JP5860630B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

この発明はモータ制御信号を生成するモータ制御装置に関する。

図９は三相モータを駆動するモータ駆動装置の一般的な構成例を示したものであり、モータ駆動装置はモータ制御装置１０とゲートドライバ２０とインバータ３０とを備えている。図９中、４０はモータを示す。

インバータ３０は直列に接続された一対のスイッチング素子を基本単位（アーム）として、各相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）に対応する３つのアームが並列接続されてなる構成とされ、スイッチング素子３１〜３６にはこの例ではＩＧＢＴ（insulated-gate bipolar transistor）が用いられている。インバータ３０はモータ制御装置１０が出力するモータ制御信号に基づいてモータ４０に三相の駆動電力を供給する。

モータ制御装置１０には上位装置からモータ４０の発生する力の期待値として電流指令値が入力され、さらにモータ４０に流れる実電流値としての各相電流値（この例ではＩｕ，Ｉｗ）とモータ４０の電気角（回転角）θｅが入力される。モータ制御装置１０はこれら電流指令値、各相電流値Ｉｕ，Ｉｗ及び電気角θｅに基づいてモータ制御信号を生成する。モータ制御信号はゲートドライバ２０を介してインバータ３０の各スイッチング素子３１〜３６に入力される。

モータ制御信号はインバータ３０の各スイッチング素子３１〜３６のオンオフパルスＤｕｔｙを規定するものとなっており、モータ制御信号に応答して各スイッチング素子３１〜３６がオン／オフすることにより、直流電圧が三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の駆動電力に変換されてモータ４０に供給される。図９中、５１，５２はモータ４０に流れる各相電流値Ｉｕ，Ｉｗを検出する電流センサを示す。なお、モータ４０の電気角θｅはエンコーダや回転センサ等によって検出されるが、図９ではその図示を省略している。

図１０はモータ制御装置１０の詳細構成を示したものである。

各相電流値Ｉｕ，Ｉｗは電気角θｅと共に３相／２相変換部１１に入力され、３相／２相変換部１１によりｄ／ｑ座標系のｄ軸電流値Ｉｄ及びｑ軸電流値Ｉｑに変換される。なお、Ｖ相電流値ＩｖはＩｕ＋Ｉｗ＋Ｉｖ＝０より演算して求めることができ、この例では３相／２相変換部１１がこの演算を実行して、入力されたＩｕ，ＩｗからＩｖを求めるものとなっている。

電流指令値Ｉｑ_ｃｍｄは電流指令値換算部１２に入力され、電流指令値換算部１２はｑ軸電流指令値Ｉｑｃとｄ軸電流指令値Ｉｄｃ（Ｉｄｃ＝０）を出力する。

減算器１３にはｄ軸電流指令値Ｉｄｃとｄ軸電流値Ｉｄが入力され、減算器１３はｄ軸電流指令値Ｉｄｃからｄ軸電流値Ｉｄを減算してｄ軸電流偏差ΔＩｄを求める。一方、減算器１４にはｑ軸電流指令値Ｉｑｃとｑ軸電流値Ｉｑが入力され、減算器１４はｑ軸電流指令値Ｉｑｃからｑ軸電流値Ｉｑを減算してｑ軸電流偏差ΔＩｑを求める。減算器１３，１４により求められたｄ軸電流偏差ΔＩｄ及びｑ軸電流偏差ΔＩｑはそれぞれ電流補償器１５，１６に入力される。

電流補償器１５，１６はそれぞれ入力されたｄ軸電流偏差ΔＩｄ及びｑ軸電流偏差ΔＩｑに、モータ４０のインダクタンスＬと抵抗値Ｒから求められる所定のＰＩゲインを乗ずることにより、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを演算する。各電流補償器１５，１６により求められたｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑは電気角θｅと共に２相／３相変換部１７に入力される。ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑは、２相／３相変換部１７において三相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換される。

２相／３相変換部１７から出力される各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，ＶｗはＰＷＭ変換部１８に入力される。ＰＷＭ変換部１８はスイッチング周期と、モータ制御装置１０を構成するマイコンやＦＰＧＡ等の動作クロックから決まる所定の分解能にて、各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに対応するＤｕｔｙ指令値を生成し、これら各Ｄｕｔｙ指令値に示されるオンオフパルスＤｕｔｙを有するモータ制御信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを生成する。モータ制御装置１０はこのようにして生成したモータ制御信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗをゲートドライバ２０を介してインバータ３０の各スイッチング素子３１〜３６に出力する。

このようにモータ制御装置１０は各相電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ及び電気角θｅと電流指令値Ｉｑ_ｃｍｄにより印加する電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを演算し、インバータ３０を駆動する信号としてＰＷＭ波形に変換してモータ電流を制御するものとなっている。なお、モータ制御装置１０はこの例ではディジタル制御を行うものとなっており、モータ制御装置１０に入力される各相電流値Ｉｕ，Ｉｗ、電気角θｅ及び電流指令値Ｉｑ_ｃｍｄは全てディジタル値とされる。

図１１はＰＷＭ変換部１８の構成を示したものであり、ＰＷＭ変換部１８は三角波発生回路１８ａと比較器１８ｂ，１８ｃ，１８ｄとによって構成されている。各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗはそれぞれ比較器１８ｂ，１８ｃ，１８ｄに入力され、三角波発生回路１８ａから比較器１８ｂ，１８ｃ，１８ｄにそれぞれ入力される基準三角波電圧と比較されることによってモータ制御信号（ＰＷＭ波形）Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗが生成される。

上記のような構成を有するモータ制御装置１０において、例えば電流指令値Ｉｑ_ｃｍｄが０の場合は、モータ制御信号のＰＷＭ波形はオンオフパルスＤｕｔｙが等価（Ｄｕｔｙ５０％）であることが理想である。しかしながら、実際にはｄ／ｑ座標系による電流フィードバック制御を行うクローズドループが組まれているため、モータ４０に流れる各相電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出誤差等により、各相電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗから算出されるｑ軸電流値Ｉｑ及びｄ軸電流値Ｉｄが０とはならない。このため、ＰＷＭ波形の演算結果にゆらぎ（ジッタ）が生じることになる。図１２はＵ相を例に、この様子を示したものである。

図１２に示したように、ＰＷＭ波形のゆらぎによるＤｕｔｙの変化はモータ印加電圧の変化となり、その結果、モータへの出力電流にもゆらぎが表れ、つまり出力電流ノイズとなり、電流指令値が０（モータ停止）であるにもかかわらず、モータが振動するといった状況が発生してしまう。

図１３はこのようなモータ停止時の振動を抑制すべく、特許文献１に記載されているモータ位置制御装置の構成を示したものである。

速度検出回路３はエンコーダ２からの現在位置情報から現在速度を算出する。位置偏差演算回路４は上位からの位置指令データとエンコーダ２からの現在位置データから位置偏差を算出する。速度偏差演算回路５は位置偏差と現在速度から速度偏差を算出する。トルク指令生成回路６は速度偏差をもとにトルク指令を出力する。モータ停止判定回路７は位置指令と位置偏差からモータ停止判定信号を出力する。不感帯形成回路８はモータ停止判定信号からトルク指令を調整して出力する。

図１４はこの図１３に示したモータ位置制御装置において、モータ停止時（位置指令０）における位置偏差とトルク指令の関係を示したものであり、モータ停止時においては位置決め点からの位置偏差が±１パルス以内の場合、トルク指令が変化しないことを表している。

このモータ位置制御装置では、モータ１が位置決め点付近に到達すると、位置指令が０となり、位置偏差が徐々に０に収束していく。モータ停止判定回路７は位置指令が０であり、位置偏差が±１パルス以内の場合にモータ停止と判定し、モータ停止判定信号を不感帯形成回路８に出力する。

不感帯形成回路８はトルク指令生成回路６のトルク指令の変動を観測し、モータ回転状態ではトルク指令生成回路６からのトルク指令をそのままモータ１に出力するが、モータ停止状態ではエンコーダ２の±１パルス変動に対するトルク指令生成回路６のトルク指令変化分を相殺するようにトルク指令を調整してモータ１に出力する。

よって、位置指令が０であり、位置偏差が０近傍でのトルク指令は図１４のようになり、モータ１が位置決め点±１パルス以内ではトルク指令が一定となる不感帯が形成されることになり、エンコーダの±１パルス変動に対するモータ１の振動（微振動）を抑制することができるものとなっている。

特開２００７−２５２０９３号公報

上述したように、特許文献１に記載されているモータ位置制御装置は位置偏差が±１パルス以内は不感帯として振動を抑制するものとなっている。ここで、±１パルス変動の検出は、位置制御するための応答範囲でエンコーダパルス値のサンプリングによって±１パルス（ビット）の検出を達成しているものと推測される。

しかしながら、実際にはトルク指令制御（電流制御）は位置制御より高速に行われており、そのサンプリング周波数は一般的に位置制御に対し、１０倍から２０倍ほど高い。また、モータを停止する（静定する）位置を精度良く制御するためにはエンコーダの分解能を上げる必要もあり、高速な電流制御動作においてはエンコーダパルス値の±１パルス変動の検出は困難であると考えられる。従って、特許文献１に記載されているモータ位置制御装置では応答が遅く、モータの振動を止めることができないといった問題が生じうる。

この発明の目的はこのような状況に鑑み、電流指令値が０（モータ停止）の場合に、モータの振動を良好に抑制することができるモータ制御装置を提供することにある。

この発明によれば、モータに流れる電流値とモータの電気角と電流指令値とが入力され、それら電流指令値、電流値及び電気角を用いたフィードバック制御を行うことにより電圧指令値を算出し、その電圧指令値をＰＷＭ波形に変換してモータを駆動するインバータを制御するモータ制御信号を生成するモータ制御装置は、電流指令値が０か否かを検知する０指令検知部を備え、０指令検知部が０を検知した時、電圧指令値が入力されてモータ制御信号を生成するＰＷＭ変換部における電圧指令値に対する分解能を粗くし、かつ前記フィードバック制御するクローズドループの電圧リミッタのリミット値を前記粗くした分解能以下に切り替える。

この発明によれば、電流指令値が０の場合に、出力電流ノイズによるモータの振動を良好に抑制することができる。

この発明によるモータ制御装置の一実施例の構成を示すブロック図。 図１におけるＰＷＭ変換部の詳細を示す図。 図２における変換器の動作例を説明するための図。 図１におけるＰＷＭ変換部の動作及び出力電圧・出力電流の関係を示すグラフ。 図１における電圧リミッタの詳細を示す図。 電圧リミッタのリミット値の切り替えを説明するための図。 電流指令値が０の場合のモータ出力電流ノイズを測定した結果を示すグラフ。 この発明によるモータ制御装置の他の実施例の構成を示すブロック図。 モータ駆動装置の一般的な構成例を示す図。 図９におけるモータ制御装置の詳細構成を示すブロック図。 図１０におけるＰＷＭ変換部の詳細を示す図。 図１０におけるＰＷＭ変換部の動作及び出力電圧・出力電流の関係を示すグラフ。 モータ位置制御装置の従来構成例を示すブロック図。 図１３に示したモータ位置制御装置における位置指令０での位置偏差とトルク指令の関係を示す図。

以下、この発明の実施形態を図面を参照して実施例により説明する。

図１はこの発明によるモータ制御装置の一実施例の構成を示したものであり、図１０と対応する部分には同一符号を付し、その詳細な説明を省略する。

この例ではモータ制御装置６０は図１０に示した構成に加え、０指令検知部６１と電圧リミッタ６２〜６６とを備え、ＰＷＭ変換部１８’は図２に示したような構成を有するものとされる。

０指令検知部６１は電流指令値Ｉｑ_ｃｍｄが０か否かを検知し、電流指令値Ｉｑ_ｃｍｄが０であることを検知した場合は０指令検知信号をＰＷＭ変換部１８’及び電圧リミッタ６２，６３にそれぞれ出力する。

ＰＷＭ変換部１８’は図１１に示した従来のＰＷＭ変換部１８の構成に加え、比較器１８ｂ〜１８ｄの前段にそれぞれ変換器１８ｅ〜１８ｇを有するものとなっており、０指令検知部６１から出力される０指令検知信号はこれら変換器１８ｅ〜１８ｇに入力される。

変換器１８ｅ〜１８ｇは０指令検知信号の入力により変換動作を実行し、それぞれ電圧指令値Ｖｕ’，Ｖｖ’，Ｖｗ’に対する分解能を粗くする。図３はこの変換動作の具体的な例を、電圧指令値Ｖｕ’が入力される変換器１８ｅを例に示したものである。変換器１８ｅはＶｕ’の下位ｂｉｔを０にするものとなっており、図３では１６ｂｉｔのデータの下位３ｂｉｔを０にする例を示している。即ち、変換器１８ｅはこの例では下位３ｂｉｔの変化を０に固定するものとなっており、これによりＰＷＭ波形への変換結果の分解能を粗くするものとなっている。変換器１８ｆ，１８ｇも同様に動作する。

図４はＵ相を例にＰＷＭ変換部１８’の動作及び出力電圧・出力電流の関係を示したものであり、この例ではＰＷＭ変換部１８’における分解能を粗くした結果、図４に示したようにＤｕｔｙ５０％とすることができ、これによりモータ出力電流のゆらぎを解消してモータ出力電流の変化を理想的にすることができるものとなっている。従って、この例によれば電流指令値Ｉｑ_ｃｍｄが０の場合に出力電流ノイズに起因して発生するモータの振動を抑制することができる。

一方、この例では電圧リミッタ６２〜６６を具備しており、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑはそれぞれ電圧リミッタ６２，６３を介し、Ｖｄ’及びＶｑ’とされて２相／３相変換部１７に入力されるものとなっている。また、２相／３相変換部１７から出力される各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗはそれぞれ電圧リミッタ６４〜６６を介し、Ｖｕ’，Ｖｖ’，Ｖｗ’とされてＰＷＭ変換部１８’に入力されるものとなっている。これら電圧リミッタ６２〜６６により、例えば演算結果の極性が反転するといった状況を回避することができる。

ところで、ｄ軸電流偏差ΔＩｄ及びｑ軸電流偏差ΔＩｑがそれぞれ入力される電流補償器１５，１６の出力（ｄ軸電圧指令値Ｖｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｑ）は、積分要素により偏差が徐々に大きくなるので、粗くしたＰＷＭ分解能以上になると、モータ制御信号が変動してしまうといった状況が発生する。これを防止するため、この例では電流指令値Ｉｑ_ｃｍｄが０の場合の電圧リミッタ６２，６３のリミット値を切り替える。

図５はこのようなリミット値の切り替え手段を具備する電圧リミッタ６２の構成を示したものであり、０指令検知部６１から０指令検知信号が入力されることにより、スイッチ６２ａが作動してリミット値：大６２ｂからリミット値：小６２ｃにリミット値が切り替えられるものとなっている。

図６はこの電圧リミッタ６２のリミット値切り替えの様子を示したものであり、電圧リミッタ６３も同様の動作をし、このような動作により電流指令値Ｉｑ_ｃｍｄが０の場合にリミット値をＰＷＭ分解能以下に切り替えるものとなっている。

図７は上記のような構成を有するモータ制御装置６０によって生成されたモータ制御信号によりインバータ３０（図９参照）が制御され、モータ４０に駆動電力が供給される構成において、電流指令値Ｉｑ_ｃｍｄが０の場合の出力電流ノイズを測定した結果を示したものであり、この発明の実施例によれば図１０に示した従来のモータ制御装置１０を用いる従来例に比し、出力電流ノイズが大きく低減していることがわかる。

図８はこの発明によるモータ制御装置の他の実施例の構成を示したものであり、この例では０指令検知部６１によって検知された０指令検知信号はＰＷＭ変換部１８’と電流補償器１５’，１６’に入力されるものとなっている。

電流補償器１５’，１６’は０指令検知信号の入力によりゲインが下がるものとなっている。即ち、この例では電流補償器１５’，１６’はゲイン切り替え機能を備えたものとなっており、これにより電流指令値Ｉｑ_ｃｍｄが０の場合の出力（ｄ軸電圧指令値Ｖｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｑ）をＰＷＭ分解能以下にするものとなっている。電流補償器１５’，１６’はこの例ではＰＩ制御を行うものとなっており、通常時及び０指令検知信号入力時のＰＩゲインは例えば下記のように表される。

・通常時 Ｋｉｐ＋Ｋｉｉ／ｓ
・０指令検知信号入力時 α（Ｋｉｐ＋Ｋｉｉ／ｓ）
但し、αは、α＜１で、出力がＰＷＭ分解能以 下になるように設定する。

１ モータ ２ エンコーダ
３ 速度検出回路 ４ 位置偏差演算回路
５ 速度偏差演算回路 ６ トルク指令生成回路
７ モータ停止判定回路 ８ 不感帯形成回路
１０ モータ制御装置 １１ ３相／２相変換部
１２ 電流指令値換算部 １３，１４ 減算器
１５，１６，１５’，１６’ 電流補償器 １７ ２相／３相変換部
１８，１８’ ＰＷＭ変換部 １８ａ 三角波発生回路
１８ｂ，１８ｃ，１８ｄ 比較器 １８ｅ，１８ｆ，１８ｇ 変換器
２０ ゲートドライバ ３０ インバータ
３１，３２，３３，３４，３５，３６ スイッチング素子
４０ モータ ５１，５２ 電流センサ
６０，６０’ モータ制御装置 ６１ ０指令検知部
６２，６３，６４，６５，６６ 電圧リミッタ
６２ａ スイッチ ６２ｂ リミット値：大
６２ｃ リミット値：小

Claims (1)

1. モータに流れる電流値とモータの電気角と電流指令値とが入力され、それら電流指令値、電流値及び電気角を用いたフィードバック制御を行うことにより電圧指令値を算出し、その電圧指令値をＰＷＭ波形に変換してモータを駆動するインバータを制御するモータ制御信号を生成するモータ制御装置であって、
   前記電流指令値が０か否かを検知する０指令検知部を備え、
   前記０指令検知部が０を検知した時、前記電圧指令値が入力されて前記モータ制御信号を生成するＰＷＭ変換部における前記電圧指令値に対する分解能を粗くし、かつ前記フィードバック制御するクローズドループの電圧リミッタのリミット値を前記粗くした分解能以下に切り替えることを特徴とするモータ制御装置。

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