JP4461917B2 - 電流検出装置及びモータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電流検出装置及びモータ制御装置に関するものである。

一般に、電動パワーステアリング装置等に用いられるモータ制御装置では、モータ（ブラシレスモータ）に供給される三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の各電流値を検出することにより、その検出された値（実電流値）に基づく電流フィードバック制御が行われている。

ところで、こうした電流フィードバック制御をマイコンで処理するためには、モータの各相に設けられた各電流センサの出力信号、即ち各相の電流値を示す（各相の電流値に対応する電位を有する）アナログ信号を所定のタイミングでサンプリングしデジタル信号に変換（Ａ／Ｄ変換）する必要がある。

しかし、モータの各相の電流値は、モータコイルの抵抗値及びインダクタンスの影響により常に変化するのに対し、Ａ／Ｄ変換には、その処理能力に応じた処理時間（例えば、２μ秒程度）を要する。そのため、ある相についてのＡ／Ｄ変換を処理している間にも他相の電流値は刻々と変化し、その処理を終えたときには、他相の電流値は既に処理開始時の値とは異なる値となっているという問題がある。

例えば、図４及び図５に示すように、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相に対応する高位側（Ｈ）のスイッチング素子が全てＯＮとなる区間Ｓにおいて、所定のタイミングｔでＵ相の出力信号をサンプリングし、そのＡ／Ｄ変換を終了した後のタイミングｔ＋ΔｔでＶ相の出力信号をサンプリングを行うとする。このとき、図５に示すように、Ｕ相，Ｖ相の各電流値Ｉu，Ｉvが、ともに増加しているとすれば、Ａ／Ｄ変換に要する時間に対応する所定時間Δｔの間に、Ｖ相の電流値は、タイミングｔにおける電流値Ａから電流値Ａ´まで増加することになる。

従来、こうしたＡ／Ｄ変換時間に起因するタイムラグを排除し、同一タイミングにおける各相の電流値の検出を行うべく、モータ制御装置には、所定タイミングでサンプリングした各相の出力信号の値を一定に保持するサンプル＆ホールド回路が設けられている（例えば、特許文献１参照）。

そして、このサンプル＆ホールド回路により、タイミングｔにおいてサンプリングした各相の出力信号の値を一定に保持（ホールド）し、そのホールド後の値を順次Ａ／Ｄ変換することにより、同一のタイミングｔにおける各相の電流値を検出することができる。
特開平８−２２３９８８号公報

しかし、サンプル＆ホールド回路は、回路規模が大きい上に、その制御用の配線も必要となる。そのため、基板の大型化やその複雑化に伴うコストの上昇が避けられず、制御装置の小型化や低コスト化の阻害要因の一つとなっているという問題がある。

本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、簡素な構成にて各相の電流値を同時に検出することができる電流検出装置及びモータ制御装置を提供することにある。

上記問題点を解決するために、請求項１に記載の発明は、ブラシレスモータの各相の電流値を示すアナログ信号を所定のタイミングにてサンプリングしデジタル信号に変換することにより前記電流値を検出する電流検出装置であって、第１相の前記アナログ信号をサンプリングするタイミングを基準タイミングとし、該基準タイミングよりも前記アナログ信号を前記デジタル信号に変換する時間に対応する所定時間だけ前のタイミング、及び前記基準タイミングよりも前記所定時間だけ後のタイミングにおいて第２相のアナログ信号のサンプリングを行い、これら両タイミングにおける各サンプリングに基づく各電流値の平均値を前記基準タイミングにおける第２相の電流値とすること、を要旨とする。

上記構成によれば、第２相の電流値は、最初のサンプリングタイミングから再度のサンプリングタイミングまで、即ち基準タイミングよりも所定時間だけ前のタイミングから基準タイミングよりも所定時間だけ後のタイミングまでの間、時間に略比例して変化する。そのため、これら両タイミングの中間点である基準タイミングにおける第２相の電流値は、上記両タイミングにおけるその各値の中間値に近似した値となる。従って、上記両タイミングにおけるサンプリングに基づく各電流値の平均値をとることにより、上記基準タイミングにおける第２相の電流値を近似的に求めることができる。そして、この近似的に求めた基準タイミングにおける第２相の電流値と、基準タイミングにおけるサンプリングに基づく第１相の電流値とに基づいて、基準タイミングにおける第３相の電流値を近似的に求めることができる。つまり、従来見られるようなサンプル＆ホールド回路を利用することなく、簡素な構成にて同一のタイミングにおける各相の電流値を検出することができ、その結果、サンプル＆ホールド回路を廃して、制御装置の小型化及び低コスト化を図ることができるようになる。

請求項２に記載の発明は、前記基準タイミングよりも前記所定時間だけ前のタイミングから更に前記所定時間だけ前のタイミング、及び前記基準タイミングよりも前記所定時間だけ後のタイミングから更に前記所定時間だけ後のタイミングにおいて、第３相の前記アナログ信号をサンプリングし、これら両タイミングにおける各サンプリングに基づく各電流値の平均値を前記基準タイミングにおける第３相の電流値とすること、を要旨とする。

上記構成によれば、ブラシレスモータの三相全てについて、その電流値を検出する構成においても、サンプル＆ホールド回路を利用することなく、簡素な構成にて同一のタイミングにおける各相の電流値を検出することが可能になる。

請求項３に記載の発明は、請求項１又は請求項２に記載の電流検出装置を備えたモータ制御装置であることを要旨とする。

本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、簡素な構成にて各相の電流値を同時に検出することが可能な電流検出装置及びモータ制御装置を提供することができる。

以下、本発明をモータ制御装置に具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図１に示すように、モータ制御装置１は、モータ制御信号を出力するマイコン２と、モータ制御信号に基づいてブラシレスモータ３に三相の駆動電力を供給する駆動回路４とを備えている。尚、本実施形態では、マイコン２が電流検出装置を構成する。

マイコン２には、ブラシレスモータ３に通電される各相の電流値（相電流値）Ｉu，Ｉv，Ｉwを検出するための電流センサ１０ｕ，１０ｖ、及びその回転角（電気角）θを検出するための回転角センサ１１が接続されている。そして、マイコン２は、これら各センサの出力信号に基づいてブラシレスモータ３の各相の電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw及び回転角θを検出し、その各相の電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw及び回転角θに基づいてモータ制御信号を出力する。

詳述すると、各電流センサ１０ｕ，１０ｖは、それぞれブラシレスモータ３のＵ相，Ｖ相の各動力線１２ｕ，１２ｖに設けられており、電流センサ１０ｕは、Ｕ相の電流値Ｉuを示す（電流値に対応した電位を有する）アナログ信号Ａuを出力し、電流センサ１０ｖは、Ｖ相の電流値Ｉvを示すアナログ信号Ａvを出力する。そして、回転角センサ１１は、ブラシレスモータ３の回転角θに応じた出力信号（パルス信号）を出力する。尚、回転角センサとして、例えばレゾルバセンサを用いた場合には、その出力信号はアナログ信号となることはいうまでもない。

一方、マイコン２は、Ａ／Ｄ変換器２１と、相電流値検出部２２とを備えている。Ａ／Ｄ変換器２１は、各電流センサ１０ｕ，１０ｖが出力する各アナログ信号Ａu，Ａvを所定のタイミングにてサンプリングし、デジタル信号Ｄu，Ｄvに変換する。そして、相電流値検出部２２は、Ａ／Ｄ変換器２１が出力するデジタル信号Ｄu，Ｄvに基づいて各相の電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを検出する。

尚、本実施形態では、相電流値検出部２２は、デジタル信号Ｄuに基づいてＵ相の電流値Ｉuを検出し、デジタル信号Ｄvに基づいてＶ相の電流値Ｉvを検出する。そして、Ｗ相の電流値Ｉwは、これらＵ相，Ｖ相の電流値Ｉu，Ｉvに基づく演算により算出される。

また、マイコン２は、電流指令値出力部２６と、相電圧指令値演算部２７とを備えている。そして、電流指令値出力部２６は、ブラシレスモータ３が発生するトルクの目標値となる電流指令値Ｉq*を相電圧指令値演算部２７に出力する。

相電圧指令値演算部２７には、上記電流指令値Ｉq*とともに、相電流値検出部２２により検出された各相の電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw、及び回転角センサ１１の出力信号により検出された回転角θが入力される。そして、相電圧指令値演算部２７は、入力された各相の電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw、回転角θ、及び電流指令値Ｉq*に基づいて、ブラシレスモータ３の各相に印加する電圧の指令値、即ち相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*を演算する。

尚、本実施形態では、相電圧指令値演算部２７は、ｄ−ｑ座標系における電流制御により相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*の演算を行う。即ち、電流指令値Ｉq*は、ｑ軸電流指令値として相電圧指令値演算部２７に入力され、各相の電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwは、回転角θを用いてｄ／ｑ変換される。そして、相電圧指令値演算部２７は、ｑ軸電流指令値、及びｄ／ｑ変換により算出されたｄ，ｑ軸電流値に基づいてｄ，ｑ軸電圧指令値を演算し、そのｄ，ｑ軸電圧指令値をｄ／ｑ逆変換することにより各相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*を算出する。

相電圧指令値演算部２７は、上記演算により算出された各相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*をモータ制御信号出力部２８に出力する。そして、モータ制御信号出力部２８は、入力された各相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に基づいてモータ制御信号を生成し、そのモータ制御信号を駆動回路４に出力する。

一方、駆動回路４は、ブラシレスモータ３の各相に対応する複数（２×３個）のパワーＭＯＳＦＥＴ（以下、単にＦＥＴ）により構成されており、具体的にはＦＥＴ３１ａ，３１ｄの直列回路、ＦＥＴ３１ｂ，３１ｅの直列回路及びＦＥＴ３１ｃ，３１ｆの直列回路を並列接続することにより構成されている。そして、ＦＥＴ３１ａ，３１ｄの接続点３２ｕはブラシレスモータ３のＵ相コイルに、ＦＥＴ３１ｃ，３１ｆの接続点３２ｖはブラシレスモータ３のＶ相コイルに、ＦＥＴ３１ｂ，３１ｅの接続点３２ｗはブラシレスモータ３のＷ相コイルに接続されている。

マイコン２（モータ制御信号出力部２８）が出力するモータ制御信号は、各ＦＥＴ３１ａ〜３１ｆのゲート端子に印加される。そして、このモータ制御信号に応答して各ＦＥＴ３１ａ〜３１ｆがオン／オフすることにより、直流電源３５から供給される直流電圧が三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の駆動電力に変換されてブラシレスモータ３へと供給されるようになっている。

次に、本実施形態のモータ制御装置における電流検出方法について説明する。
上述のように、ブラシレスモータ３の各相の電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwは、モータコイルの抵抗値及びインダクタンスの影響により常に変化する。しかし、電流値検出に要する時間のように極めて短時間に限れば、その変化量は時間に略比例する。そして、この傾向は、本実施形態のモータ制御装置１のように、比較的高速（２０ｋＨｚ程度）なＰＷＭ駆動方式を採用する場合に顕著なものとなる。

本実施形態のマイコン２は、こうした各相の電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwが時間に略比例して変化する特性を利用し、近似的に、同一タイミングにおける各相の電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを検出する。

図１及び図２に示すように、具体的には、先ず、Ａ／Ｄ変換器２１が、所定のタイミングｔvaにおいて、Ｖ相のアナログ信号Ａv（Ａva）をサンプリングする。そして、Ａ／Ｄ変換器２１は、そのアナログ信号Ａvaをデジタル信号Ｄvaに変換して相電流値検出部２２に出力し、相電流値検出部２２は、入力されたデジタル信号Ｄvaに基づいてタイミングｔvaにおけるＶ相の電流値Ｉvaを検出する。

尚、上記タイミングｔvaを含む各サンプリングタイミングは、アナログ信号の整定時間を考慮し、駆動回路４を構成する各ＦＥＴ３１ａ〜３１ｆがオン／オフされない区間に設定するのが望ましい。従って、本実施形態では、上記所定のタイミングｔva及び以下に示す各タイミングは、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相に対応する高位側（Ｈ）のＦＥＴ３１ａ〜３１ｃが全てＯＮとなる区間Ｓに設定されている（図４参照）。

また、Ａ／Ｄ変換器２１は、上記アナログ信号ＡvaのＡ／Ｄ変換終了後、即ち上記タイミングｔvaからＡ／Ｄ変換に要する時間（Ａ／Ｄ変換時間）に対応する所定時間Δｔだけ後のタイミングｔuにおいて、Ｕ相のアナログ信号Ａuをサンプリングする。そして、Ａ／Ｄ変換器２１は、そのアナログ信号Ａuをデジタル信号Ｄuに変換して相電流値検出部２２に出力し、相電流値検出部２２は、入力されたデジタル信号Ｄuに基づいてタイミングｔuにおけるＵ相の電流値Ｉu０を検出する。

次に、Ａ／Ｄ変換器２１は、上記アナログ信号ＡuのＡ／Ｄ変換終了後、即ち上記タイミングｔuから所定時間Δｔだけ後のタイミングｔvbにおいて、再びＶ相のアナログ信号Ａv（Ａvb）をサンプリングする。そして、Ａ／Ｄ変換器２１は、そのアナログ信号Ａvbをデジタル信号Ｄvbに変換して相電流値検出部２２に出力し、相電流値検出部２２は、入力されたデジタル信号Ｄvbに基づいてタイミングｔvbにおけるＶ相の電流値Ｉvbを検出する。

そして、相電流値検出部２２は、上記タイミングｔvaにおけるサンプリングに基づき検出されたＶ相の電流値Ｉvaと上記タイミングｔvbにおけるサンプリングに基づき検出されたＶ相の電流値Ｉvbとの平均値、即ち（Ｉva＋Ｉvb）／２を、Ｕ相のアナログ信号ＡuをサンプリングしたタイミングｔuにおけるＶ相の電流値Ｉv０とする。

つまり、本実施形態のマイコン２は、Ｕ相のアナログ信号Ａuをサンプリングするタイミングｔuを基準タイミングｔ０とし、Ｖ相のアナログ信号Ａvについては、この基準タイミングｔ０よりも所定時間Δｔだけ前のタイミングｔva（ｔ０−Δｔ）、及び所定時間Δｔだけ後のタイミングｔvb（ｔ０＋Δｔ）の２つのタイミングでサンプリングを行う。

そして、マイコン２は、これら両タイミングにおけるサンプリングに基づくＶ相の各電流値Ｉva，Ｉvbの平均値を上記Ｕ相のサンプリングを行ったタイミングｔu、即ち基準タイミングｔ０におけるＶ相の電流値Ｉv０とする。

ここで、Ｖ相の電流値Ｉvは、最初にサンプリングするタイミングｔvaから再度サンプリングを行うタイミングｔvbまでの間、時間に略比例して変化する。そのため、各タイミングｔva，ｔvbの中間点、即ち基準タイミングｔ０におけるＶ相の電流値Ｉvは、各タイミングｔva，ｔvbにおけるその各値の中間値に近似した値となる。

従って、Ｖ相のアナログ信号Ａvについては、基準タイミングｔ０よりも所定時間Δｔだけ前のタイミングｔvaにおけるサンプリングに基づく電流値Ｉvaと、所定時間Δｔだけ後のタイミングｔvbにおけるサンプリングに基づく電流値Ｉvbの平均をとることにより、上記基準タイミングｔ０におけるＶ相の電流値Ｉv０を近似的に求めることができる。

そして、この近似的に検出した基準タイミングｔ０におけるＶ相の電流値Ｉv０、及び基準タイミングｔ０におけるサンプリングにより検出したＵ相の電流値Ｉu０に基づいてＷ相の電流値Ｉw０を近似的に求めることができる。

従って、上記のような構成とすれば、従来見られるようなサンプル＆ホールド回路を利用することなく、簡素な構成にて同一のタイミングにおける各相の電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを検出することができ、その結果、サンプル＆ホールド回路を廃して、制御装置の小型化及び低コスト化を図ることができるようになる。

なお、上記各実施形態は以下のように変更してもよい。
・本実施形態では、ブラシレスモータ３のＵ相，Ｖ相の各動力線１２ｕ，１２ｖに電流センサ１０ｕ，１０ｖを設け、これら各電流センサ１０ｕ，１０ｖが出力するアナログ信号を順次サンプリングすることによりＵ相，Ｖ相の電流値Ｉu，Ｉvを検出する。そして、Ｗ相の電流値Ｉwは、これらＵ相，Ｖ相の電流値Ｉu，Ｉvに基づいて、演算により算出する構成とした。しかし、これに限らず、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の全てに電流センサを設け、各電流センサが出力する各アナログ信号を順次サンプリングすることにより、各相の電流値を検出する構成としてもよい。

具体的には、図３に示すように、先ず、所定のタイミングｔwaにおいて、Ｗ相のアナログ信号をサンプリングし、このタイミングｔwaにおけるＷ相の電流値Ｉwaを検出する。次に、タイミングｔwaからＡ／Ｄ変換時間に対応する所定時間Δｔだけ後のタイミングｔvaにおいて、Ｖ相のアナログ信号をサンプリングし、このタイミングｔvaにおけるＶ相の電流値Ｉvaを検出する。そして、このタイミングｔvaから所定時間Δｔだけ後のタイミングｔuにおいて、Ｕ相のアナログ信号をサンプリングし、このタイミングｔuにおけるＵ相の電流値Ｉu０を検出する。

次に、このタイミングｔuから所定時間Δｔだけ後のタイミングｔvbにおいて、再びＶ相のアナログ信号をサンプリングし、このタイミングｔvbにおけるＶ相の電流値Ｉvbを検出する。続いて、このタイミングｔvbから所定時間Δｔだけ後のタイミングｔwbにおいて、再びＷ相のアナログ信号をサンプリングし、このタイミングｔwbにおけるＷ相の電流値Ｉwbを検出する。

そして、上記タイミングｔva及びタイミングｔvbにおけるサンプリングに基づき検出されたＶ相の各電流値Ｉva，Ｉvbの平均値、即ち（Ｉva＋Ｉvb）／２を上記Ｕ相のサンプリングを行うタイミングｔu、即ち基準タイミングｔ０におけるＶ相の電流値Ｉv０とする。

また、上記タイミングｔwa及びタイミングｔwbにおけるサンプリングに基づき検出されたＷ相の各電流値Ｉwa，Ｉwbの平均値、即ち（Ｉwa＋Ｉwb）／２を上記基準タイミングｔ０におけるＷ相の電流値Ｉw０とする。

つまり、最初にＶ相のサンプリングを行うタイミングｔva（ｔ０−Δｔ）よりも更に所定時間Δｔだけ前のタイミングｔwa（ｔ０−２Δｔ）、及び再度のサンプリングを行うタイミングｔvb（ｔ０＋Δｔ）よりも更に所定時間Δｔだけ後のタイミングｔwb（ｔ０＋２Δｔ）の２つのタイミングにおいてＷ相のサンプリングを行う。そして、両タイミングｔwa，ｔwbにおける各サンプリングに基づくＷ相の各電流値Ｉwa，Ｉwbの平均値を、基準タイミングｔ０におけるＷ相の電流値Ｉw０とする。これにより、各アナログ信号をサンプリングする構成でも、サンプル＆ホールド回路を利用することなく、同一タイミングで各相の電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを検出することができる。

・本実施形態では、「アナログ信号のＡ／Ｄ変換終了後、即ち上記タイミングｔvaからＡ／Ｄ変換に要する時間に対応する所定時間Δｔ」としたが、この所定時間Δｔは、必ずしもＡ／Ｄ変換に要する時間と等しい必要はなく、各タイミング間が等しい間隔であれば、所定時間Δｔは、Ａ／Ｄ変換に要する時間よりも長く設定してもよい。

・本実施形態では、Ｕ相のサンプリングを行うタイミングｔuを基準タイミングｔ０としたが、どの相のサンプリングタイミングを基準タイミングとするかは任意に設定しても良い。

・本実施形態では、サンプリングを行う各タイミングを駆動回路４におけるＵ，Ｖ，Ｗの各相に対応する高位側（Ｈ）のＦＥＴ３１ａ〜３１ｃが全てＯＮとなる区間Ｓに設定したが、各ＦＥＴ３１ａ〜３１ｃが全てＯＦＦとなる区間に設定してもよく、更に各相の電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwが時間に略比例して変化する区間であれば任意に設定してもよい。

・本実施形態では、ＤＣブラシレスモータの電流検出装置に具体化したが、これに限らず、かご型誘導モータやリラクタンス型同期モータ等、ＡＣブラシレスモータに具体化してもよい。

次に、以上の実施形態から把握することのできる請求項以外の技術的思想を記載する。
（イ）ブラシレスモータの各相の電流値を示すアナログ信号を所定のタイミングにてサンプリングしデジタル信号に変換することにより前記電流値を検出する電流検出方法であって、第１相の前記アナログ信号をサンプリングするタイミングを基準タイミングとし、該基準タイミングよりも前記アナログ信号を前記デジタル信号に変換する時間に対応する所定時間だけ前のタイミング、及び前記基準タイミングよりも前記所定時間だけ後のタイミングにおいて第２相のアナログ信号のサンプリングを行い、これら両タイミングにおける各サンプリングに基づく各電流値の平均値を前記基準タイミングにおける第２相の電流値とすること、を特徴とする電流検出方法。

（ロ）上記（イ）に記載の電流検出方法において、前記基準タイミングよりも前記所定時間だけ前のタイミングから更に前記所定時間だけ前のタイミング、及び前記基準タイミングよりも前記所定時間だけ後のタイミングから更に前記所定時間だけ後のタイミングにおいて、第３相の前記アナログ信号をサンプリングし、これら両タイミングにおける各サンプリングに基づく各電流値の平均値を前記基準タイミングにおける第３相の電流値とすること、を特徴とする電流検出方法。

モータ制御装置の概略構成図。 各相の電流値の変化とそのサンプリングタイミングとの関係を示すタイムチャート。 各相の電流値の変化と別例のサンプリングタイミングとの関係を示すタイムチャート。 駆動回路（ＰＷＭインバータ）の出力状態を示すタイムチャート。 各相の電流値の変化と従来のサンプリング方法との関係を示すタイムチャート。

符号の説明

１…モータ制御装置、２…マイコン、３…ブラシレスモータ、４…駆動回路、１０ｕ，１０ｖ…電流センサ、２１…Ａ／Ｄ変換器、２２…相電流値検出部、Ａu，Ａv（Ａva，Ａvb）…アナログ信号、Ｄu，Ｄv（Ｄva，Ｄvb）…デジタル信号、Ｉu，Ｉu０…Ｕ相の電流値、Ｉv，Ｉv０，Ｉva，Ｉvb，Ａ，Ａ´…Ｖ相の電流値、Ｉw，Ｉw０，Ｉwa，Ｉwb…Ｗ相の電流値、Δｔ…所定時間、ｔ０…基準タイミング、ｔ，ｔu（ｔ０），ｔva（ｔ０−Δｔ），ｔvb（ｔ０＋Δｔ），ｔwa（ｔ０−２Δｔ），ｔwb（ｔ０＋２Δｔ）…タイミング。

Claims (3)

1. ブラシレスモータの各相の電流値を示すアナログ信号を所定のタイミングにてサンプリングしデジタル信号に変換することにより前記電流値を検出する電流検出装置であって、
   第１相の前記アナログ信号をサンプリングするタイミングを基準タイミングとし、該基準タイミングよりも前記アナログ信号を前記デジタル信号に変換する時間に対応する所定時間だけ前のタイミング、及び前記基準タイミングよりも前記所定時間だけ後のタイミングにおいて第２相のアナログ信号のサンプリングを行い、これら両タイミングにおける各サンプリングに基づく各電流値の平均値を前記基準タイミングにおける第２相の電流値とすること、を特徴とする電流検出装置。
2. 請求項１に記載の電流検出装置において、
   前記基準タイミングよりも前記所定時間だけ前のタイミングから更に前記所定時間だけ前のタイミング、及び前記基準タイミングよりも前記所定時間だけ後のタイミングから更に前記所定時間だけ後のタイミングにおいて、第３相の前記アナログ信号をサンプリングし、これら両タイミングにおける各サンプリングに基づく各電流値の平均値を前記基準タイミングにおける第３相の電流値とすること、
   を特徴とする電流検出装置。
3. 請求項１又は請求項２に記載の電流検出装置を備えたモータ制御装置。

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