光入力端へ光学的に結合される光データ源４５４を含む。光データ源４５４は、送受信機により送信されるデータを発生する。送受信機は、光出力ポート４０８へ光学的に結合される復調器４５６をも含む。例えば、復調器４５６は、光信号をＲＦ受信信号へ変換する光検出器と、ＲＦ受信信号を復調する電子復調器とを含むことができる。

図４Ｅには、本発明による電気光学単一指向性信号インターフェース４６０を示す。この信号インターフェース４６０は図４Ａのアンテナインターフェース４００に類似する。しかし、信号インターフェース４６０は、伝送信号を送信せず、単に受信信号を受信するように設計された単一指向性ポート４６２を含む。更に、ＲＦ電気入力ポート４０４は、電気導波路４１８の特性インピーダンスのようなインピーダンス４６４により終端されている。

信号インターフェース４６０の動作も図４Ａのアンテナインターフェース４００の動作に類似する。しかし、受信信号経路は、伝送信号がアンテナインターフェース４００の受信信号から分離されたのと同じように、動作周波数の範囲にわたって終端インピーダンス４６４により発生されたいかなる雑音からも効果的に分離されている。光出力端４０８で雑音を最小限に抑えることは、信号インターフェース４６０に接続された受信機の信号対雑音比を改善する。

光出力端４０８で雑音を最小限に抑えることは、本発明による送受信兼用信号インターフェースの電気光学実施形態にとって重要である。その理由は、これらインターフェースは、アンテナとＲＦ送受信兼用ポートとの間にＬＮＡを含むことができないためである。伝送信号もアンテナとＲＦ送受信兼用ポートとの間の信号経路に沿って進行するので、ＬＮＡを用いることができない。その結果として、本発明の信号インターフェースの多くの用途に対して、従来の電子ＬＮＡを用いず、低い雑音指数を達成するのが望ましい。

ＬＮＡを用いず、多くの実際的な通信システムで最小の雑音指数を達成するため、レーザＲＩＮのようなリンク内の雑音源を最小限に抑える必要がある。更に、変調器は、充分に感度の良い程度に低いスイッチング電圧を有する必要がある。要求された感度及び帯域幅を有する変調器は、現在、開発されている。例えば、０．３Ｖよりも低いＶ_πを有するマッハツェンダ変調器は、本願明細書の譲渡人により開発されている。このような変調器を低雑音レーザと組み合わせれば、５０ＧＨｚの帯域幅にわたって５ｄＢの雑音指数を有する光ファイバリンクを達成できる。

図５には、マッハツェンダ（ＭＺ）干渉型変調器５０２を含む本発明の送受信兼用電気光学アンテナインターフェース５００の一実施形態を示す。このアンテナインターフェース５００は、光入力ポート５０４、光伝送信号入力ポート５０６、ＲＦ送受信兼用ポート５０８及び光出力ポート５１０を含む。アンテナ５１２はＲＦ送受信兼用ポート５０８に電気的に接続されている。光伝送信号入力ポート５０６は、フォトダイオードのような光検出器５１４の入力端に光学的に結合されている。光検出器５１４の出力端はドライバ増幅器５１６の入力端５１５に電気的に接続されている。幾つかの実施形態では、ＲＦ伝送信号は、図５に点線により示すようにドライバ増幅器５１６の入力端５１５に直接に供給される。ＣＷレーザ５１８は光入力ポート５０４へ光学的に結合されている。

ＭＺ変調器５０２は、光入力ポート５０４へ光学的に結合されている光入力端と、光出力ポート５１０へ光学的に結合されている光出力端とを有する。ＭＺ変調器５０２は、進行波（ＴＷ）電極構造体５１８及び光導波路５２０を含む。ドライバ増幅器５１６の出力端はＴＷ電極構造体５１８に電気的に接続されている。ドライバ増幅器５１６の出力インピーダンスはＴＷ電極構造体５１８の一端を終端する。アンテナ５１２のインピーダンスはＴＷ電極構造体５１８の他端を終端する。一実施形態では、ＭＺ変調器５０２のＴＷ電極構造体５１８は、受信信号をＣＷ光ビームの光場と速度整合するように設計されている。速度整合は、ＭＺ変調器５０２の帯域幅を維持しながら、ＭＺ変調器の感度を改善できる。

一実施形態では、ＭＺ変調器５０２のＴＷ電極構造体５１８は比較的厚い。この実施形態では、ＴＷ電極構造体５１８の厚みは、過度の加熱損失または電気損失なしに、ドライバ増幅器５１６により増幅された信号を送信するのに充分であるように選択されている。一実施形態では、ＴＷ電極構造体５１８の厚みは、低いスイッチング電圧、従って、低いリンク雑音指数を達成するように選択されている。一実施形態では、電極構造体は、適度の（例えば、１０ワットよりも少ない）送信電力で比較的低い損失を伴って比較的冷たい動作を行うように選択されている。このようなアンテナインターフェースは、典型的なフェイズドアレイの個々のアンテナ素子に対して充分である。

動作中、受信信号はアンテナ５１２により受信され、次に、ＲＦ送受信兼用ポート５０８を通ってＴＷ電極構造体５１８へ伝播する。この受信信号は次に、非可逆的にＭＺ変調器の光導波路５２０に伝播するＣＷ光ビームに結合される。受信信号はＣＷ光ビームに変調される。変調されたＣＷ光ビームは、次に、光出力ポート５１０を通って伝播する。

光ファイバ、導波路または自由空間に伝播する光伝送信号は光伝送信号入力ポート５０６により受信され、次に、光検出器５１４の入力端へ供給される。光検出器５１４はＲＦ伝送信号を発生する。ドライバ増幅器５１６は、アンテナ５１２が放射するのに適するレベルまでＲＦ伝送信号を増幅する。増幅された伝送信号は、速度整合方向と逆の方向へＴＷ電極構造体５１８を通って伝播する。その結果として、アンテナインターフェース５００の伝送信号は、光波を変調するのに比較的効率的ではない。しかし、変調効率の減少は、アンテナインターフェース５００の送信−受信分離を増大させる。

送信−受信分離は幾つかのパラメータの関数である。送信−受信分離は伝播の方向の関数である。例えば、光信号と逆の方向へ伝播する電気信号に対するＭＺ変調器５０２の感度は、光信号の方向へ伝播する電気信号に対するＭＺ変調器５０２の感度よりも小さい。

送信−受信分離はＣＷ光信号の光電力の関数でもある。同時送受信が必要でない実施形態では、伝送中の光電力を減少させることにより送信−受信分離を増大できる。例えば、ＣＷレーザ５１８が作動していないという制限では、送信−受信分離は無限である。従って、パルスによりＣＷレーザ５１８をオン及びオフすることにより、本発明のアンテナインターフェース５００は、受信モードと送信モードとの間で理想的な（すなわち、オフモードで無限の分離を有する）電子切り換えの等価物を実装できる。

図６には、図５に関連して説明したレーザ５１８及びＭＺ変調器５０２と、ｐｉｎフォトダイオード検出器とを含む受信リンクに対する平均リンク光検出器電流の関数として計算されたリンク雑音指数のグラフ６００を示す。グラフは、変調器の様々な値Ｖ_πとレーザの相対強度雑音（ＲＩＮ）とについて示す。

受信リンクの出力端に接続された光検出器が１０ｍＡよりも大きい電流を有する場合と、レーザの相対強度雑音（ＲＩＮ）が充分に小さい場合とに、Ｖ_π＜０．３Ｖの要件を満たしている変調器が、５ｄＢよりも小さい雑音指数を持つリンクを可能にすることをグラフ６００は指摘している。このような変調器を本発明のアンテナインターフェースに用いることは、低い雑音指数のアンテナインターフェースをもたらす。従って、ＬＮＡの必要なしで、低い雑音指数を有するように本発明のアンテナインターフェースを構築できる。また、本発明のアンテナインターフェースは電子循環器を含まないので、電子循環器に起因する雑音指数のいかなる増大も存在しない。

比較的低い雑音指数の通信リンクを構築するのに本発明のアンテナインターフェースを用いることができる。本発明の電気光学送受信兼用アンテナインターフェースを用いる通信リンクには、３つの支配的な雑音源がある。第１の雑音源は、ＣＷレーザ４２０（図４Ｅ）により発生された相対強度雑音（ＲＩＮ）である。第２の雑音源は、終端インピーダンス４６４により発生された雑音である。第３の雑音源は、電気伝送線４１８により発生された熱雑音である。

固体レーザのように低いＲＩＮを有するレーザを選択することにより、ＣＷレーザ４２０により発生されたＲＩＮを、無視できるレベルまで減少させることができる。アンテナインターフェースの所望の帯域幅内の最も低い周波数を超える周波数では、終端インピーダンス４６４により発生された雑音は重要でない。その理由は、光搬送波を変調するのに雑音は効力がないためである。終端インピーダンスにより発生された雑音が不整合方向へ伝播する（すなわち、速度整合方向と反対の方向へ伝播する）ので、効力のない変調が生じる。進行波電極で抵抗損により発生された熱雑音は、電極の長さに沿って統合される。

２ｄＢよりも小さい雑音指数を有する広帯域低雑音増幅器は、市販されている。受動型光ファイバリンク（すなわち、能動型電子または光増幅器を用いないリンク）は、広帯域幅リンクに対して２０〜３０ｄＢ程度であるおそれがある比較的高い雑音指数を典型的に有する。変調器の集中定数電極のインピーダンスが入力インピーダンスに正確に整合すれば、受動型光リンク（すなわち、ＬＮＡを用いないリンク）に対する雑音指数限度は３ｄＢに等しい。例えば、Ｃ．Ｃｏｘ氏等著，「Ｒｅｌａｔｉｏｎｓｈｉｐ Ｂｅｔｗｅｅｎ Ｇａｉｎ ａｎｄ Ｎｏｉｓｅ Ｆｉｇｕｒｅ ｏｆ ａｎ Ｏｐｔｉｃａｌ Ａｎａｌｏｇ Ｌｉｎｋ」，カリフォルニア州サンフランシスコ，ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓ Ｉｎｔ．Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｓｙｍｐ．Ｄｉｇ．，１９９６年６月，ｐ．１５５１〜１５５４を参照する。

受動型光リンクで３ｄＢより下に雑音指数を減少させるために雑音指数減少技術を用いることができる。例えば、発生源と変調器の集中定数電極構造体への入力との間のインピーダンス不整合を用いて雑音指数を減少させることができる。例えば、Ｅ．Ａｃｋｅｒｍａｎ氏等，「Ｉｎｐｕｔ Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ Ｃｏｎｄｉｔｉｏｎｓ ｆｏｒ Ｍｉｎｉｍｉｚｉｎｇ ｔｈｅ Ｎｏｉｓｅ Ｆｉｇｕｒｅ ｏｆ ａｎ Ａｎａｌｏｇ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｌｉｎｋ」コロラド州デンバー，ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓ Ｉｎｔ．Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｓｙｍｐ．Ｄｉｇ．，１９９７年６月，ｐ２３７〜２４０を参照する。この文書に記載された技術を用いて２．５ｄＢの記録的な雑音指数を得た。

しかし、インピーダンス不整合技術は幾つかの制限を有する。例えば、インピーダンス不整合技術は、本質的に低周波数及び／または狭帯域幅技術である。その上、システムへ導入されたインピーダンス不整合は、不所望の副次的な悪影響を及ぼすおそれがある。例えば、インピーダンス不整合は、アンテナパターンの劣化を生じさせるおそれがある。

進行波変調器を用いるリンクについて、リンク利得が充分に高く、レーザＲＩＮが充分に低い場合に達成できる雑音指数である最小達成可能な雑音指数を以下のように書くことができる。すなわち、
ＮＦ_ｍｉｎ＝１０ｌｏｇ［１＋ｘ］
ここで、ｘを、

として表すことができる。

［ｓｉｎ（ｘ）／ｘ］^２の項は、終端インピーダンスにより発生された逆伝播する雑音の影響を表す。残りの項は、単位長さα当たり幾らかのマイクロ波減衰をもたらす電極の抵抗損により発生された熱雑音の影響を表す。

図７Ａ〜Ｃには、ＣＷレーザと、進行波電極を有するＭＺ変調器と、ｐｉｎフォトダイオード検出器とから成るリンクに対する計算された利得及び最小（すなわち、ＲＩＮ＝０）雑音指数データ対周波数のグラフ７００を示す。このデータは、１００ＭＨｚの周波数で３０ｄＢに等しいリンク利得を生じさせるＶ_πの値及び平均光検出器電流を前提とする。２つの値の電極長さについて計算した結果をグラフ７００に示す。２ｃｍの電極に対するデータを点線により表し、４ｃｍの電極長さに対するデータを破線で表す。すべてのグラフに対して、０．００１５ＧＨｚ^−１ｃｍ^−１に等しいとα_１の値を仮定する。グラフ７０２は、０ＧＨｚ^−１／２ｃｍ^−１に等しいα_０に対するデータを表す。グラフ７０４は、α_０＝０．０１０ＧＨｚ^−１／２ｃｍ^−１に対するデータを表す。グラフ７０６は、α_０＝０．０４３ＧＨｚ^−１／２ｃｍ^−１に対するデータを表す。

グラフ７０２，７０４，７０６は、比較的広い帯域幅にわたって受動的に整合された光リンクに対して３ｄＢの雑音指数限度を破ることができるということを指摘している。直感的には、この結果の理由は、送信−受信分離を行う同じ効果が、電気導波路４１８（図４Ｅ）の端部の終端インピーダンス４６４により発生された雑音からの分離をも行うということである。終端インピーダンス４６４により発生された雑音は典型的に、３ｄＢ雑音指数限度を生じさせる原因になっている。従って、終端インピーダンス４６４により発生された雑音の排除（または、少なくともかなりの減少）は、３ｄＢよりも小さいリンク雑音指数を達成させることができる。

本発明の電気光学信号及びアンテナインターフェースは、多数の重要な特徴を有する。例えば、本発明のアンテナインターフェースはＬＮＡを含まない。ＬＮＡを排除することは、非常に簡単なアンテナインターフェースをもたらし、高い送信電力により生じるおそれのある可能な増幅器被害を取り除く。また、本発明の電気光学アンテナインターフェースは電子循環器を含まない。電子循環器を排除することはインターフェースの重量を減少させ、送信−受信分離及び／または動作帯域幅を増大させることができる。

更に、狭帯域または広帯域動作を行うように本発明の電気光学アンテナインターフェースを設計できる。また、本発明の電気光学アンテナインターフェースは、比較的低い雑音指数を有する受信機アンテナインターフェースを構成でき、適度な電力レベルを有する送信機インターフェースを構成できる。その上、本発明の電気光学アンテナインターフェースは、比較的低い損失と、高度な送信−受信分離とを有する。

本発明の信号及びアンテナインターフェースは、多数のその他の特徴を有する。例えば、本発明の信号及びアンテナインターフェースは、本明細書で記述したように本質的に広帯域であり、帯域幅を、比較的高い周波数まで延長できる。本発明の信号及びアンテナインターフェースは、本明細書で記述したように比較的小型、且つ、軽量でもある。例えば、アンテナ素子に物理的に装着すべき部品は変調器５０２及び送信ドライバ５１６だけである。より高い送信電力が要求されるならば、電力増幅器を含めることができる。遠く離れた位置にＣＷレーザ５１８を位置付けることができ、光ファイバを介してアンテナインターフェースへ結合できる。光ファイバを介してアンテナインターフェースへ伝送信号を結合すれば、アンテナインターフェースへの従来の電子供給を完全に排除できる。

本発明のアンテナインターフェースは多数の用途を有する。例えば、共形アンテナアレイ用の薄肉の開口アンテナに本発明のアンテナインターフェースを用いることができる。また、本発明のアンテナインターフェースは、比較的小型で、且つ、軽量であるので、空中及び人工衛星プラットフォームに特に適する。例えば、本発明のアンテナインターフェースを含む送信−受信モジュールの重量を、従来の送信／受信モジュールの重量の１０％よりも少なくすることができる。

（均等物）
特定の好適な実施形態に関して本発明を特に示し、説明したが、本明細書で規定した本発明の精神及び範囲から逸脱することなく、形態及び細部における様々な変更を行うことができることを当業者は理解すべきである。

図１Ａには、当該技術分野で既知である一般的な送受信兼用の信号インターフェースを示す。 図１Ｂには、電子循環器を含む既知の送受信兼用の信号インターフェースを示す。 図１Ｃには、スイッチを含む既知の送受信兼用の信号インターフェースを示す。 図２Ａには、本発明による送受信兼用信号インターフェースを示す。 図２Ｂには、図２Ａの送受信兼用信号インターフェースのポート対間での電磁気結合を示す表と、この結合を達成するやり方とを表す。 図３Ａには、本発明による電子送受信兼用アンテナインターフェースの一実施形態を示す。 図３Ｂには、本発明による電子送受信兼用アンテナインターフェースのもう１つの実施形態を示す。 図４Ａには、全２重動作を行う本発明の電気光学送受信兼用アンテナインターフェースを示す。 図４Ｂには、比較的高度な送信−受信ポート分離と共に半２重動作を行う本発明の電気光学送受信兼用アンテナインターフェースを示す。 図４Ｃには、連続波光ビームを局部発振器信号で変調する本発明の電気光学送受信兼用アンテナインターフェースを示す。 図４Ｄには、光搬送波を発生するパルスレーザを含む本発明の電気光学送受信兼用アンテナインターフェースを示す。 図４Ｅには、本発明による電気光学単一指向性アンテナインターフェースを示す。 図５には、マッハツェンダ変調器を含む本発明の送受信兼用電気光学アンテナインターフェースの一実施形態を示す。 図６には、図５に関連して説明したレーザ及びＭＺ変調器と、ｐｉｎフォトダイオード検出器とを含む受信リンクに対する平均リンク光検出器電流の関数として計算されたリンク雑音指数のグラフを示す。 図７Ａ〜Ｃには、ＣＷレーザと、進行波電極を有するＭＺ変調器と、ｐｉｎフォトダイオード検出器とから成るリンクに対する計算された利得及び最小（すなわち、ＲＩＮ＝０）雑音指数対周波数のグラフを示す。

Claims (28)

1. ＲＦ伝送信号を受信するＲＦ入力ポートに結合された一端と、ＲＦ受信信号を受信し、該ＲＦ伝送信号を送信するＲＦ送受信兼用ポートに結合された他端とを有し、第１の進行波を伝播する第１の導波路と、
   該受信されたＲＦ受信信号を移す出力ポートに結合された一端と、レーザの出力部に結合された他端とを有し、第２の進行波を伝播する第２の導波路と、
   該第１の導波路と該第２の導波路とを有する非可逆結合器と
   を備えた送受信兼用信号インターフェースであって、
   該非可逆結合器は、光学変調器であり、該非可逆結合器は、該第１の導波路からの電磁場が、該第１の導波路および該第２の導波路の長さに沿って連続した態様で該第２の導波路に結合されるように、該第１の導波路を該第２の導波路と近接するように位置付け、
   該ＲＦ送受信兼用ポートからの該ＲＦ受信信号は、実質的に非可逆的に該第１の導波路から該第２の導波路へと結合し、該出力ポートを通過し、該ＲＦ入力ポートからの該ＲＦ伝送信号は、該第１の導波路を通過し該ＲＦ送受信兼用ポートに移る、信号インターフェース。
2. 前記ＲＦ入力ポートからの実質的に全ての前記ＲＦ伝送信号が、前記第１の導波路を通過して前記ＲＦ送受信兼用ポートに移る、請求項１に記載の信号インターフェース。
3. 前記ＲＦ送受信兼用ポートからの実質的に全ての前記ＲＦ受信信号が、実質的に非可逆的に前記第１の導波路から前記第２の導波路へと結合する、請求項１または２に記載の信号インターフェース。
4. 前記第１の導波路、前記第２の導波路および前記非可逆結合器が、電気光学変調器を形成する、請求項１または２に記載の信号インターフェース。
5. 前記非可逆結合器が、前記ＲＦ受信信号と前記ＲＦ伝送信号とのうちの少なくとも一方を、前記第１の進行波と前記第２の進行波とのうちの少なくとも一方に速度整合する電極構造体を備える、請求項１に記載の信号インターフェース。
6. 前記ＲＦ送受信兼用ポートが、全二重動作で、前記ＲＦ受信信号を受信し、前記ＲＦ伝送信号を移す、請求項１に記載の信号インターフェース。
7. 前記ＲＦ送受信兼用ポートが、半二重動作で、前記ＲＦ受信信号を受信し、前記ＲＦ伝送信号を移す、請求項１に記載の信号インターフェース。
8. 光伝送信号を受信する光入力部と、前記ＲＦ入力ポートに接続された電気出力部とを有する光検出器をさらに備え、該光検出器は、該電力出力部において該受信された光伝送信号を前記ＲＦ伝送信号に変換する、請求項１〜７のいずれか一項に記載の信号インターフェース。
9. 前記ＲＦ送受信兼用ポートに電気的に接続されたアンテナであって、前記ＲＦ受信信号を受信し、前記ＲＦ伝送信号を伝送するアンテナをさらに備える、請求項１〜８のいずれか一項に記載の信号インターフェース。
10. 前記電気光学変調器は、光ビームを受信する光入力部と、光出力ポートとを有し、該電気光学変調器は、前記ＲＦ受信信号によって該光出力ポートにおいて変調された光信号を生成するように構成され、前記ＲＦ伝送信号を前記ＲＦ送受信兼用ポートへと移動させるように構成される、請求項４に記載の信号インターフェース。
11. 前記光ビームが連続波光ビームを含む、請求項１０に記載の信号インターフェース。
12. 前記光ビームがパルス光ビームを含む、請求項１０に記載の信号インターフェース。
13. 前記電気光学変調器がマッハツェンダ干渉型変調器を含む、請求項１０〜１２のいずれか一項に記載の信号インターフェース。
14. 前記電気光学変調器が、前記ＲＦ受信信号を前記光ビームの光場に速度整合する電極構造体を備える、請求項１０〜１３のいずれか一項に記載の信号インターフェース。
15. 光伝送信号を受信する光入力部と、前記ＲＦ入力ポートに接続された電気出力部とを有する光検出器をさらに備え、該光検出器は、該電気出力部において該受信された光伝送信号を前記ＲＦ伝送信号に変換する、請求項１０〜１４のいずれか一項に記載の信号インターフェース。
16. 前記光検出器の出力部に電気的に接続された入力部と、前記ＲＦ入力ポートに電気的に接続された出力部とを有し、前記ＲＦ伝送信号を電気的に増幅する増幅器をさらに備える、請求項１５に記載の信号インターフェース。
17. 前記ＲＦ送受信兼用ポートが前記ＲＦ受信信号を受信し、実質的に同時に前記ＲＦ伝送信号を移す、請求項１０〜１６のいずれか一項に記載の信号インターフェース。
18. 前記送受信兼用ポートに電気的に接続されたアンテナであって、前記ＲＦ受信信号を受信し、前記ＲＦ伝送信号を伝送するアンテナをさらに備える、請求項１０〜１７のいずれか一項に記載の信号インターフェース。
19. 受信信号と伝送信号とをインターフェースする方法であって、
    第１の導波路を介して第１の進行波を伝播し、第２の導波路を介して第２の進行波を伝播することと、
    ＲＦ伝送信号の実質的な部分を該第２の導波路に結合せず、該第１の導波路を介して該ＲＦ伝送信号を送受信兼用ポートに伝播することと、
    該送受信兼用ポートから該第１の導波路にＲＦ受信信号を伝播することと、
    該第１の導波路および該第２の導波路の長さに沿って連続した態様での該第１の導波路から該第２の導波路への該ＲＦ受信信号の結合が起こるように、該第１の導波路および該第２の導波路を互いに近接して配置することと、
    該第２の導波路から出力ポートへと該ＲＦ受信信号を伝播することと
    を包含する、方法。
20. 前記ＲＦ受信信号を結合することが、前記第１の導波路から前記第２の導波路へと実質的に全ての該ＲＦ受信信号を結合することを包含する、請求項１９に記載の方法。
21. 前記ＲＦ受信信号がアンテナから受信され、前記ＲＦ伝送信号は、該アンテナによって伝送され、該アンテナは、前記送受信兼用ポートに電気的に接続されている、請求項１９または２０に記載の方法。
22. 前記第１の進行波と前記第２の進行波とが、前記ＲＦ受信信号と前記ＲＦ伝送信号とのうちの少なくとも一方と実質的に速度整合された電磁場を有する、請求項１９〜２１のいずれか一項に記載の方法。
23. 前記送受信兼用ポートからＲＦ受信信号を伝播することと、前記第１の導波路を介してＲＦ伝送信号を送受信兼用ポートへ伝播することとが、実質的に同時に実行される、請求項１９〜２２のいずれか一項に記載の方法。
24. 光伝送信号を受信する光入力部と、前記第１の導波路のＲＦ入力ポートに接続された電気出力部とを有する光検出器を用いることによって、光伝送信号を前記ＲＦ伝送信号へ変換することをさらに包含する、請求項１９〜２３のいずれか一項に記載の方法。
25. ＲＦ送受信兼用ポートにおいて前記ＲＦ受信信号を受信することと、
    ＲＦ入力ポートにおいて前記ＲＦ伝送信号を受信することと、
    光ビームを生成することと、
    該ＲＦ受信信号を用いて該光ビームを変調し、該変調された光ビームを前記出力ポートへと移すことと、
    該ＲＦ伝送信号を該ＲＦ送受信兼用ポートへと移すことと
    をさらに包含する、請求項１９〜２３のいずれか一項に記載の方法。
26. 前記ＲＦ送受信兼用ポートにおいてＲＦ受信信号を受信することと、前記ＲＦ伝送信号を該ＲＦ送受信兼用ポートへと移すこととが、実質的に同時に実行される、請求項２５に記載の方法。
27. 前記受信されたＲＦ受信信号を前記光ビームの光場に速度整合することをさらに包含する、請求項２５または２６に記載の方法。
28. 光伝送信号を受信する光入力部と、前記第１の導波路のＲＦ入力ポートに接続された電気出力部とを有する光検出器を用いることによって、光データ信号源によって生成された光伝送信号から、前記ＲＦ伝送信号を生成することをさらに包含する、請求項２５〜２７のいずれか一項に記載の方法。

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