JP4351585B2 - スイッチング回路及び電圧計測回路 - Google Patents

Description

この発明は、スイッチング回路及び電圧計測回路に係わり、特に、直列に接続されたバッテリの両端をコンデンサに接続するスイッチング回路及び当該スイッチング回路を備えた電圧計測回路に関する。

上述した従来のスイッチング回路として、例えば、図５に示すようなものが提案されている（例えば、特許文献１、２）。同図に示すように、スイッチング回路は、直列に接続された複数の単位セルＶ₁〜Ｖ_nに対して１つのコンデンサＣと、上記単位セルＶ₁〜Ｖ_nの各両端を上記コンデンサＣの両端に順次接続するための複数の切替スイッチＳ₁〜Ｓ_n+1とを備えている。なお、図５において単位セルＶ₁〜Ｖ_nはそれぞれ一つのバッテリから構成されている。

切替スイッチＳ₁〜Ｓ_n+1は、ｎ個の単位セルＶ₁〜Ｖ_nに対して、（ｎ＋１）個設けられている。つまり、例えば、単位セルＶ₁のプラス側と、この単位セルＶ₁のプラス側に接続されている単位セルＶ₂のマイナス側とは、共通の切替スイッチＳ₂を介してコンデンサＣに接続されるようになっている。また、図６に示すように、各単位セルＶ₁〜Ｖ_nの両側に２つずつ切替スイッチＳ₁〜Ｓ_2nを設けるスイッチング回路も提案されている（例えば特許文献３）。
特開平１１−２４８７５５号公報 特開２００２−１５６３９２号公報 特開平１１−２４８７５７号公報

図５及び図６に示す従来のスイッチング回路においては、切替スイッチＳ₁〜Ｓ_n+1、Ｓ₁〜Ｓ_2nとして、リレースイッチを用いていた。しかしながら、リレースイッチは、コスト、大きさ、耐久性、応答速度の面で問題がある。そのため、これらの面で優れている半導体スイッチを切替スイッチＳ₁〜Ｓ_n+1、Ｓ₁〜Ｓ_2nとして用いたいという要望があった。

しかしながら、半導体スイッチにはソース−ドレイン間に寄生ダイオードが存在するため、切替スイッチＳ₁〜Ｓ_n+1、Ｓ₁〜Ｓ_2nをオフしても、寄生ダイオードを通じて電流が流れてしまうことがあり、単位セルＶ₁〜Ｖ_nとコンデンサＣとの絶縁を完全に図ることができない。

本発明は、構成が簡単となり安価で、かつ、高性能なスイッチング回路及び電圧計側回路を提供することを課題とする。

上記課題を解決するためになされた請求項１記載の発明は、コンデンサと、バッテリからなる単位セルを複数個直列に接続して構成された組電池の各単位セルの両端を前記コンデンサに順次接続するための複数の切替スイッチと、を備え、前記切替スイッチが、ソース−ドレイン方向が互いに逆向きになるように、直列接続された２つの半導体スイッチを有するスイッチング回路において、前記半導体スイッチのソース−ゲート間に設けた抵抗素子と、前記抵抗素子の両端に接続したドライブ用コンデンサと、前記ドライブ用コンデンサを介して前記抵抗素子の両端に交流電圧を印加する発振回路と、を備えたことを特徴とするスイッチング回路に存する。

請求項１記載の発明によれば、発振回路からの交流電圧がドライブ用コンデンサを介して抵抗素子に印加されると、半導体スイッチのソース−ゲート間にバイアスがかかり２つの半導体スイッチをオンすることができる。以上の構成によれば、ドライブ用コンデンサにより発振回路と組電池とは直流的には絶縁することができるため、発振回路は組電池とは異なる低電系電源を電源とすることができる。

請求項２記載の発明は、請求項１に記載のスイッチング回路であって、前記発振回路と前記ドライブ用コンデンサとの間に設けたドライブ用スイッチと、前記ドライブ用スイッチのオンオフを指示する制御信号を出力するロジック回路と、を備えたことを特徴とするスイッチング回路に存する。

請求項２記載の発明によれば、ドライブ用スイッチがオンすると、発振回路からの交流電圧がドライブ用コンデンサを介して、抵抗素子に印加する。このドライブ用スイッチは、ロジック回路からの制御信号によりオンオフが制御される。以上の構成によれば、複数の切替スイッチに対して発振回路を一つにすることができる。

請求項３記載の発明は、請求項１又は２に記載のスイッチング回路と、前記コンデンサの両端電圧を計測する電圧計側手段と、前記コンデンサの両端と前記電圧計側手段との間に設けられた計測スイッチとをさらに備え、前記計測スイッチは、ソース−ドレイン方向が互いに逆向きになるように、直列接続された２つの半導体スイッチを有することを特徴とする電圧計側装置に存する。

請求項３記載の発明によれば、コンデンサと電圧計側手段との間に設けられる計測スイッチが、ソース−ドレイン方向が互いに逆向きになるように、直列接続された２つの半導体スイッチを有する。従って、ソース−ドレイン方向が互いに逆向きになるように、２つの半導体スイッチを接続することにより、ソース−ドレイン方向に発生する寄生ダイオードの順方向が互いに逆向きとなる。これにより半導体スイッチがオフのとき、寄生ダイオードを通じて電流が流れてしまうということがない。

以上説明したように、請求項１記載の発明によれば、ドライブ用コンデンサにより発振回路と組電池とは直流的には絶縁することができるため、発振回路は組電池とは異なる低電系電源を電源とすることができるので、構成が簡単となり安価で、かつ、高性能なスイッチング回路を得ることができる。

請求項２記載の発明によれば、複数の切替スイッチに対して発振回路を一つにすることができるので、構成が簡単となりコストダウンを図ったスイッチング回路を得ることができる。

請求項３記載の発明によれば、ソース−ドレイン方向が互いに逆向きになるように、２つの半導体スイッチを接続することにより、ソース−ドレイン方向に発生する寄生ダイオードの順方向が互いに逆向きとなる。これにより半導体スイッチがオフのとき、寄生ダイオードを通じて電流が流れてしまうということがないので、計測スイッチとして、半導体スイッチを用いることができる電圧計側回路を得ることができる。

第１実施例
以下、第１実施例における本発明によるスイッチング回路及び電圧計測回路を、図面に基づいて説明する。図１は、本発明のスイッチング回路としてのフライングキャパシタ回路を組み込んだ電圧計測回路の一実施の形態を示す回路図である。同図に示すように、電圧計測回路は、２つのバッテリからなる単位セルＶ₁〜Ｖ_nが複数直列に接続された組電池に対して、一つのコンデンサＣを備えている。

また、電圧計測回路は、上記単位セルＶ₁〜Ｖ_nの各両端を上記コンデンサＣの両端に順次接続するための複数の切替スイッチＳ₁₁〜Ｓ_1(n+1)と、この切替スイッチＳ₁₁〜Ｓ_1(n+1)と直列に接続された抵抗Ｒ₁₁〜Ｒ_1(n+1)とを備えている。切替スイッチＳ₁₁〜Ｓ_1(n+1)は、ｎ個の単位セルＶ₁〜Ｖ_nに対して、（ｎ＋１）個設けられている。上述した切替スイッチＳ₁₁〜Ｓ_1(n+1)及びコンデンサＣがスイッチング回路を構成している。また、コンデンサＣの両端は、計測スイッチＳ₂₁及びＳ₂₂を介して、コンデンサＣの充電電圧を計測する計測回路１０に接続されている。

上述したフライングキャパシタ回路を組み込んだ電圧計測回路の動作について以下説明する。まず、図示しないロジック回路は、切替スイッチＳ₁₁及びＳ₁₂をオンして、単位セルＶ₁の両端をコンデンサＣの両端に接続する。これにより、コンデンサＣの充電電圧は、単位セルＶ₁の両端電圧に応じた値となる。次に、ロジック回路は、切替スイッチＳ₁₁及びＳ₁₂をオフにして、単位セルＶ₁をコンデンサＣから切り離すと共に、計測スイッチＳ₂₁及びＳ₂₂をオンして、計測回路１０によりコンデンサＣの充電電圧を計測させる。このコンデンサＣの充電電圧を計測することにより、単位セルＶ₁の両端電圧を計測することができる。

さらにロジック回路は、切替スイッチＳ₁₂及びＳ₁₃をオンして、単位セルＶ₂の両端をコンデンサＣの両端に接続する。以下、ロジック回路は、上述したように切替スイッチＳ₁₁〜Ｓ_1(n+1)及び計測スイッチＳ₂₁、Ｓ₂₂のオンオフ制御する。そして、これにより単位セルＶ₁〜Ｖ_nの両端を順次コンデンサＣに接続させると共に、接続によって単位セルＶ₁〜Ｖ_nの両端電圧に応じた値となったコンデンサＣの充電電圧を計測回路１０により計測させる。

これらの動作から明らかなように、各単位セルＶ₁〜Ｖ_n間に接続されている切替スイッチＳ₁₂〜Ｓ_1nは２つの単位セルＶ₁〜Ｖ_nによって共用されている。具体的に述べると、例えば、単位セルＶ₁のプラス側と、この単位セルＶ₁のプラス側に接続されている単位セルＶ₂のマイナス側とは、共通の切替スイッチＳ₁₂を介してコンデンサＣに接続されるようになっている。このため、各単位セルＶ₁〜Ｖ_n間にある切替スイッチＳ₁₂〜Ｓ_1nには、双方向の電流が流れることとなる。

次に、上述した切替スイッチＳ₁₁〜Ｓ_1(n+1)の詳細な構成について図２及び図３を参照して説明する。図２は、切替スイッチＳ₁₂〜Ｓ_1(n+1)のうち任意の切替スイッチＳ_mを示す回路図であり、図３は、最も高電圧となる単位セルＶ₁のプラス側に接続されている切替スイッチＳ₁₁を示す回路図である。

まず、図２を参照して、切替スイッチＳ₁₂〜Ｓ_1(n+1)について説明する。同図に示すように、切替スイッチＳ_mは、ソース−ドレイン方向が互いに逆向きになるように、直列に接続された２つの半導体スイッチとしてのＮｃｈ．の電界効果トランジスタ（＝ＦＥＴ）Ｑ１及びＱ２から構成されている。このため、各ＦＥＴＱ１及びＱ２のソース−ドレイン間に発生する寄生ダイオードＤ１及びＤ２も、その順方向が互いに逆向きになる。

上述したＦＥＴＱ１及びＱ２のゲートは、トランジスタＴｒ１のコレクタ及び抵抗Ｒｂ間に接続されている。上記トランジスタＴｒ１のエミッタは、抵抗Ｒａ及びＲ_1(m-1)を介して単位セルＶ_m-1のプラス側に接続されると共に、抵抗Ｒｃを介してベースと接続されている。一方、抵抗Ｒｂは、単位セルＶ_mのマイナス側に接続されている。

また、トランジスタＴｒ１のベースは、抵抗Ｒｄ及びＲｅを介してトランジスタＴｒ２のコレクタに接続される。このトランジスタＴｒ２のエミッタはグランドに接続されている。一方、ベースは抵抗Ｒｆを介して図示しないロジック回路に接続されるとともに、抵抗Ｒｇを介してエミッタに接続されている。

これにより、５Ｖ系のロジック回路から５Ｖの制御信号がトランジスタＴｒ２のベースに供給されると、トランジスタＴｒ２がオンする。トランジスタＴｒ２がオンすると抵抗Ｒ_1(m-1)、Ｒａ、Ｒｃ、Ｒｄ、Ｒｅの順に電流が流れる。このとき抵抗Ｒｃに発生する電圧により、トランジスタＴｒ１のエミッタ−ベース間にバイアスが与えられるため、トランジスタＴｒ１もオンする。

トランジスタＴｒ１がオンすると、ＦＥＴＱ１及びＱ２のゲートには、単位セルＶ_m及び単位セルＶ_m-1の両端電圧の合計値を、抵抗Ｒ_1(m-1)、Ｒａと、抵抗Ｒｂとで分圧した電圧が印加される。これにより、ＦＥＴＱ１及びＱ２のゲートには、そのソースより高いバイアス電圧が印加され、ＦＥＴＱ１及びＱ２はオンする。以上のことから明らかなように、抵抗Ｒａ〜Ｒｇ及びトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２は５Ｖの制御信号をレベルシフトして、ＦＥＴＱ１及びＱ２のゲートに印加するレベルシフト回路として働く。

次に、図３を参照して切替スイッチＳ₁₁について説明する。同図に示すように、切替スイッチＳ₁₁は、切替スイッチＳ₁₂〜Ｓ_1(n+1)と同様に、ソース−ドレイン方向が互いに逆向きになるように、直列接続された２つのＰｃｈ．ＦＥＴＱ１及びＱ２から構成されている。このため、各ＦＥＴＱ１及びＱ２のソース−ドレイン間に発生する寄生ダイオードＤ１及びＤ２も、その順方向が逆向きになる。

上述したＦＥＴＱ１及びＱ２のゲートは、抵抗Ｒｈの一端と、抵抗Ｒｉの一端との間に接続されている。上記抵抗Ｒｈの他端は、抵抗Ｒ₁₁を介して単位セルＶ₁に接続されている。一方、抵抗Ｒｉの他端は、トランジスタＴｒ３のコレクタ−エミッタ間を介してグランドに接続されている。このトランジスタＴｒ３のベースは抵抗Ｒｊを介して図示しないロジック回路に接続されていると共に、抵抗Ｒｋを介してエミッタに接続されている。

これにより、５Ｖ系のロジック回路から５Ｖの制御信号がトランジスタＴｒ３のベースに供給されると、トランジスタＴｒ３がオンする。トランジスタＴｒ３がオンすると、ＦＥＴＱ１及びＱ２のゲートには、単位セルＶ₁のプラス側の電圧を抵抗Ｒ₁₁、抵抗Ｒｈと、抵抗Ｒｉとで分圧した電圧が印加される。これにより、ＦＥＴＱ１及びＱ２のゲートには、そのソースより低いバイアス電圧が印加され、ＦＥＴＱ１及びＱ２がオンする。以上のことから明らかなように、抵抗Ｒｈ〜Ｒｋ及びトランジスタＴｒ３は５Ｖの制御信号をレベルシフトして、ＦＥＴＱ１及びＱ２のゲートに印加するレベルシフト回路として働く。

以上のフライングキャパシタ回路を組み込んだ電圧計測回路によれば、切替スイッチＳ₁₁〜Ｓ_1(n+1)は、ソース−ドレイン方向が互いに逆向きになるように、直列接続された２つのＦＥＴＱ１及びＱ２からそれぞれ構成されている。従って、切替スイッチＳ₁₁〜Ｓ_1(n+1)としてＦＥＴを用いれば双方向に電流を流すことができる。

しかも、ソース−ドレイン方向が互いに逆向きになるように、２つのＦＥＴＱ１及びＱ２を接続することにより、ソース−ドレイン方向に発生する寄生ダイオードＤ１及びＤ２の順方向が互いに逆向きとなる。これによりＦＥＴＱ１及びＱ２がオフのとき、寄生ダイオードＤ１及びＤ２を通じて、オン時における電流方向と逆方向に電流が流れてしまうことも防止することができ、切替スイッチとして、コスト、大きさ、耐久性、応答速度などが優れた半導体スイッチであるＦＥＴＳ₁₁〜Ｓ_1(n+1)を用いることができる。

また、上述した電圧計測回路によれば、レベルシフト回路により制御信号をレベルシフトしてＦＥＴＱ１及びＱ２のゲートに印加している。このレベルシフト回路により、５Ｖ系のロジック回路が出力する制御信号を用いて、高電圧にソースが接続されたＦＥＴＱ１及びＱ２のオンオフを制御することができ、高価なフォトＭＯＳなどを用いる必要がなく、コストダウンを図ることができる。

ところで、切替スイッチＳ₁₁のＦＥＴＱ１及びＱ２は最も高電圧である単位セルＶ₁のプラス側に接続されているため、ゲートにソースより高い電圧を印加することができず、Ｎｃｈ．ＦＥＴを用いることができない。そこで、上述した電圧計測回路のように、最も高電圧側にある単位セルＶ₁のプラス側に接続されている切替スイッチＳ₁₁が有するＦＥＴＱ１及びＱ２を高価なＰｃｈ．ＦＥＴとし、他の切替スイッチＳ₁₂〜Ｓ_1(n+1)はＮｃｈ．ＦＥＴとすれば、コストダウンを図ることができる。

さらに、上述したように、計測スイッチＳ₂₁及びＳ₂₂としてもＦＥＴＱ１及びＱ２を用いることにより、計測スイッチＳ₂₁及びＳ₂₂に双方向電流を流すことができる。しかも、切替スイッチＳ₁₁〜Ｓ_1(n+1)と同様に、ソース−ドレイン方向が互いに逆向きになるように、２つのＦＥＴＱ１及びＱ２を接続することにより、ソース−ドレイン方向に発生する寄生ダイオードＤ１及びＤ２の順方向が互いに逆向きとなる。これによりＦＥＴＱ１及びＱ２がオフであっても逆方向に電流が流れてしまうことも防止することができる。

なお、上述した実施の形態では、切替スイッチＳ₁₁及びＳ_1(n+1)についても、ソース−ドレイン方向が互いに逆向きとなるように直列接続した２つのＦＥＴＱ１及びＱ２を用いていた。しかしながら、切替スイッチＳ₁₁及び_S1(n+1)には、単方向の電流しか流れないため、トランジスタなどの単方向スイッチを用いることも考えられる。

第２実施例
次に、第２実施例における本発明によるスイッチング回路及び電圧計測回路を、図面に基づいて説明する。図４は、本発明のスイッチング回路としてのフライングキャパシタ回路を組み込んだ電圧計測回路の一実施の形態を示す回路図である。なお、同図において、図１〜図３について上述した第１実施例と同等の部分には同一符号を付して詳細な説明を省略する。

第１実施例と異なる点は、切替スイッチＳ₁₁〜Ｓ_1(n+1)のドライブ回路である。第１実施例では、組電池の電圧を分圧して切替スイッチＳ₁₁〜Ｓ_1(n+1)を構成するＦＥＴＱ１、Ｑ２のゲート電圧を得ていたが、第２実施形態では以下のように構成している。図４に示すように、ＦＥＴＱ１、Ｑ２のドライブ回路は、このＦＥＴＱ１及びＱ２のゲート−ソース間に設けられた抵抗Ｒｄｒ（＝抵抗素子）と、この抵抗Ｒｄｒの両端に設けられたコンデンサＣｒ１及びＣｒ２（＝ドライブ用コンデンサ）と、コンデンサＣｒ１及びＣｒ２を介して抵抗Ｒｄｒの両端に交流電圧を印加する発振回路２０とを備えている。

また、ドライブ回路は、発振回路２０とコンデンサＣｒ２との間に設けたドライブ用スイッチＳＷと、このドライブ用スイッチＳＷのオンオフを指示する制御信号を出力するロジック回路３０とを備えている。

上述した構成の電圧計測装置のドライブ回路の動作を以下説明する。上述した発振回路２０は、常時発振して、交流電圧を出力している。今、ロジック回路３０がドライブ用スイッチＳＷに制御信号を出力すると、ドライブ用スイッチＳＷがオンして、抵抗Ｒｄｒの両端に発振回路２０からの交流電圧が印加される。これによりＦＥＴＱ１及びＱ２のソース−ゲート間にバイアスがかかり２つのＦＥＴＱ１及びＱ２をオンすることができる。一方、ロジック回路３０がドライブ用スイッチＳＷに対する制御信号の出力を停止すると、ドライブ用スイッチＳＷがオフして、交流電圧の供給経路が断たれるため、ＦＥＴＱ１及びＱ２がオフする。

以上の構成によれば、コンデンサＣｒ１及びＣｒ２により発振回路２０と組電池とは直流的に絶縁することができるため、発振回路２０や、ロジック回路３０は組電池とは異なる例えば５Ｖ系の低電圧源を電源とすることができる。このため、例えば、発振回路２０とコンデンサＣｒ２との間に設けたドライブ用スイッチＳＷも高耐圧が不要であり、安全な装置を安価に得ることができる。

また、抵抗Ｒｄｒに印加する交流電圧をオンオフするドライブ用スイッチＳＷと、このドライブ用スイッチＳＷを制御するロジック回路３０とを設けることにより、複数の切替スイッチＳ₁₁〜Ｓ_1(n+1)に対して発振回路２０を一つにすることができ、各切替スイッチＳ₁₁〜Ｓ_1(n+1)に対して各々発振回路２０を設ける必要がない。このため、構成が簡単となり、コストダウンを図ることができる。

なお、第２実施例としては、さらに、抵抗Ｒｄｒと並列にコンデンサを設けることも考えられる。このような構成にすることにより、抵抗Ｒｄｒとコンデンサとがフィルタとして働き、ノイズなどによって不用意にＦＥＴＱ１及びＱ２がオンしてしまうことを防ぐことができる。

第１実施例における本発明のスイッチング回路としてのフライングキャパシタ回路を組み込んだ電圧計測回路を示す回路図である。 図１の電圧計測回路を構成する切替スイッチＳ₁₂〜Ｓ_1(n+1)を示す詳細回路図である。 図１の電圧計測回路を構成する切替スイッチＳ₁₁を示す詳細回路図である。 第２実施例における本発明のスイッチング回路としてのフライングキャパシタ回路を組み込んだ電圧計測回路を示す回路図である。 従来のフライングキャパシタ回路の一例を示す回路図である。 従来のフライングキャパシタ回路の一例を示す回路図である。

符号の説明

Ｃ コンデンサ
Ｃｒ１、Ｃｒ２ ドライブ用コンデンサ
Ｓ₁₁〜Ｓ_1(n+1) 切替スイッチ
Ｓ₂₁、Ｓ₂₂ 計測スイッチ
Ｓ₂₁₁〜Ｓ_21n 計測スイッチ
Ｓ₂₂₁〜Ｓ_22n 計測スイッチ
ＳＷ ドライブ用スイッチ
Ｖ₁〜Ｖ_n 単位セル
Ｑ１、Ｑ２ 電界効果トランジスタ（半導体スイッチ）
Ｒｄｒ 抵抗素子
２０ 発振回路
３０ ロジック回路

Claims (3)

1. コンデンサと、バッテリからなる単位セルを複数個直列に接続して構成された組電池の各単位セルの両端を前記コンデンサに順次接続するための複数の切替スイッチと、を備え、前記切替スイッチが、ソース−ドレイン方向が互いに逆向きになるように、直列接続された２つの半導体スイッチを有するスイッチング回路において、
   前記半導体スイッチのソース−ゲート間に設けた抵抗素子と、
   前記抵抗素子の両端に接続したドライブ用コンデンサと、
   前記ドライブ用コンデンサを介して前記抵抗素子の両端に交流電圧を印加する発振回路と、
   を備えたことを特徴とするスイッチング回路。
2. 請求項１に記載のスイッチング回路であって、
   前記発振回路と前記ドライブ用コンデンサとの間に設けたドライブ用スイッチと、
   前記ドライブ用スイッチのオンオフを指示する制御信号を出力するロジック回路と、
   を備えたことを特徴とするスイッチング回路。
3. 請求項１又は２に記載のスイッチング回路と、
   前記コンデンサの両端電圧を計測する電圧計側手段と、
   前記コンデンサの両端と前記電圧計側手段との間に設けられた計測スイッチとをさらに備え、
   前記計測スイッチは、ソース−ドレイン方向が互いに逆向きになるように、直列接続された２つの半導体スイッチを有することを特徴とする電圧計側装置。

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