JP4387323B2 - Ｒｆｉｄ用送受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＲＦＩＤシステムにおけるＲＦＩＤ用送受信装置に関する。特に，受信機雑音を改善したＲＦＩＤ用送受信装置に関する。

ＲＦＩＤシステムは，図１に示すように，質問器であるＲＦＩＤ用送受信装置１から応答器である例えば，ＩＣタグ２に向けてキャリア信号を送信する（Ｐ１）。ＩＣタグ２は，受信したキャリア信号を情報データで変調して，これを反射（バックスキャタ）してＲＦＩＤ用送受信装置１に送出する。ＲＦＩＤ用送受信装置１は，反射された信号を復調して情報データを取得する。

図２は，ＲＦＩＤ用送受信装置の一構成例である。外部インターフェースＩ／Ｆを通して図示しないデータ処理装置に接続される。制御処理回路１０は，局部発振回路１１を制御して，各チャネルに対応する局部発振信号を発生させる。

局部発振回路１１から生成される局部発振信号は，送信回路１２により変調及び電力増幅され，送受共用器１３を通して，アンテナ１６により放射される。局部発振信号は，更に受信回路１４を構成する復調回路に供給され，復調回路はＩＣタグ２からの反射信号を復調して情報データを出力する。

ここで，図２において，送受信それぞれに対して別個のアンテナを備えることは、コスト、大きさの面で好ましくない。このために，ＲＦＩＤ用送受信装置１は，図２に示すように送受共用アンテナ１６を用いる場合がある。

さらに，ＩＣタグ２としてパッシブ型のタグは，動作電力（電源エネルギー）をＲＦＩＤ用送受信装置１の送信電波から得るため，ＲＦＩＤ用送受信装置１は大きな送信電力が必要である。これに対し，ＩＣタグ２からの応答送信は反射（バックスキャタ）により行うために，ＲＦＩＤ用送受信装置の送信電波の電力に対して微弱である。このように，通信相手がパッシブタグであるＲＦＩＤ用送受信装置１は，ＩＣタグ２に電源用エネルギーを供給するために高出力であることが必要であり，同時に，タグからの反射信号が微弱であるために，高感度受信機能を有するものでなければならない。

ここで，送受共用アンテナ１６を用いる場合，送信，受信信号を分岐するために，送受共用器（一般的にはサーキュレータ，またはカップラで構成される）１３が備えられるが，上記のように送信信号のエネルギーが大きいため，送受共用器１３の分離度に依存するレベルの送信信号の漏れ１５が生じる。また，図３に示すように，送信信号の漏れ成分は共用器を減衰して通過する成分１５ａの他にアンテナ１６の給電端で反射する成分１５ｂもある。また，図４に示すように，携帯電話端末等のように送受信周波数ｆ１，ｆ２が異なる場合は，送受共用機１３に加えて，帯域通過フィルタ１２ａ，１４ａを備えることにより送受分離が可能である。これに対し，図３に示したように，ＲＦＩＤシステムの場合は送信（キャリア信号）と受信（タグ反射信号）の周波数が同じなので、フィルタで分離することはできない。以上の理由で、受信回路１４を構成する復調回路出力でキャリア信号の位相雑音が検波されて見えることとなる。また、送信信号の漏れによる飽和の問題があるため、復調回路の前で低雑音増幅を行うことができない。

かかる位相雑音が検波される仕組みについて更に，図を用いて説明する。図５は，図２に示したＲＦＩＤ用送受信装置１の送信回路１２及び受信回路１４の具体的構成例を示す図である。

図６は，受信回路１４を構成する復調回路１４ｂの入力信号を示す図である。復調回路１４ｂの入力信号は，局部発振回路１１からの局部発振信号１７（図６Ａ）と，送受共用器１３を減衰して通過する成分１５ａとアンテナ給電端からの反射波１５ｂを含む送信信号の漏れ成分１５（図６Ｂ）である。

したがって，復調回路１４ｂの動作が乗算であるとして，２倍波成分を省略したときに，復調回路１４ｂの出力は（１）式で表される。

・・・（１）
式（１）において，復調回路の出力における位相雑音成分の大きさを決める項

は，τ＝０の時，０であり，位相雑音が時間に関して相関を持つときτが大きくなるほど大きくなる。

ただし，上記式において，

は，局部発振回路１１からの局部発振信号（図６Ａ）であり，

は，送信信号の漏れ１５（図６Ｂ）である。

一方，位相雑音成分は，

のように表される。ここで，

は局部発振回路１１のＶＣＯの入力雑音，

はＶＣＯ入力段の周波数特性（ループフィルタ特性）であり，位相雑音成分は時間に関して相関を持つ。

上記関係式から局部発振回路１１からの局部発振信号と送信信号の漏れ１５に対する復調回路１４ｂ入力までの経路がそれぞれ異なり，図６に示されるように復調回路への経路時間差がある場合，経路時間差τが大きくなるほど送信信号の漏れ１５（図６Ｂ）と局部発振信号（図６Ａ）の相関が小さくなり，復調回路１４ｂから出力される雑音成分が大きくなることがわかる。図７は，経路時間差と雑音レベル（相対値）の関係を示すグラフである。図７のグラフから経路時間差τが大きくなるほど検波されてくる位相雑音レベルが大きくなり，経路時間差がなければ位相雑音成分は，ほぼキャンセルされることが理解できる。

従来技術として特許文献１に記載の発明がある。特許文献１には，質問器の送出する搬送波（キャリア）自身が持つ位相雑音と，同期検波に付随するＰＬＬ発振回路の位相雑音が復調信号に現れ，これにより受信感度が悪化することに触れている。そして，特許文献１に記載の発明は，質問器の同期検波での受信感度の低下を防止することを目的としている。
特開２００３−１７４３８８号公報

しかしながら，上記特許文献１に記載の発明は，タグからの応答信号を基準にローカル信号ＬＯの位相を補正する構成である。かかる構成は，応答信号と送信信号の漏れの振幅・位相が殆ど変わらないシステム，即ち１３．５６ＭＨｚ程度の低い周波数で応答器との距離が３０ｃｍ程度の近距離を対象とするシステムにおいて効果を得ることが可能である。

しかし，ＵＨＦ帯（８６０ＭＨｚ〜９６０ＭＨｚ）以上の周波数帯でＲＦＩＤ用送受信装置とＩＣタグとの距離が数ｍでの利用の場合は，距離により位相は３６０°の１０倍以上に変動する。

したがって，本発明の目的は，上記特許文献１に記載の発明では適用できない条件においても，タグとの距離に拘わらず雑音低下，従って高感度受信を可能とするＲＦＩＤ用送受信装置を提供することにある。

上記の本発明の目的を達成するＲＦＩＤ用送受信装置の第１の態様は，局部発振信号を生成する局部発振回路と，前記局部発振回路から出力される局部発振信号の周波数を用いて，受信信号を復調する復調回路と，前記局部発振回路から出力される局部発振信号を変調および増幅して送信する送信回路と，前記送信回路からの送信信号を送受共用アンテナに供給し，前記送受共用アンテナで受信される受信信号を前記復調回路側に分岐する送受共用器と，更に，前記局部発振回路と前記復調回路との間に遅延回路を有し，前記遅延回路の遅延量が前記局部発振回路から出力され，送信される送信信号の前記送受共用器を経由して前記復調回路に入力する漏れ分の経路と，前記局部発振回路から前記復調回路に直接入力する経路との経路差に対応した大きさに設定されていることを特徴とする。

上記の本発明の目的を達成するＲＦＩＤ用送受信装置の第２の態様は，第１の態様において，
更に，前記復調回路の出力に基づき雑音レベルを検知する制御処理回路を有し，前記制御処理回路は，前記検知される雑音レベルに対応して前記遅延回路の遅延量をフィードバック制御することを特徴とする。

上記の本発明の目的を達成するＲＦＩＤ用送受信装置の第３の態様は，局部発振信号を生成する局部発振回路と，前記局部発振回路から出力される局部発振信号の周波数を用いて，受信信号を復調する復調回路と，前記局部発振回路から出力される局部発振信号を変調する変調回路と，前記変調回路から出力される送信信号を送受共用アンテナに供給し，前記送受共用アンテナで受信される受信信号を前記復調回路側に分岐する送受共用器と，更に，前記変調回路から出力される局部発振信号を前記復調回路に供給する経路とを有し，前記経路と，送信される送信信号の前記送受共用器を経由して前記復調回路に入力する漏れ分の経路における遅延量が同じ大きさに設定されていることを特徴とする。

上記の本発明の目的を達成するＲＦＩＤ用送受信装置の第４の態様は，前記第１乃至３の態様のいずれかにおいて，更に送受共用アンテナと，前記送受共用アンテナと前記送受共用器を接続する遅延回路を有し，該遅延回路の遅延量は，前記送受共用器から前記送受共用アンテナ側を見たインピーダンスを特性インピーダンスにほぼ等しくするように設定されていることを特徴とする。

上記の本発明の目的を達成するＲＦＩＤ用送受信装置の第５の態様は，前記第２の態様において，前記制御処理回路における雑音レベルの検知は，前記送信回路からタグに向けてのコマンド送信を停止した状態で行うことを特徴とする。

本発明の特徴は，以下に図面に従い説明される発明の実施の形態例から更に明らかになる。

本発明により，タグとの距離に拘わらず雑音レベルを低下させ，従って高感度受信が可能であり，また，ＵＨＦ帯以上の周波数におけるシステムの安定化を可能とするＲＦＩＤ用送受信装置が得られる。

以下に図面に従い，本発明の実施の形態例を説明する。なお，実施の形態例は本発明の理解のためのものであり，本発明の技術的範囲がこれに限定されるものではない。

図８は，本発明に従うＲＦＩＤ用送受信装置の第１の実施例ブロック図である。本実施例の特徴は，図５に示す従来構成との比較において局部発振回路１１と復調回路１４ｂとの間に遅延回路１８を備えていることにある。

図８において，局部発振回路１１から変調回路１２ｂ及び電力増幅器１２ｃを通して送出される送信信号が送受共用器１３から漏れて復調回路１４ｂに至る漏れ信号１５の経路は，局部発振回路１１から復調回路１４ｂに直接供給される局部発振信号１７の経路よりも大きく，位相差が生じる。

したがって，図８における特徴として，遅延回路１８により局部発振回路１１から復調回路１４ｂに直接供給される局部発振信号１７の経路に遅延を与えて漏れ信号１５の経路を等しくする。これにより，図７に示したように，経路差が“０”である場合と同じになり，相対雑音レベルを最小にすることができる。

図９は，本発明に従うＲＦＩＤ用送受信装置の第２の実施例ブロック図である。第２の実施例の特徴は，局部発振回路１１から復調回路１４ｂに供給される局部発振信号１７の経路と，局部発振回路１１から送受共用器１３を経由する漏れ信号１５の経路を実質的に等しくするように回路構成を組み合わせた点にある。

すなわち，局部発振回路１１から復調回路１４ｂに直接局部発振信号を供給せずに，電力増幅器１２ｃの後段に結合回路１２ｄを設けて，復調回路１４ｂに供給される局部発振信号１７と，送受共用器１３を経由する漏れ信号１５との経路の差を小さくする。さらに，存在する経路の微少差に対応する遅延量は，結合回路１２ｄと復調回路１４ｂとの間に微調回路１８を設けて調整する。

かかる図９の実施例においても復調回路１４ｂに供給される局部発振信号１７と，送受共用器１３を経由する漏れ信号１５との経路をほぼ同じにすることができるので，位相雑音を低減することができる。

図１０は，更に第３の実施例である。この実施例の特徴は，図８の第１の実施例における遅延回路１８の遅延量を受信検知される雑音レベルに応じて適応的に制御することにある。

すなわち，復調回路１４ｂの出力を増幅器１４ｃ及びローパスフィルタ１４を通してＡ／Ｄ変換器１４ｄに入力し，デジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器１４ｄのデジタル出力は，制御処理回路１０に入力され，雑音レベルが判断される。

制御処理回路１０は，雑音レベルに応じた補正量制御信号１９を遅延回路１８に送り対応する遅延量を与えるようにフィードバック制御する。これにより遅延量を雑音レベルに従って適応的に制御が可能である。制御処理回路１０は，かかる制御を実行するために補正レベルと補正量制御信号との対応テーブルを備えて構成することが可能である。

図１１は，図１０における復調回路１４ｂの構成例である。図１２は，図１１の復調回路を用いる場合の制御処理回路１０の遅延回路１８に対する処理フローである。また，図１３は，遅延回路１８における遅延量制御を説明する図である。

図１１に戻り説明する。復調回路１４ｂにおいて，受信信号ＲＸを互いに直交するＩチャネル信号とＱチャネル信号に分離する直交分離回路１４１と，Ｉチャネル信号と局部発振回路１１から出力される局部発振信号（ＬＯ）１７を掛け算する乗算器１４２と，位相器１４４を通して局部発振回路１１から出力される局部発振信号を９０°移相してＱチャネル信号と掛け算する乗算器１４３を有して構成される。

図１２において，キャリブレーションを行って遅延回路１８の遅延量を設定する際は，ＲＦＩＤ用送信装置からＩＣタグに向けてのコマンドの送信を停止した状態で行う（ステップＳ１）。制御処理回路１０は，復調回路１４ｂから出力されるＩ，Ｑチャネル復調信号を入力とし，復調回路出力の初期電力Ｐ１（＝Ｉ²＋Ｑ²）を求める（ステップＳ２）。

ここで，上記のように遅延回路１８のキャリブレーションを行う際は，ＲＦＩＤ用送信装置からＩＣタグに向けてのコマンドの送信を停止した状態で行うので求めた電力（Ｉ²＋Ｑ²）は，経路差に基づく雑音レベルに相当する。

ついで，遅延回路１８の遅延量τをΔτ₁増加する（ステップＳ３）。この時の復調回路１４ｂの出力電力Ｐ２（＝Ｉ²＋Ｑ²）を求める（ステップＳ４）。この遅延量τをΔτ₁増加したときの電力Ｐ２と初期電力Ｐ１を比較する（ステップＳ５）。この電力比較において，Ｐ２＜Ｐ１であれば（ステップＳ５，Ｙｅｓ），復調回路１４ｂに直接入力される局部発振信号（ＬＯ）１７の経路が大きくなる方向で送受共用器１３を経由してくる漏れ成分との経路差が小さくなり，雑音レベルが小さくなることを示している。

ここで，図１３は，かかる経路差と雑音レベルとの関係を示している。さらに，図１３Ａにおいて，経路差が位相差λ／２に相当する点を中心に雑音レベルが増減する特性を示しおり，ここでは最小の雑音レベルがフィードバック制御の目標値である。

図１３Ｂは，図１３Ａの経路差を正負に拡張して表現したもので，位相差λ／２に相当する経路差より小さな範囲で遅延回路１８の遅延量を制御した場合に，最小の雑音レベルの目標値に向かう制御の方向を示している。

前記ステップＳ５において，Ｐ２＜Ｐ１となる場合は，図１３Ｂにおいて，例えば制御の方向Ｉに対応していると理解できる。

さらに，図１２に戻り，Ｐ２＜Ｐ１であれば（ステップＳ５，Ｙｅｓ），Ｐ１＝Ｐ２として（ステップＳ６），ステップＳ３に戻り更に遅延量Δτ₁を追加設定してステップＳ４以降の処理を継続する。

一方，ステップＳ５において，Ｐ２＞Ｐ１であれば（ステップＳ５，Ｎｏ），遅延量τをΔτ₂（＜Δτ₁）だけ小さくする方向に設定する（ステップＳ７）。次いで，この時の復調回路出力の電力Ｐ２（＝Ｉ²＋Ｑ²）を求める（ステップＳ８）。この遅延量τをΔτ₂減らしたときの電力Ｐ２と初期電力Ｐ１を比較する（ステップＳ９）。
この電力比較において，Ｐ２＜Ｐ１であれば（ステップＳ９，Ｙｅｓ），送受共用器１３からの漏れ成分１５の経路に対し、局部発振回路１１から復調回路１４ｂへの直接の経路を小さくする方向で経路差が小さくなり，雑音レベルが小さくなることを示している。これは，先に説明した図１３Ｂにおいて，制御の方向IIに対応している。

したがって，目標値に向かうために，Ｐ１＝Ｐ２として（ステップＳ１０），ステップＳ７に戻り更に遅延量Δτ₂を減らす設定をしてステップＳ７以降の処理を継続する。

ここで，上記経路差の制御範囲（図１３Ａ参照）について考察する。直交変調の場合，図１１に示すようにＩ，Ｑ両チャネルの合成で最適値に設定することが必要である。図１４は，図７に示した経路時間差と雑音レベル（相対値）を再掲した図であるが，ＩチャネルとＱチャネルには９０°の位相差があるために，一方のチャネルを最適にしても他方のチャネルの雑音レベルが大きくなる。

例えば，図１４において，Ｉチャネルを−８５ｄＢに設定したとしてもＱチャネルはＩチャネルに対して９０°の位相差があるので，−４０ｄＢと雑音レベルが大きくなる（図１４,Ａ参照）。したがって，Ｉ，Ｑの合成で最適値になるように制御する（図１４，Ｂ参照）。

図１５は，Ｉ，Ｑ両チャネルの雑音の和（Ｉ²＋Ｑ²）について，経路時間差と雑音レベル（相対値）について求めたグラフである。図１５において，例えば，経路時間差０．５（経路差λ／２）にあるとき，遅延回路１８の遅延量を制御して経路時間差を０．２（経路差λ／５）に補正することにより１０ｄＢ雑音レベルが改善する（図１５，II→Ｉ参照）。

次に，図１６は更に本発明の別の実施例を示す図である。この実施例の特徴は，送受共用器１３とアンテナ１６の給電端との間に遅延回路２０を設けた構成にある。ここで，送受共用器のポート割当は，ＴＸ端→ＡＮＴ端は通過，ＴＸ端→ＲＸ端は阻止，ＡＮＴ端→ＲＸ端は結合となるようにしてある。

ここで，遅延回路２０は，実施例として，図１７に示すように送受共用器１３とアンテナ（図中では負荷ＺＬ）との間に配置した線路長ｌの遅延線ＤＬにより構成する。この遅延線ＤＬによりアンテナ１６と送受共用器１３との線路長ｌが調整できる。

線路長ｌ，アンテナ負荷インピーダンスＺ_L，線路の特性インピーダンスＺ₀とすると送受共用器からアンテナ側を見たインピーダンスＺは，次のようになる。

図１８は，図１７で送受共用器からアンテナ側を見たインピーダンスＺと線路長ｌとの関係を示すグラフである。なお，線路長は波長λで正規化してあり，Ｚ₀＝５０Ω，Ｚ_L＝４７Ωとして求めている。図１８から線路長ｌを変えることによりアンテナ端インピーダンスＺが変化することが理解できる。

一方，アンテナ側インピーダンスＺにより送信信号の漏れ量が変化する。したがって，遅延回路２０として挿入した遅延線ＤＬなどにより給電端までの線路長ｌを調整して漏れ量を制御することができる。送受共用器１３の結合度（送信側（ＴＸ）端→受信側（ＲＸ）端）は、アンテナ端インピーダンスが特性インピーダンスＺ₀に一致するとき、理論的には無限小（０）になる。しかし，実際の回路では−４０ｄＢ程度が限界である。

このように，本発明の実施例において，遅延回路２０を設け，遅延回路２０の線路長を調整することにより，送受共用器からアンテナ側を見たインピーダンスＺを，より特性インピーダンスに近づけることにより送信信号の復調回路側への漏れ量を小さくすることができる。

なお，図１６における共用アンテナ１６と送受共用器１３の間に遅延回路２０を備える構成は，先に説明した図５，図８及び，図９の実施の形態例においても適用可能である。

図１９は，図１６の実施例を拡張する例である。複数のＩＣタグに対して共通のＲＦＩＤ送受信装置を使用する場合，切換器２１により複数のアンテナ１６ａ〜１６ｄを切換接続する。
かかる実施例においても図１６の実施例の原理が適用可能である。すなわち，切換器２１と各アンテナ１６ａ〜１６ｄとの間に遅延回路２２ａ〜２２ｄを挿入する。

遅延回路２２ａ〜２２ｄのそれぞれにおける線路長を調整して対応するアンテナ端インピーダンスを特性インピーダンスに近づけることにより，送信信号の復調回路１４ｂへの漏れを最小にすることが可能である。

上記に図面に従い説明したように，本発明によりタグとの距離に拘わらず雑音を低下させ，高感度受信を可能とするＲＦＩＤ用送受信装置が提供される。したがって，高信頼性のＲＦＩＤシステムの構築が可能である。

ＲＦＩＤシステムを説明する図である。 ＲＦＩＤ用送受信装置の一構成例である。 送信信号の漏れ成分とアンテナの給電端での反射を説明する図である。 上りと下りの周波数の異なる場合の送信信号の漏れ成分とアンテナの給電端での反射を説明する図である。 図２に示したＲＦＩＤ用送受信装置１の送信回路及び受信回路の具体的構成例を示す図である。 受信回路を構成する復調回路の入力信号を示す図である。 経路時間差と雑音レベル（相対値）の関係を示すグラフである。 本発明に従うＲＦＩＤ用送受信装置の第１の実施例ブロック図である。 本発明に従うＲＦＩＤ用送受信装置の第２の実施例ブロック図である。 本発明に従うＲＦＩＤ用送受信装置の第３の実施例ブロック図である。 図１０における復調回路１４ｂの構成例である。 図１１の復調回路を用いる場合の制御処理回路１０の遅延回路１８に対する処理フローである。 遅延回路１８における遅延量制御を説明する図である。 図７に示した経路時間差と雑音レベル（相対値）を再掲した図である。 Ｉ，Ｑ両チャネルの雑音の和（Ｉ²＋Ｑ²）について，経路時間差と雑音レベル（相対値）について求めたグラフである。 更に本発明の別の実施例を示す図である。 遅延回路２０の実施例である。 アンテナ側インピーダンスＺと線路長ｌとの関係を示すグラフである。 図１６の実施例を拡張する例である。

符号の説明

１ ＲＦＩＤ用送受信装置
２ ＩＣタグ
１０ 制御処理回路
１１ 局部発振回路
１２ 送信回路
１３ 送受共用器
１４ 受信回路
１５ 送信信号の漏れ
１６ アンテナ

Claims (5)

1. 局部発振信号を生成する局部発振回路と，
   前記局部発振回路から出力される局部発振信号の周波数を用いて受信信号を復調する復調回路と，
   前記局部発振回路から出力される局部発振信号を変調および増幅して送信する送信回路と，
   前記送信回路からの送信信号を送受共用アンテナに供給し，前記送受共用アンテナで受信される受信信号を前記復調回路側に分岐する送受共用器と，
   前記局部発振回路と前記復調回路との間に遅延回路を有し，
   前記遅延回路の遅延量が、前記局部発振回路から出力され送信される送信信号の前記送受共用器を経由して前記復調回路に入力する漏れ分の経路と，前記局部発振回路から前記復調回路に直接入力する局部発振信号の経路との経路差に対応した大きさに設定されている
   ことを特徴とするＲＦＩＤ用送受信装置。
2. 請求項１において，
   更に，前記復調回路の出力に基づき雑音レベルを検知する制御処理回路を有し，
   前記制御処理回路は，前記検知される雑音レベルに基づいて前記遅延回路の遅延量を制御することを特徴とするＲＦＩＤ用送受信装置。
3. 局部発振信号を生成する局部発振回路と，
   前記局部発振回路から出力される局部発振信号の周波数を用いて受信信号を復調する復調回路と，
   前記局部発振回路から出力される局部発振信号を変調する変調回路と，
   前記変調回路から出力される送信信号を送受共用アンテナに供給し，前記送受共用アンテナで受信される受信信号を前記復調回路側に分岐する送受共用器と，
   前記変調回路から出力される送信信号を局部発振信号として前記復調回路に供給する経路とを有し，
   前記経路と，送信されるキャリア信号の前記送受共用器を経由して前記復調回路に入力する漏れ分の経路における遅延量が同じ大きさに設定されている
   ことを特徴とするＲＦＩＤ用送受信装置。
4. 請求項１乃至３のいずれかにおいて，
   更に送受共用アンテナと，
   前記送受共用アンテナと前記送受共用器を接続する遅延回路を有し，
   該遅延回路の遅延量は，前記送受共用器から見た前記送受共用アンテナ側インピーダンスを特性インピーダンスにほぼ等しくするように設定されていることを特徴とするＲＦＩＤ用送受信装置。
5. 請求項２において，
   前記制御処理回路における雑音レベルの検知は，前記送信回路からタグに向けてのコマンド送信を停止した状態で行うことを特徴とするＲＦＩＤ用送受信装置。

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