JP4392976B2 - 強誘電体キャパシタの分極状態変化に応じて可変する基準電圧を発生する基準回路を有する強誘電体ランダムアクセスメモリ装置。 - Google Patents
強誘電体キャパシタの分極状態変化に応じて可変する基準電圧を発生する基準回路を有する強誘電体ランダムアクセスメモリ装置。 Download PDFInfo
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は集積回路メモリに係り、具体的には強誘電体ランダムアクセスメモリ装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
強誘電体ランダムアクセスメモリ(Ferroelectric Random Access Memory:以下、“FRAM”という)は各メモリセルの貯蔵素子として強誘電体キャパシタを使用している。各メモリセルは強誘電体キャパシタの電気的分極(polarization)に基づいて論理状態(logic state)を記録する。強誘電体キャパシタは正電極またはプレートの間にPZT(PbZrTiO3: Lead-Zirconate titanate)のような強誘電体を含む誘電体を有する。強誘電体キャパシタのプレートに電圧が印加されるとき、強誘電体は電界方向に分極される。強誘電体キャパシタの分極状態を変化させるためのスイッチングしきい値(switching threshold)を強制電圧(coercive voltage)という。強誘電体キャパシタはヒステリシス(hysterisis)を示し、分極状態による電流がキャパシタに流れる。キャパシタに印加される電圧が強制電圧より大きいと、強誘電体キャパシタは印加された電圧の極性により分極状態を変化させるようになる。分極状態は電源が除去された後にも維持され、その結果、不揮発性を提供する。強誘電体キャパシタは約1ns内で分極状態の間で変化し、前記約1nsはEPROM(Erasable Programmable Read Only Memories)、EEPROM(Electrically Erasable Programmable Read Only Memories)、またはフラッシュEEPROMのような大部分の他の不揮発性メモリのプログラム時間より速い。
【0003】
メモリセルに貯蔵されたデータは次のように読み取られる。まず、メモリセルの強誘電体キャパシタの電極両端に電圧が印加される。次に、前記メモリセルに連結されたビットライン上に充電される電荷の変化量が感知される。ビットライン上に充電された電荷の変化量、すなわちビットライン上の電圧変化を感知するためにはデータ“1”に対応する電圧とデータ“0”に対応する電圧との間の中間値を有する基準電圧を発生する回路を必要とする。一般に、メモリセルと同一の特性を有する強誘電体キャパシタを含む基準セル(reference cell)を用いて基準電圧を生成する。
【0004】
メモリセル内の強誘電体キャパシタの分極状態を感知することにおいて主な問題点は、時間の経過にしたがって強誘電体キャパシタの電界/分極特性ループ(ヒステリシスループ)が変化することで、これは使用により生じる劣化または長い間任意の分極状態に置かれているために生じる劣化のためである。一般に、時間が経るにしたがって生じる分極特性の変化により結局ヒステリシス曲線が弱くなる。これは、電界/分極の循環下で強誘電体の少なくとも一部分で生じる非反転性(non-reversibility)により発生する現象である。このような強誘電体の変化は、強誘電体メモリセルの分極状態を決定するために強誘電体キャパシタを含む基準セルを使用することを非常に難しくする。
【0005】
上記問題点を解決するための多様な方法が提案されてきた。そのうちの一つの方法が米国特許番号第5,432,731の“FERROELECTRIC MEMORY CELL AND METHOD OF SENSING AND WRITING THE POLARIZATION STATE THEREOF”に開示されており、この特許に開示されている基準セルを有する1キャパシタ強誘電体メモリセルを図1に示す。
【0006】
上記特許の基準セル12は電圧ダンピング構造(voltage dumping structure)により基準電圧がビットラインBITC上に供給されるように構成されている。より具体的に説明すれば、図1に示すように上記特許は基準セル12を開示しており、この基準セル12は第1スイッチングトランジスタ35、第2スイッチングトランジスタ37、そして基準キャパシタ39を含む。第1スイッチングトランジスタ35のゲートは基準ワードライン40に連結され、ソースはBITCライン25に連結される。基準キャパシタ39の一方のプレートは接地に連結され、他方のプレートは第1スイッチングトランジスタ35のドレインに、そして第2スイッチングトランジスタ37のソースに連結される。第2スイッチングトランジスタ37のドレインは基準電位REF INITに連結され、ゲートは基準初期信号(reference initial signal)を受けるように連結される。
【0007】
上述した米国特許の電圧ダンピング構造を用いてDCレベルの基準電圧を発生することにより、上述した問題点(強誘電体キャパシタを含む基準セルを使用するとき生じる問題点)を解決することができる。しかし、メモリセルも時間の経過にしたがって強誘電体キャパシタのヒステリシスループが変化する現象を呈するようになる。すなわち、図2に示すように、メモリセルの強誘電体キャパシタの分極状態は初期には理想的なヒステリシス曲線(実線で表示)に沿って変化する。しかし、メモリセルの強誘電体キャパシタは所定時間の経過後に劣化し、または弱くなり、点線で示されるようなヒステリシス曲線に沿って変化するようになる。図2に示したように、データ“1”が貯蔵された強誘電体キャパシタの分極レベルは点“C”から点“C’”に減少する一方、データ“0”が貯蔵された強誘電体キャパシタの分極レベルは点“A”から点“A’”に増加する。
【0008】
データ状態によりビットライン上に充電される電圧及び時間の変化を示す図3を参照すれば、データ“1”(D1)に対応するビットライン電圧が減少する比率とデータ“0”(D0)に対応するビットライン電圧が増加する比率とが相違することが分かる。これにより、所定時間t1が経た後、最適の感知マージン(データ“1”に対応するビットライン電圧と基準電圧VREFとの間の感知マージンMD1と、データ“0”に対応するビットライン電圧と基準電圧VREFとの間の感知マージンMD2が要求されるマージンより大きく、あるいは同一に設定されることを意味する)を確保することが不可能である。例えば、図3の時間t1で感知マージンMD1が要求されるマージンより小さく、感知マージンMD0が要求されるマージンより大きい場合、データMD1の感知動作が不可能になる。したがって、ヒステリシス曲線が図2のように弱くなるとき、図1の基準回路を利用してデータ“1”のビットライン電圧とデータ“0”のビットライン電圧との中間値を有する基準電圧VREFを生成することが不可能である。これは、FRAM装置の寿命が短くなり、または信頼性が低下することを意味する。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】
したがって本発明の目的は、時間の経過によるメモリセルの強誘電体キャパシタの分極状態変化に応じて可変する基準電圧を発生する基準回路を含む強誘電体ランダムアクセスメモリ装置を提供することにある。
また本発明の目的は、時間の経過によりメモリセルの強誘電体キャパシタの分極状態が変化してもデータ状態にそれぞれ対応するビットライン電圧の中間値を有する最適の基準電圧を発生する基準回路を含む強誘電体ランダムアクセスメモリ装置を提供することにある。
【0010】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成するために本発明の基準回路は、不揮発性半導体メモリ装置、すなわち強誘電体ランダムアクセスメモリ装置において基準電圧を発生する回路として使用される。この基準回路は分極状態判別回路、デコーダ回路、及び基準電圧発生回路を含む。分極状態判別回路は強誘電体キャパシタを有するダミーセルを用いて時間の経過にしたがって生じる強誘電体キャパシタの分極状態の変化程度を知らせるパス/フェール信号を発生する。このように生成されたパス/フェール信号はデコーダ回路によりデコーディングされ、基準電圧発生回路は電源電圧を利用して相互に異なるレベルの基準電圧を内部的に生成し、このパス/フェール信号を選択情報として利用してこれら基準電圧のうちいずれか一つを出力する。
上記のような基準回路によると、時間が経過するにしたがって生じる強誘電体キャパシタの分極状態変化に感応する最適の基準電圧を発生することができる。
【0011】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の望ましい実施の形態を添付の図面を参照して詳細に説明する。本発明による新たな基準回路は強誘電体ランダムアクセスメモリ装置(FRAM装置)に使用され、強誘電体キャパシタを有するダミーセルを利用して時間の経過により生じる強誘電体キャパシタの分極状態変化を自動的に追跡し(tracking)、この追跡された分極状態変化を基準電圧に反映するように構成されている。すなわち、基準電圧はメモリセルの強誘電体キャパシタの分極状態変化に自動的に感応して変わる。したがって、本発明の基準回路は分極状態変化に応じて変化し、データ“1”に対応する電圧とデータ“0”に対応する電圧の中間値を有する最適の基準電圧を生成する。つまり、FRAM装置の寿命が延長されるだけでなく、信頼性が向上できる。
【0012】
図4に、上述したような基準電圧を生成する基準回路を備えるFRAM装置のブッロク図を示す。本発明のFRAM装置1000はメモリセルアレイ800と基準回路900とを含んでなる。メモリセルアレイ800はデータ情報を貯蔵するためのものであって、それぞれ強誘電体キャパシタを有するメモリセル(図示せず)と各メモリセルのデータを感知するための感知増幅器(図示せず)とを含む。基準回路900は時間の経過による強誘電体キャパシタの分極状態変化を自動的に追跡し、この追跡された分極状態の変化により可変される基準電圧VREFをメモリセルアレイ800に供給する。基準回路900は分極状態判別回路(polarization state disciminating circuit)100、ダンピング電圧供給回路200、データ入力回路300、デコーダ回路400、ラッチ回路500、基準電圧発生回路600、及びディフォールト値制御回路(default value control circuit)700で構成される。この基準回路900の各ブロック100〜700に対する回路構成及び動作説明を、図5〜図14に基づいて詳細に説明する。
【0013】
図5に、本発明による分極状態判別回路の望ましい実施の形態を示す。分極状態判別回路100は複数個のダミーセル110、このダミーセル110にそれぞれ対応するダミー感知増幅器118、第1ダミービットラインDBLj(j=1〜8)、そして第2ダミービットラインDBLjBを含む。この各ダミーセル110はアクセストランジスタ112と強誘電体キャパシタ114とで構成される。前記各キャパシタはメモリセルアレイ800に提供される強誘電体キャパシタと実質的に同一に製造される。強誘電体キャパシタ114の一方のプレート電極は対応するアクセストランジスタ112の電流通路を介して対応する第1ダミービットラインDBL1〜DBL8にそれぞれ連結され、他方のプレート電極はダミープレートラインDPLに共通に連結される。これらアクセストランジスタ112のゲートはダミーワードラインDWLに共通に連結される。
【0014】
ここで、ダミーセル110のうちの半分、例えば第1ダミービットラインDBL1〜DBL4に連結されるダミーセル110は第1論理状態のデータ(例えば、データ“1”)をそれぞれ貯蔵し、残りのダミーセル110すなわち第1ダミービットラインDBL5〜DBL8に連結されるダミーセル110は第2論理状態のデータ(例えば、データ“0”)をそれぞれ貯蔵する。
【0015】
図5を参照すれば、第2ダミービットラインDBL1B〜DBL8Bにそれぞれ対応するキャパシタC1〜C8が分極状態判別回路100にさらに提供される。これらキャパシタC1〜C8の一方のプレート電極は前記ダンピング電圧供給回路200から提供されるダンピング電圧VDMP1_1〜VDMP_4、VDMP0_1〜VDMP0_4の供給をそれぞれ受けるように連結され、他方のプレート電極は対応するNMOSトランジスタ116を介して対応する第2ダミービットラインDBL1B〜DBL8Bにそれぞれ連結される。このNMOSトランジスタ116はスイッチング制御信号DMPRSの論理状態により同時にターンオン/オフされる。
【0016】
ダミー感知増幅器118は第1ダミービットラインDBL1〜DBL8と第2ダミービットラインDBL1B〜DBL8Bとの間にそれぞれ連結されている。各ダミー感知増幅器118は対応する第1及び第2ダミービットライン間の電圧差を感知し、感知結果により対応する第1ダミービットラインの電圧を第1論理状態(例えば、電源電圧)または第2論理状態(例えば、接地電圧)に、そして第2ダミービットラインの電圧を第2論理状態または第1論理状態にそれぞれ増幅する。すなわち、対応する第1及び第2ダミービットラインは対応する感知増幅器により相反する論理状態に設定される。このダミー感知増幅器118により感知増幅される第1ダミービットラインの論理状態はダミーセル110にそれぞれ対応するパス/フェール信号PF1〜PF8として使用される。
【0017】
第1ダミービットラインDBL1〜DBL8はNMOSトランジスタ120を介して図4のデコーダ回路400に連結され、NMOSトランジスタ120はスイッチング制御信号DYSWの論理状態により同時にターンオン/オフされる。そして、第1及び第2ダミービットラインDBL1〜DBL8、DBL1B〜DBL8Bは対応するNMOSトランジスタ(またはビットラインプリチャージトランジスタ)122を介して接地電圧にプリチャージされる。NMOSトランジスタ122はプリチャージ信号DBLPが論理“ハイ”レベルのとき同時にターンオンされ、プリチャージ回路を構成する。
【0018】
このような回路構成によると、分極状態判別回路100はダンピング電圧供給回路200から提供される複数個のダンピング電圧VDMP1_1〜VDMP1_4、VDMP0_1〜VDMP0_4に応答して強誘電体キャパシタ114それぞれの分極状態を判別する。分極状態判別回路100は判別結果としてダミーセル110のそれぞれに対応するパス/フェール信号PFj(j=1〜8)を発生する。ここで、ダンピング電圧VDMP1_1〜VDMP1_4、VDMP0_1〜VDMP0_4は相互に異なる電圧レベルを持ち、前記ダミーセル110にそれぞれ対応する。結果的に、パス/フェール信号PF1〜PF8は対応する強誘電体キャパシタの分極状態に対応する電圧(対応するビットラインにそれぞれ充電される電圧)が対応するダンピング電圧より高いか低いかを示す。
【0019】
例えば、ダミービットラインDBL1に対応する強誘電体キャパシタの分極状態に対応するビットライン充電電圧が対応するダンピング電圧より高いとき、対応するパス/フェール信号PF1は論理“ハイ”レベル、すなわち“1”を有する。そして、ダミービットラインDBL1に対応する強誘電体キャパシタの分極状態に対応するビットライン充電電圧が対応するダンピング電圧より低いとき、対応するパス/フェール信号PF1は論理“ロウ”レベル、すなわち“0”を有する。一方、ダミービットラインDBL5に対応する強誘電体キャパシタの分極状態に対応するビットライン充電電圧が対応するダンピング電圧より高いとき、対応するパス/フェール信号PF5は論理“ハイ”レベル、すなわち“1”を有する。そして、ダミービットラインDBL5に対応する強誘電体キャパシタの分極状態に対応するビットライン充電電圧が対応するダンピング電圧より低いとき、対応するパス/フェール信号PF5は論理“ロウ”レベル、すなわち“0”を有する。したがって、ダミービットラインDBL1〜DBL4に充電される電圧が対応するダンピング電圧より高いとき、信号PF1〜PF4はすべてパス状態を示す“1”を有する。同様に、ダミービットラインDBL5〜DBL8に充電される電圧が対応するダンピング電圧より低いとき、信号PF5〜PF8はすべてパス状態を示す“0”を有する。
【0020】
さらに図4を参照すれば、ダンピング電圧供給回路200はダンピング電圧発生器220と駆動回路240とで構成される。ダンピング電圧発生器220の望ましい実施の形態を図6に示し、駆動回路240の望ましい実施の形態を図7に示す。
【0021】
図6において、ダンピング電圧発生器220は図示のように連結された複数個の抵抗251〜260及びNMOSトランジスタ261〜264を利用する電圧分配機であって、この分野で通常の知識を有する者にはよく知られている。“VDMP_DEN”と表記された信号は基準回路900が適正な基準電圧VREFを生成した後、ダンピング電圧発生器220で発生できる電力損失を防ぐために使用される。
【0022】
図7において、駆動回路240は前段に位置したダンピング電圧発生器220で生成されたダンピング電圧VDMP1_A〜VDMP1_D、VDMP0_A〜VDMP0_Dを分極状態判別回路100に伝達するためのもので、ダンピング電圧VDMP1_A〜VDMP1_D、VDMP0_A〜VDMP0_Dにそれぞれ対応する複数個のドライバ240_1〜240_8で構成される。ドライバ240_1〜240_8は“RDVEN”と表記された信号により共通に活性化され、あるいは非活性化される。図面にはただ一つのダンピング電圧VDMP1_Aに対するドライバ240_1の詳細回路を示すが、残りのダンピング電圧にそれぞれ対応するドライバ240_2〜240_8も同一に構成される。このような駆動回路240は分極状態判別回路100に連結されるダンピング電圧発生器220の負担(例えば、ダンピング電圧を伝達するための信号ラインローディング)を低減するために使用される。ドライバ240_1〜240_8はダンピング電圧発生器220から提供される電圧と実質的に同一のレベルの安定したダンピング電圧VDMP1_1〜VDMP1_4、VDMP0_1〜VDMP0_4をそれぞれ出力する。
【0023】
図8は、本発明によるデータ入力回路の望ましい実施例を示すものである。同図のデータ入力回路300はパワーアップ時に分極状態判別回路100に提供されるダミーセル110に書き込まれるデータ“1”とデータ“0”とを供給するためのもので、図示のように連結されたPMOSトランジスタ302、304、306、308及びNMOSトランジスタ310、312、314、316で構成される。NMOSトランジスタ310、312、314、316は“DINEN”と表記された信号の論理状態により同時にターンオン/オフされ、PMOSトランジスタ302、304、306、308は“DINENB”と表記された信号の論理状態により同時にターンオン/オフされる。前記信号DINENはパワーアップ時に遂行されるダミーセル110の書込動作(以下、詳細に説明する)の間に活性化される信号である。本発明の基準回路900を具備したFRAM装置に電源が供給されるとき、分極状態判別回路100に提供されるダミーセル110の半分にはデータ入力回路300を介してデータ“1”が書き込まれ、残りのダミーセルにはデータ入力回路300を介してデータ“0”が書き込まれる。これに対する説明は、以下に詳細に説明する。
【0024】
図9は、本発明によるデコーダ回路を示すブロック図である。同図のデコーダ回路400は、分極状態判別回路100から出力されるパス/フェール信号PF1〜PF8をデコーディングして強誘電体キャパシタの分極状態変化による最適の基準電圧を選択するための選択信号SEL1〜SEL6を発生する。デコーダ回路400は3段デコーディング構造を有するように7つのデコーダ402〜414で構成される。各デコーダの詳細回路を図10〜図12に示す。このような回路構成において、“DEC_EN”と表記される信号が論理“ロウ”レベルに維持されるとき、デコーダ回路400の出力信号SEL1〜SEL6は論理“ロウ”レベルの非活性状態に維持される。
【0025】
分極状態判別回路100から出力される信号PF1〜PF8すべてがパス状態“11110000”を、またはフェール状態“00001111”を示すとき、デコーダ回路400のすべての出力信号SEL1〜SEL6は論理“ロウ”レベルの非活性状態に維持される。これら選択信号SEL1〜SEL6はラッチ回路500にラッチされる。なお、製造工程中のパーティクルにより分極状態判別回路100の出力信号PF1〜PF8が非正常の値を有するとき、デコーダ回路400の出力信号SEL1〜SEL6はすべて論理“ロウ”レベルの非活性状態に維持される。例えば、分極状態判別回路100の出力信号PF1〜PF4が“1011”、“1101”、“1110”のような値を有するとき、デコーダ回路400の出力信号SEL1〜SEL6はすべて論理“ロウ”レベルの非活性状態に維持される。同様に、分極状態判別回路100の出力信号PF5〜PF8が“1000”、“0100”、“0010”のような値を有するとき、デコーダ回路400の出力信号SEL1〜SEL6はすべて論理“ロウ”レベルの非活性状態に維持される。
【0026】
上述の場合において、ディフォールト値の基準電圧VREFが基準電圧発生回路600から出力される。そして、これら場合を除ければ、ディフォールト値より低くまたは高いレベルの基準電圧VREFが基準電圧発生回路600から出力されるようにデコーダ回路400の出力信号SEL1〜SEL6のうちいずれか一つが論理“ハイ”レベルに活性化される。これについては、以下に詳しく説明する。
【0027】
図13は、本発明による基準電圧発生回路の望ましい実施の形態を示すものである。同図の基準電圧発生回路600は“REFEN”と表記される信号により活性化され、ラッチ回路500の出力信号LAT1〜LAT6とディフォールト値制御回路700の出力信号VREF_DENに応答して基準電圧VREFを出力する。この信号VREF_DENはディフォールト値制御回路700を示す図14を参照すれば、電源が供給され、ラッチ回路500の出力信号LAT1〜LAT6がすべて論理“ロウ”レベルに維持される間に論理“ハイ”レベルを有する。この反面、出力信号LAT1〜LAT6のうちいずれか一つが論理“ハイ”レベルになるとき、前記信号VREF_DENは論理“ロウ”レベルとなる。図14において、“VCCH”と表記された信号は電源が供給され、この電源が一定レベル以上に高くなるときに論理“ハイ”レベルに維持される信号である。
【0028】
電源が供給された後、基準電圧発生回路600の出力端VREFは信号VREF_DENによりターンオンされるNMOSトランジスタ664を介して所定の電圧(以下、“ディフォールト電圧”とする)に充電される。以後、上述したように、分極状態判別回路100から出力されるパス/フェール信号PF1〜PF8がすべてパス状態またはフェール状態を有するとき、そして製造工程中のパーティクルによりパス/フェール信号PF1〜PF8が非正常的な論理値を有するとき、デコーダ回路400の出力信号SEL1〜SEL6はすべて論理“ロウ”レベルに維持される。これは、図13のNMOSトランジスタ658、660、662、666、668、670がラッチ回路500の出力信号LAT1〜LAT6によりターンオフされるようにする。したがって、基準電圧発生回路600は基準電圧VREFとして前記ディフォールト電圧を出力する。一方、デコーダ回路400の出力信号SEL1〜SEL6のうちいずれか一つが論理“ハイ”レベルになると、ディフォールト値制御回路700の出力信号VREF_DENが論理“ロウ”レベルになり、これは基準電圧発生回路600がディフォールト電圧より低くあるいは高いレベルの基準電圧VREFを生成するようにする。
【0029】
以上、説明したように、本発明の基準回路900を具備するFRAM装置1000に電源が供給されるとき、分極状態判別回路100に提供されるダミーセル110の半分にはデータ入力回路300を介してデータ“1”が書き込まれ、残りのダミーセルにはデータ入力回路300を介しデータ“0”が書き込まれる。分極状態判別回路100にデータが書き込まれた後、分極状態判別回路100に提供されるダミーセルの分極状態を判別するための読出し動作が遂行される。これに対する説明は、以下図15と図16とを参照して詳しく説明する。図15,図16には、分極状態判別回路の書込動作及び読出し動作を説明するための動作タイミングを示す。
【0030】
まず、分極状態判別回路100のダミーセルにデータを書き込むための動作を説明する。図15,図16とを参照すれば、パワーアップ時の制御信号DINEN、VREF_DEN、VDMP_DEN、RDVENはすべて論理“ハイ”レベルに活性化される。データ入力回路300のPMOS及びNMOSトランジスタ302〜316は制御信号DINENのロウ−ハイ遷移と制御信号DINENBのハイ−ロウ遷移とによりすべてターンオンされ、その結果、分極状態判別回路100の出力信号ラインPF1〜PF4は論理“ハイ”レベルにそれぞれ充電され、他の出力信号ラインPF5〜PF8は論理“ロウ”レベルにそれぞれ充電される。同時に、ダンピング電圧供給回路200は制御信号VDMP_DEN、RDVENのロウ−ハイ遷移にしたがって相互に異なるレベルのダンピング電圧VDMP1_1〜VDMP1_4、VDMP0_1〜VDMP0_4を発生する。このとき、デコーダ回路400は論理“ロウ”レベルに維持される制御信号DEC_ENにより非活性化される。
【0031】
このような条件下で、第1及び第2ダミービットラインDBL1〜DBL8、DBL1B〜DBL8Bは論理“ハイ”レベルのプリチャージ信号DBLPによりターンオンされる対応のNMOSトランジスタ122を介して接地電圧Vssにそれぞれプリチャージされる。このプリチャージ信号DBLPが論理“ハイ”レベルから論理“ロウ”レベルに遷移した後、ダミーワードライン信号DWLが論理“ロウ”レベルから論理“ハイ”レベルに遷移し、その結果、各ダミーセル110のアクセストランジスタ112はターンオンされる。
【0032】
その次に、図15,図16に示すように、スイッチング制御信号DMPRSが“ハイ”レベルに活性化されるにしたがってダンピング電圧供給回路200から提供される相互に異なるレベルを有するダンピング電圧VDMP1_1〜VDMP1_4、VDMP0_1〜VDMP0_4が対応する第2ダミービットラインDBL1B〜DBL8Bにそれぞれ伝達される。そして、ダミープレートライン信号DPLがパルス形態に活性化されるにしたがって、各ダミーセルの強誘電体キャパシタの両端にはダミープレートラインDPLで第1ダミービットラインに電圧が印加される。すなわち、負の電圧が強誘電体キャパシタの両端に印加される。所定時間の経過後、ダミープレートラインDPL信号が非活性化されるにしたがってキャパシタ両端に印加される電圧が除去される。このような動作の結果、各ダミーセルの強誘電体キャパシタは図2の点“A”の分極状態を呈する。
【0033】
このような状態下で、図15,図16示すように、スイッチング制御信号DYSWが論理“ハイ”レベルに活性化されるにしたがって第1ダミービットラインDBL1〜DBL4のそれぞれはデータ入力回路300のPMOSトランジスタ302〜308を介して供給される電源電圧Vccに駆動され(または充電され)、他の第1ダミービットラインDBL5〜DBL8はデータ入力回路300のNMOSトランジスタ310〜316を介して接地される。このとき、電源電圧Vccを有する第1ダミービットラインDBL1〜DBL4に連結されるダミーセル110の強誘電体キャパシタ114の両端には正の電圧が印加されるので、この第1ダミービットラインDBL1〜DBL4に連結されるダミーセル110の強誘電体キャパシタ114の分極状態は点“A”から点“C”に変化する。すなわち、ダミービットラインDBL1〜DBL4に連結されるダミーセル110にはデータ“1”が書き込まれる。
【0034】
一方、接地された第1ダミービットラインDBL5〜DBL8に連結されるダミーセル110の強誘電体キャパシタ114の両端には理想的には電圧差が生じないので、第1ダミービットラインDBL5〜DBL8に連結されるダミーセル110の強誘電体キャパシタ114の分極状態は続けて点“A”状態に維持される。すなわち、第1ダミービットラインDBL5〜DBL8に連結されるダミーセル110にはデータ“0”が書き込まれる。次に、ダミープレートライン信号DPLが更にパルス形態に活性化された後、スイッチング制御信号DYSW及びダミーワードライン信号DWLが順次非活性化される。このような一連の過程を通じて分極状態判別回路の書込み動作が終了する。この書込み動作が終了することにより、制御信号DINEN、DINENBは論理“ロウ”レベルと論理“ハイ”レベルとにそれぞれ非活性化され、その結果、データ入力回路300は分極状態判別回路100と電気的に分離される。
【0035】
パワーアップ時に遂行される書込み動作が完了した後、ダミーセル110のそれぞれに提供される強誘電体キャパシタ114の分極状態による基準電圧VREFを生成するためにダミーセル110それぞれの強誘電体キャパシタ114の分極状態が判別される。これは、図15,図16を参照して以下に詳細に説明する。
まず、第1及び第2ダミービットラインDBL1〜DBL8、DBL1B〜DBL8Bは論理“ハイ”レベルのプリチャージ信号DBLPによりターンオンされた対応するNMOSトランジスタ122を介して接地電圧Vssにそれぞれプリチャージされる。このプリチャージ信号DBLPが論理“ハイ”レベルから論理“ロウ”レベルに遷移した後、ダミーワードライン信号DWLが論理“ロウ”レベルから論理“ハイ”レベルに遷移し、その結果、ダミーセル110のアクセストランジスタ112は同時にターンオンされる。
【0036】
次に、図15,図16に示すように、スイッチング制御信号DMPRSが論理“ハイ”レベルに活性化されるにしたがってダンピング電圧供給回路200からのダンピング電圧VDMP1_1〜VDMP1_4、VDMP0_1〜VDMP0_4がNMOSトランジスタ116を介して対応する第2ダミービットラインDBL1B〜DBL8Bに伝達される。ダミープレートライン信号DPLがパルス形態に活性化されるにしたがって各ダミーセル110の強誘電体キャパシタの両端にはダミープレートラインDPLで対応する第1ダミービットラインに電圧が印加される。すなわち、負の電圧が強誘電体キャパシタの両端に印加される。所定時間が経た後、このダミープレートライン信号が非活性化されるにしたがってキャパシタの両端に印加される電圧が除去される。その結果、データ“1”が貯蔵されたダミービットラインDBL1〜DBL4に連結されるダミーセルの強誘電体キャパシタの分極状態は図2で点“C”から点“A”にスイッチングされる反面、データ“0”が貯蔵されるダミービットラインDBL5〜DBL8に連結されるダミーセルの強誘電体キャパシタの分極状態は点“A”から点“D”を経て更に点“A”に戻る。そのようにスイッチングされた分極状態を有する強誘電体キャパシタにより充電される第1ダミービットラインDBL1〜DBL8の電圧は対応する感知増幅器118によるダンピング電圧とのレベル比較結果で、論理“ハイ”レベルの電源電圧または論理“ロウ”レベルの接地電圧に増幅されることであろう。このように設定された第1ダミービットラインDBL1〜DBL8の論理状態はスイッチング制御信号DYSWが活性化されるときパス/フェール信号PF1〜PF8としてデコーダ回路400に出力される。パス/フェール信号PF1〜PF8の論理状態が決められることをより具体的に説明すれば、次のようである。
【0037】
分極状態判別回路100に供給されるダンピング電圧VDMP1_1〜VDMP1_4、VDMP0_1〜VDMP0_4は、図17を参照すれば、データ“1”に対応するビットライン充電電圧VD1とデータ“0”に対応するビットライン充電電圧VD0との間に存在する。具体的には、ダンピング電圧VDMP1_1〜VDMP1_4は電圧VD1、VD0の中間値Vm及び電圧VD1の間に存在し、このダンピング電圧VDMP0_1〜VDMP0_4は電圧Vm、VD0間に存在する。このような電圧分布を有するダンピング電圧とデータ“0”及びデータ“1”が半分ずつ貯蔵されたダミーセル110を利用することにより、時間の経過により変化される強誘電体キャパシタの分極状態が判別可能である。
【0038】
例えば、データ“1”が貯蔵されたダミーセルにより充電される第1ダミービットラインの電圧VD1が対応するダンピング電圧より高いとき、第1ダミービットラインの電圧は対応する感知増幅器によりデータ“1”を示す電源電圧Vccに増幅される。これに反して、データ“1”が貯蔵されたダミーセルにより充電される第1ダミービットラインの電圧VD1が対応するダンピング電圧より低いとき、第1ダミービットラインの電圧は対応する感知増幅器によりデータ“0”を示す接地電圧Vssとなる。同様に、データ“0”が貯蔵されたダミーセルにより充電される第1ダミービットラインの電圧VD0が対応するダンピング電圧より低いとき、前記第1ダミービットラインの電圧は対応する感知増幅器によりデータ“0”を示す接地電圧Vssとなる。一方、データ“0”が貯蔵されたダミーセルにより充電される第2ダミービットラインのの電圧VD0が対応するダンピング電圧より高いとき、第1ダミービットラインの電圧は対応する感知増幅器によりデータ“1”を示す電源電圧Vccに増幅される。
【0039】
以上に説明したように、ヒステリシス曲線が変化される前にはデータ“1”が貯蔵されたダミーセルに連結される第1ダミービットラインDBL1〜DBL4上の論理状態は対応する感知増幅器118により論理“1”の論理“ハイ”レベル、すなわち電源電圧レベルを持ち、データ“0”が貯蔵されたダミーセルに連結された第1ダミービットラインDBL5〜DBL8上の論理状態は対応する感知増幅器118により論理“0”の“ロウ”レベル、すなわち接地電圧レベルを有する。これは、データ“1”が元に書かれている状態で読み取られるとき、パス/フェール信号が論理“ハイ”レベル(論理“1”)となり、データ“0”が元に書かれている状態で読み出されるときパス/フェール信号が論理“ロウ”レベル(論理“0”)となることを意味する。
【0040】
時間が経過することにより強誘電体キャパシタのヒステリシス曲線が図2の点線で表示されたように弱くなる場合、データ“1”が貯蔵されたダミーセルにより充電されるビットラインの電圧VD1は低くなり、データ“0”が貯蔵されたダミーセルにより充電されるビットラインの電圧VD0は高くなる。これにより、前記低くなった電圧VD1(例えば、図17の点X)より高いレベルのダンピング電圧(例えば、図17のVDMP1_4、VDMP1_3)に関連した第1ダミービットライン(例えば、DBL4、DBL3)それぞれは対応する感知増幅器によりデータ“0”を示す接地電圧を有する。残りの第1ダミービットライン(例えば、DBL1、DBL2)のそれぞれは元に書かれたデータ“1”を示す電源電圧を有する。
【0041】
つまり、第1ダミービットラインDBL1、DBL2に連結されたダミーセルに対する読出動作が正常に遂行される反面、第1ダミービットラインDBL3、DBL4に連結されたダミーセルに対する読出し動作は正常に遂行されない(読出しフェールが生じる)。したがって、第1ダミービットラインDBL1、DBL2に対応するパス/フェール信号PF1、PF2は論理“ハイ”レベルとなり、第1ダミービットラインDBL3、DBL4に対応するパス/フェール信号PF3、PF4は論理“ロウ”レベルとなる。
【0042】
同様に、このように高くなる電圧VD0(例えば、図17の点“Y”)より低いレベルのダンピング電圧(例えば、図17のVDMP0_4、VDMP1_3)に関連した第1ダミービットライン(例えば、DBL8)が対応する感知増幅器によりデータ“1”を示す電源電圧を有する。残りの第1ダミービットライン(例えば、DBL5、DBL6、DBL7)のそれぞれは元に書かれたデータ“0”を示す接地電圧を有する。つまり、第1ダミービットラインDBL5、DBL6、DBL7に対応するパス/フェール信号PF5、PF6、PF7は論理“ロウ”レベルとなり、第1ダミービットラインDBL8に対応するパス/フェール信号PF8は論理“ハイ”レベルとなる。
【0043】
上述したような方法により生成されるパス/フェール信号PF1〜PF8はデコーダか回路400によりデコーディングされ、デコーディング結果による選択信号SEL1〜SEL6はラッチ回路500に貯蔵される。次に、基準電圧発生回路600は内部的に相互に異なるレベルの分配電圧を生成し、ラッチ回路500から出力される選択信号SEL1〜SEL6のうち活性化される選択信号により前記生成された分配電圧のうちいずれか一つの分配電圧が強誘電体キャパシタの分極状態変化による最適の基準電圧VREFとして出力される。もし、上記のような場合が生じると、すなわち分極状態判別回路100から出力されるパス/フェール信号PF1〜PF8がすべてパス状態またはフェール状態を有し、あるいは製造工程中のパーティクルによりパス/フェール信号PF1〜PF8が非正常的論理値を有すると、基準電圧VREFとしてディフォールト値が出力されることであろう。
【0044】
本発明によると、前記選択信号SEL1〜SEL6を生成するための読出し動作だけでなくデータ“1”及びデータ“0”を書き込むための動作は、ただパワーアップ時のみに遂行される。以後、パワーアップ時に生成される選択信号SEL1〜SEL6がラッチ回路500に貯蔵されているので、基準電圧VREFは分極状態判別回路100の読出し動作なしにラッチ回路500に貯蔵された選択信号SEL1〜SEL6により自動的に生成される。そして、本発明による基準回路900はこの分野によく知られている“オープンビットライン構造(open bit line structure)”だけでなく“折り返しビットライン構造(folded bit line structure)”にすべて適用可能であることは自明である。
【0045】
【発明の効果】
上述したように、時間の経過により変化される強誘電体キャパシタの分極状態がパス/フェール信号の論理状態により判別される。したがって、本発明によるFRAM装置の基準回路は時間の経過によりメモリセルの強誘電体キャパシタの分極状態が変わってもデータ状態にそれぞれ対応するビットライン電圧の中間値を有する基準電圧を発生することができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】従来技術による強誘電体ランダムアクセスメモリ装置を示す回路図。
【図2】理想的なヒステリシス特性及び劣化したヒステリシス特性を示すグラフ。
【図3】強誘電体メモリセルに貯蔵されたデータ状態に対応する電圧と時間の変化を示すグラフ。
【図4】本発明による強誘電体ランダムアクセスメモリ装置を示すブロック図。
【図5】図4の分極状態判別回路の望ましい実施の形態を示す図。
【図6】図4のダンピング電圧発生器の望ましい実施の形態を示す図。
【図7】図4のドライバ回路の望ましい実施の形態を示す図。
【図8】図4のデータ入力回路の望ましい実施の形態を示す図。
【図9】図4のデコーダ回路を示す図。
【図10】図9に示すデコーダ回路の各デコーダの望ましい実施の形態を示す図(その1)。
【図11】図9に示すデコーダ回路の各デコーダの望ましい実施の形態を示す図(その2)。
【図12】図9に示すデコーダ回路の各デコーダの望ましい実施の形態を示す図(その3)。
【図13】図4の基準電圧発生回路の望ましい実施の形態を示す図。
【図14】図4のディフォールト値制御回路の望ましい実施の形態を示す図。
【図15】分極状態判別回路の動作を説明するためのタイミング図(その1)。
【図16】分極状態判別回路の動作を説明するためのタイミング図(その2)。
【図17】データ“1”及びデータ“0”に対応するビットライン充電電圧及びダンピング電圧の関係を示す図。
【符号の説明】
100: 分極状態判別回路
200: ダンピング電圧供給回路
300: データ入力回路
400: デコーダ回路
500: ラッチ回路
600: 基準電圧発生回路
700: ディフォールト値制御回路
800: メモリセルアレイ
900: 基準回路
1000: FRAM
Claims (17)
- 行と列とのマトリックス状に配列された複数個のメモリセルを含み、前記各メモリセルが強誘電体キャパシタとアクセストランジスタとを有するメモリセルアレイと、
基準電圧を利用して前記各メモリセルのデータ状態を感知する感知増幅器回路と、
前記感知増幅器回路に前記基準電圧を提供する基準回路とを含み、
前記基準回路は電源が供給されるとき、それぞれ相互に異なるレベルを有するダンピング電圧を発生するダンピング電圧供給回路と、
それぞれ強誘電体キャパシタとアクセストランジスタとを含む複数個のダミーセルを持ち、前記ダミーセルのそれぞれに対応する前記ダンピング電圧に応答して前記強誘電体キャパシタそれぞれの分極状態を判別する分極状態判別回路と、
前記分極状態判別回路は、判別結果として前記ダミーセルのそれぞれに対応するパス/フェール信号を出力し、前記パス/フェール信号のそれぞれが前記強誘電体キャパシタの分極状態に対応する電圧が対応するダンピング電圧より高いか低いかを示し、
前記分極状態判別回路から出力される前記パス/フェール信号をデコーディングして選択信号を発生するデコーダ回路と、
前記電源が供給されるとき、前記選択信号にそれぞれ対応する相互に異なるレベルの分配電圧を内部的に生成し、前記選択信号に応答して前記分配電圧のうちいずれか一つを前記基準電圧として出力する基準電圧発生回路とを含んでなることを特徴とする強誘電体ランダムアクセスメモリ装置。 - 前記デコーダ回路及び前記基準電圧発生回路の間に連結され、前記選択信号をラッチするラッチ回路をさらに含むことを特徴とする請求項1記載の強誘電体ランダムアクセスメモリ装置。
- 前記複数個のダミーセルは第1グループと第2グループとのダミーセルに分離され、前記第1グループのダミーセルは第1論理状態のデータを貯蔵し、第2グループのダミーセルは第2論理状態のデータを貯蔵することを特徴とする請求項2記載の強誘電体ランダムアクセスメモリ装置。
- 前記分極状態判別回路は、
前記ダミーセルにそれぞれ連結される複数個の第1ダミービットラインと、
前記第1ダミービットラインにそれぞれ対応する第2ダミービットラインと、
前記第1ダミービットライン上の論理状態が前記パス/フェール信号として出力されるように第1スイッチング制御信号に応答して前記第1ダミービットラインを前記デコーダ回路に連結する複数個の第1スイッチングトランジスタと、
前記ダンピング電圧にそれぞれ対応し、それぞれが対応するダンピング電圧に連結された第1プレート電極と第2スイッチングトランジスタを介して対応する第2ダミービットラインに連結される第2プレート電極とを有する複数個のキャパシと、
前記キャパシタにそれぞれ対応する第2スイッチングトランジスタは第2スイッチング制御信号に応答して動作し、
前記第1及び第2ダミービットライン間にそれぞれ連結され、それぞれが対応する第1及び第2ダミービットライン間の電圧差を感知し、その感知結果として対応する第1ダミービットラインを第1論理状態と第2論理状態のうちの一つに増幅する複数個の感知増幅器とを含み、
前記パス/フェール信号の論理状態は対応する感知増幅器により感知増幅された第1ダミービットラインの論理状態により決定されることを特徴とする請求項3記載の強誘電体ランダムアクセスメモリ装置。 - 前記ダンピング電圧は、前記第1論理状態のデータと第2論理状態のデータとに対応する電圧との間に存在することを特徴とする請求項4記載の強誘電体ランダムアクセスメモリ装置。
- 前記分極状態判別回路は、前記第1及び第2ダミービットラインを接地電圧に充電するビットラインプリチャージ回路をさらに含むことを特徴とする請求項5記載の強誘電体ランダムアクセスメモリ装置。
- 前記基準回路は前記第1ダミービットラインに連結されるデータ入力回路を付加的に含み、前記データ入力回路は前記電源が印加されるときに活性化されるデータ入力信号に応答して前記第1グループのダミーセルに対応する第1ダミービットラインに電源電圧をそれぞれ伝達し、前記第2グループのダミーセルに対応する第1ダミービットラインに接地電圧をそれぞれ伝達することを特徴とする請求項5記載の強誘電体ランダムアクセスメモリ装置。
- 行と列とのマトリックス状に配列された複数個のメモリセルを含み、前記各メモリセルが強誘電体キャパシタとアクセストランジスタとを有するメモリセルアレイと、
基準電圧を利用して前記各メモリセルのデータ状態を感知する感知増幅器回路と、
前記感知増幅器回路に前記基準電圧を提供する基準回路とを含み、
前記基準回路は電源が供給されるとき、それぞれ相互に異なるレベルを有するダンピング電圧を発生するダンピング電圧供給回路と、
それぞれ強誘電体キャパシタとアクセストランジスタとを含む複数個のダミーセルを持ち、前記ダミーセルそれぞれに対応する前記ダンピング電圧に応答して前記強誘電体キャパシタそれぞれの分極状態を判別する分極状態判別回路と、
前記分極状態判別回路は、判別結果として前記ダミーセルのそれぞれに対応するパス/フェール信号を出力し、前記パス/フェール信号のそれぞれが前記強誘電体キャパシタの分極状態に対応する電圧が対応するダンピング電圧より高いか低いかを示し、
前記分極状態判別回路から出力される前記パス/フェール信号をデコーディングして選択信号を発生するデコーダ回路と、
前記電源が供給されるとき、前記選択信号にそれぞれ対応する相互に異なるレベルの分配電圧を内部的に生成し、前記選択信号のうちいずれか一つが活性化されるとき、前記分配電圧のうちいずれか一つを前記基準電圧として出力する基準電圧発生回路と、
前記電源が印加されるとき制御信号を発生するが、前記選択信号のうちいずれか一つが活性化されるときに前記制御信号を非活性させ、前記選択信号がすべて非活性状態に維持されるとき前記制御信号を活性化状態に維持させる制御回路で構成され、
前記基準電圧発生回路は、前記選択信号がすべて非活性化状態に維持されるときに生成された前記制御信号に応答して前記基準電圧としてディフォールト値を出力することを特徴とする強誘電体ランダムアクセスメモリ装置。 - 前記ディフォールト値は前記分配電圧のうちいずれか一つであり、前記選択信号のうちいずれか一つが活性化されるときに前記基準電圧として出力される分配電圧は前記ディフォールト値より高いかまたは低いことを特徴とする請求項8記載の強誘電体ランダムアクセスメモリ装置。
- 前記基準電圧発生回路の出力端は前記制御信号により前記ディフォールト値にプリチャージされることを特徴とする請求項9記載の強誘電体ランダムアクセスメモリ装置。
- 前記パス/フェール信号すべてがパス状態の論理状態を有するとき、前記パス/フェール信号すべてがフェール状態の論理状態を有するとき、または前記パス/フェール信号が非正常的論理状態を有するとき、前記デコーダ回路は前記選択信号をすべて非活性化させることを特徴とする請求項8記載の強誘電体ランダムアクセスメモリ装置。
- 前記デコーダ回路及び前記基準電圧発生回路の間に連結され、前記選択信号をラッチするラッチ回路をさらに含むことを特徴とする請求項8記載の強誘電体ランダムアクセスメモリ装置。
- 前記複数個のダミーセルは第1グループと第2グループとのダミーセルに分離され、前記第1グループのダミーセルは第1論理状態のデータを貯蔵し、前記第2グループのダミーセルは第2論理状態のデータを貯蔵することを特徴とする請求項12記載の強誘電体ランダムアクセスメモリ装置。
- 前記分極状態判別回路は、
前記ダミーセルにそれぞれ連結される複数個の第1ダミービットラインと、
前記第1ダミービットラインにそれぞれ対応する第2ダミービットラインと、
前記第1ダミービットライン上の論理状態が前記パス/フェール信号として出力されるように第1スイッチング制御信号に応答して前記第1ダミービットラインを前記デコーダ回路に連結する複数個の第1スイッチングトランジスタと、
前記ダンピング電圧にそれぞれ対応し、それぞれが対応するダンピング電圧に連結された第1プレート電極と第2スイッチングトランジスタを介して対応する第2ダミービットラインに連結される第2プレート電極とを有する複数個のキャパシタと、
前記キャパシタにそれぞれ対応する第2スイッチングトランジスタは第2スイッチング制御信号に応答して動作し、
前記第1及び第2ダミービットライン間にそれぞれ連結され、それぞれが対応する第1及び第2ダミービットライン間の電圧差を感知し、その感知結果として対応する第1ダミービットラインを第1論理状態と第2論理状態のうちの一つに増幅する複数個の感知増幅器とを含み、
前記パス/フェール信号の論理状態は対応する感知増幅器により感知増幅された第1ダミービットラインの論理状態により決定されることを特徴とする請求項13記載の強誘電体ランダムアクセスメモリ装置。 - 前記ダンピング電圧は、前記第1論理状態のデータと第2論理状態のデータとに対応する電圧の間に存在することを特徴とする請求項14記載の強誘電体ランダムアクセスメモリ装置。
- 前記分極状態判別回路は、前記第1及び第2ダミービットラインを接地電圧に充電するビットラインプリチャージ回路をさらに含むことを特徴とする請求項15記載の強誘電体ランダムアクセスメモリ装置。
- 前記基準回路は前記第1ダミービットラインに連結されるデータ入力回路を付加的に含み、前記データ入力回路は前記電源が印加されるときに活性化されるデータ入力信号に応答して前記第1グループのダミーセルに対応する第1ダミービットラインに電源電圧をそれぞれ伝達し、前記第2グループのダミーセルに対応する第1ダミービットラインに接地電圧をそれぞれ伝達することを特徴とする請求項15記載の強誘電体ランダムアクセスメモリ装置。
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