JP4350919B2 - 能動型雑音除去装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、能動型雑音除去装置（Active
Noise Controller：ＡＮＣ）に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、能動型雑音除去装置として、例えば図７に示すような能動型消音装置が知られている。同図に示すように、この装置は、排気ダクト１内をその入口側（同図の左側）から出口側（同図の右側）に向かって伝搬する騒音、例えば図示しないエンジン等の排気音、に対して、これと実質的に等大で逆位相の音波、所謂制御音、を干渉させることによって、当該排気音を打ち消すものである。
【０００３】
このような能動的な消音動作を実現するために、この消音装置は、排気ダクト１内において上記排気音を収音するためのリファレンスマイクロホン２、を備えている。このリファレンスマイクロホン２の出力信号、所謂騒音信号は、増幅器３によって増幅され、Ａ／Ｄ変換器４によってディジタル信号ｘk（ｋは、時刻を表すタイム・インデックスである。）に変換された後、例えばＦＩＲ（Finite Impulse Response：非巡回）型の適応ディジタルフィルタ（以下、単に、適応フィルタと言う。）５に入力される。適応フィルタ５は、この騒音信号ｘkに対して、後述するＬＭＳ演算部６により設定されるフィルタ係数を用いて所定のフィルタリング処理、例えば次の数１で表されるような畳み込み演算を施し、その演算結果ｙkを出力する。
【０００４】
【数１】
【０００５】
なお、この数１において、Ｎは、適応フィルタ５のタップ数で、ｉは、当該フィルタタップのタップ番号（順番）を表すタップ・インデックスである。そして、ｗk(i)が、適応フィルタ５のフィルタ係数を表し、詳しくは、時刻ｋにおける当該適応フィルタ５のｉ番目のタップのフィルタ係数を表す。
【０００６】
上記適応フィルタ５の出力信号ｙkは、加算器８を経てＤ／Ａ変換器９に入力され、ここでアナログ信号に変換された後、増幅器１０により増幅され、二次音源スピーカ(以下、単に、スピーカと言う。)７に入力される。スピーカ７は、排気ダクト１の上記リファレンスマイクロホン２が設けられている位置よりも当該排気ダクト１の出口側（同図の右側）、即ち排気音の伝搬方向で言うところの下流側、に設けられている。そして、スピーカ７は、これに入力される上記信号ｙkをアナログ化した所謂制御用信号に応じて、排気ダクト１内に上記制御音を放出する。これにより、制御音が、排気ダクト１内を伝搬する排気音と干渉して、当該排気音が打ち消される。
【０００７】
更に、排気ダクト１内の上記スピーカ７よりも出口側（下流側）の位置には、エラーマイクロホン１１が配置されている。このエラーマイクロホン１１は、上記制御音により排気音を打ち消した後の音、つまりは排気音のうち制御音によって完全に打ち消されずに残った所謂残留雑音を検出する。そして、この残留雑音を検出して得たエラーマイクロホン１１の出力信号、所謂エラー信号は、増幅器１２によって増幅され、Ａ／Ｄ変換器１３によってディジタル信号ｅkに変換された後、上述したＬＭＳ演算部６に供給される。ＬＭＳ演算部６には、このエラー信号ｅkの他に、後述する例えばＦＩＲ型のディジタルフィルタ（以下、単に、ＦＩＲフィルタと言う。）１４により上記騒音信号ｘkを処理した後の信号（以下、この信号を、フィルタード・リファレンスと言う。）ｒkも、供給される。
【０００８】
ＬＭＳ演算部６は、上記フィルタード・リファレンスｒkとエラー信号ｅkの大きさとに応じて、当該エラー信号ｅk（残留雑音）が極力小さくなるように、適応フィルタ５の伝達関数Ｗkを適応制御する。具体的には、ＬＭＳ演算部６は、適応フィルタ５の伝達関数Ｗkと後述する二次音路（secondary path、またはerror pathとも言う。）の伝達関数（以下、単に、二次音路という。）Ｃとの合成による伝達関数［Ｃ×Ｗk］が、排気ダクト１内のリファレンスマイクロホン２からエラーマイクロホン１１までの間に存在する一次音路（primary path）の伝達関数（以下、単に、一次音路という。）Ｐと相補（等価）になるように、即ちＰ≒−Ｃ×Ｗkとなるように、例えば次の数２で表されるＬＭＳアルゴリズムに従って、適応フィルタ５のフィルタ係数ｗk(i)を更新し、即ちｗk+1(i)を求める。
【０００９】
【数２】
【００１０】
なお、この数２において、μwは、適応フィルタ５のステップ・サイズ・パラメータである。
【００１１】
このように、図７に示す消音装置においては、適応フィルタ５の伝達関数Ｗkと二次音路Ｃとの合成伝達関数［Ｃ×Ｗk］を、一次音路Ｐと相補にすることによって初めて、排気ダクト１内を伝搬する排気音をスピーカ７の放射する制御音により打ち消すことができる。ただし、このように適応フィルタ５の伝達関数Ｗkを適応制御することによって、この伝達関数Ｗkを含む上記合成伝達関数［Ｃ×Ｗk］と一次音路Ｐとを相補にするには、当該合成伝達関数［Ｃ×Ｗk］を構成する上記二次音路Ｃを、同定（推定）する必要がある。
【００１２】
即ち、図７に示す構成においては、スピーカ７の音波放射面（出力側）からエラーマイクロホン１１の収音部分（入力側）までの間（厳密には、適応フィルタ５の出力側から加算器８、Ｄ／Ａ変換器９、増幅器１０、スピーカ５及び排気ダクト１の一部（下流側）を経てエラーマイクロホン１１の収音部分までの間）に、上記二次音路Ｃが存在する。従って、この二次音路Ｃを、何らかの方法により推定（同定）して補償しなければ、上記のような適応制御により合成伝達関数［Ｃ×Ｗk］と一次音路Ｐとを相補にすることはできない。そこで、この消音装置においては、リファレンスマイクロホン２とＬＭＳ演算部６との間に、上述したＦＩＲフィルタ１４を設けている。そして、例えば一般に知られているＭ系列信号（ＭＬＳ信号）や白色雑音等のランダムな疑似信号ｍkを発生する疑似信号発生器１５を設け、この疑似信号ｍkを、図７に点線で示す経路で処理することによって、二次音路Ｃを同定する。これについて、図８を参照して説明する。
【００１３】
同図は、上記図７に点線で示す経路、即ち二次音路Ｃを同定するための制御系の部分を、抜粋したものである。なお、ここでは、同図を簡素化するために、本来、上記疑似信号発生器１５とスピーカ７との間に介在する加算器８、Ｄ／Ａ変換器９及び増幅器１０、の記載を省略し、エラーマイクロホン１１とＬＭＳ演算部６との間に介在する増幅器１２及びＡ／Ｄ変換器１３、の記載を省略する。同図に示すように、この制御系においては、二次音路Ｃを同定するためのＦＩＲフィルタ１４を、例えば上記ＬＭＳ演算部６とは異なる演算部１６により適応制御される適応フィルタ構成としている。そして、上記疑似信号発生器１５の発生する疑似信号ｍkを、スピーカ７、ＦＩＲフィルタ１４及び上記ＬＭＳ演算部１６に供給すると共に、このときのエラーマイクロホン１１の出力信号ｅkと、上記疑似信号ｍkをＦＩＲフィルタ１４で処理した後の信号とを、比較器１７で比較して両者の誤差εkを求め、この誤差信号εkを上記ＬＭＳ演算部１６に供給する。ＬＭＳ演算部１６は、これに供給される疑似信号ｍkと誤差信号εkとに基づいて、当該誤差信号εkの大きさが極力小さくなるように、換言すれば二次音路Ｃ内に疑似信号ｍkを通過させた後の信号と、疑似信号ｍkをＦＩＲフィルタ１４で処理した後の信号と、が近似するように、例えば次の数３で表されるＬＭＳアルゴリズムに従って、ＦＩＲフィルタ１４のフィルタ係数ｃhk(i)を更新し、即ちｃhk+1(i)を求める。
【００１４】
【数３】
【００１５】
なお、この数３において、μcは、ＦＩＲフィルタ１４のステップ・サイズ・パラメータである。
【００１６】
この数３に基づいて、ＦＩＲフィルタ１４のフィルタ係数ｃhk(i)を更新することによって、当該ＦＩＲフィルタ１４の伝達関数Ｃhと二次音路Ｃとが略等価となり、即ち二次音路Ｃの同定を実現できる。そして、このように二次音路Ｃを同定して得た所謂同定伝達関数Ｃhを有するＦＩＲフィルタ１４により上記騒音信号ｘkを処理した後のフィルタード・リファレンスｒkを、ＬＭＳ演算部６に供給することによって、当該ＬＭＳ演算部６により適応フィルタ５を制御する際に、二次音路Ｃを補償することができ、ひいては良好な消音効果を得ることができる。このようなＦＩＲフィルタ１４を備えた制御系は、一般に、filtered-x LMSアルゴリズム構成の制御系と呼ばれている。なお、ＦＩＲフィルタ１４は、次の数４に示す畳み込み演算を行なうことにより、上記フィルタード・リファレンスｒkを生成する。
【００１７】
【数４】
【００１８】
この数４において、Ｎは、ＦＩＲフィルタ１４のフィルタタップ数である。ここでは、このタップ数Ｎを、適応フィルタ５と同じタップ数Ｎに設定している。
【００１９】
ところで、上記のようなfiltered-x
LMSアルゴリズム構成の制御系においては、例えば排気ダクト１内の温度変化等によって当該排気ダクト１内の音響特性に変化が生じたり、或いはスピーカ７の放音特性等に変化が生じたりすることによって、二次音路Ｃが変化することがある。そして、このように現実の二次音路Ｃが変化すると、当該二次音路ＣとＦＩＲフィルタ１４の伝達関数（同定伝達関数）Ｃhとが乖離して、消音効果が悪化する。このような場合には、改めて二次音路Ｃを同定し直せばよい。即ち、当該排気ダクト１内の温度変化等に応じて適宜に、または、定期的に、二次音路Ｃを同定し直せば、常に安定した消音効果を得ることができる。
【００２０】
また、上記ＦＩＲフィルタ１４として、騒音信号ｘkを処理することによりフィルタード・リファレンスｒkを生成するものと、二次音路Ｃを同定するために疑似信号ｍkを処理するものとを、それぞれ別個に設けてもよい。このようにすれば、適応消音動作と二次音路Ｃの同定動作とを同時に、しかも安全かつ確実に、実行でき、より安定した消音効果を得ることができる。
【００２１】
以上は、飽くまでエラーマイクロホン１１が排気ダクト１の排出口１ａの近傍に位置する場合のことであって、例えば図９に示すように、エラーマイクロホン１１が排気ダクト１内の途中に設けられており、当該エラーマイクロホン１１と上記排出口１ａとの距離（Ｌ２／２）が開いている場合には、次のような問題が生じる。
【００２２】
即ち、排気音のうち制御音によって打ち消されずに残った残留雑音は、最終的に上記排出口１ａから外部に排出される。しかし、この排出口１ａ付近においては音響インピーダンスが急変するため、残留雑音の一部は、同図に矢印１ｂで示すように、当該排出口１ａにおいて反射して、排気ダクト１内をそれまでとは反対の方向（同図の左側、即ち上流側）に向かって伝搬する。そして、この反対方向に向かって伝搬する所謂反射成分と、排気ダクト１内を上流側から下流側へと正規の方向に向かって伝搬する上記残留雑音と、が干渉し、これによって、或る特定の周波数において、エラーマイクロホン１１の収音位置で当該残留雑音の音圧が極端に小さくなる所謂音圧ディップが生じるようになる。このようにエラーマイクロホン１１の収音位置で音圧ディップを生じる周波数においては、ＬＭＳ演算部６は、排気音を十分に消音できているものと言わば誤認識する。従って、適応フィルタ５の伝達関数Ｗkは、当該周波数において、排気音を打ち消すようには成長しない。これにより、エラーマイクロホン１１の収音位置においては、見かけ上、この消音装置が消音の対象としている全周波数帯域にわたって一様に排気音を消音できている状態となるが、排気口１ａ付近を含む他の位置においては、上記周波数の排気音が残り、十分な消音効果が得られない、という問題がある。
【００２３】
上記エラーマイクロホン１１と排出口１ａとの距離が開いていることによって、二次音路Ｃも、次のような影響を受ける。即ち、二次音路Ｃの同定時において、上記疑似信号ｍkをスピーカ７に供給することにより当該スピーカ７から排気ダクト１内に放出させる音波、所謂同定音、もまた、その一部が上記排出口１ａで反射して、排気ダクト１内を上流側に向かって伝搬する。従って、当該二次音路Ｃを同定して得られる同定伝達関数Ｃhには、上記同定音の反射成分の伝搬経路であるところの上記エラーマイクロホン１１と排出口１ａとの間の空間、に係る伝達関数も含まれる。よって、この空間に係る現実の伝達関数と、上記同定伝達関数のうち当該空間に係る部分と、の関係によっては、例えばこれら両者が乖離している場合には、そのような周波数において、二次音路Ｃを精度良く同定できず、十分な消音効果が得られなくなることがある。このことについて、以下、数式を交えてより論理的に説明する。
【００２４】
例えば、今、図９の構成において、排気ダクト１内におけるスピーカ５の出力側からエラーマイクロホン１１の収音部分までの区間の音響伝達関数（即ち、図７における二次音路Ｃ）を、直接音路と呼び、これを符号Ｃaで表すとする。そして、排気ダクト１内におけるエラーマイクロホン１１の収音部分から当該排気ダクト１の排出口１ａの部分にまで至り、この排出口１ａにおいて反射して再度エラーマイクロホン１１の収音部分に戻るまでの区間、即ち上記反射成分の伝搬経路、の音響伝達関数を、反射音路と呼び、これを符号Ｐ２で表すとする。この場合、上記二次音路Ｃは、次の数５で表される。
【００２５】
【数５】
【００２６】
ここで、この二次音路Ｃの同定時に、エラーマイクロホン１１から出力されるエラー信号Ｅk（ただし、Ｅkは、上記エラー信号ｅkで構成されるベクトルをフーリエ変換することにより周波数領域の値に変換したものである。）は、当該二次音路Ｃの同定処理に係る部分についてのみ言えば（即ち、上記残留雑音を検出して得られる成分を除けば）、次の数６で表される。
【００２７】
【数６】
【００２８】
なお、この数６において、Ｍkは、疑似信号ｍkで構成されるベクトルをフーリエ変換することにより周波数領域の値に変換したものである。
【００２９】
そして、この数６における二次音路Ｃに、上記数５を代入すると、当該数６は、次の数７に示すようになる。
【００３０】
【数７】
【００３１】
この数７からも明らかなように、二次音路Ｃの同定時におけるエラー信号Ｅkは、上記直接音路Ｃaを介して当該同定音を直接的に検出して得た成分［Ｃa・Ｍk］と、この直接的な成分［Ｃa・Ｍk］に上記反射音路Ｐ２を掛け合わせた成分［Ｐ２・Ｃa・Ｍk］と、の和になる。即ち、当該二次音路Ｃの同定時において、上記反射音路Ｐ２が影響することが判る。
【００３２】
なお、上記数５で表される二次音路Ｃを同定して得られる同定伝達関数Ｃhは、次の数８で表される。
【００３３】
【数８】
【００３４】
ここで、Ｃahは、上記直接音路Ｃaの同定値（推定値）であり、Ｐ２hは、反射音路Ｐ２の同定値（推定値）である。
【００３５】
一方、図９の構成において、排気ダクト１内におけるリファレンスマイクロホン２の収音部分からエラーマイクロホン１１の収音部分までの区間の音響伝達関数（即ち、図７における一次音路Ｐ）を、主一次音路と呼び、これを符号Ｐ１で表すとする。この場合、本消音装置による適応消音動作において、上記合成伝達関数［Ｃ×Ｗk］による相補の対象となる一次音路Ｐは、次の数９で表される。
【００３６】
【数９】
【００３７】
そして、この適応消音動作時に、エラーマイクロホン１１から出力されるエラー信号Ｅk（ただし、上記同定音を検出して得られる成分を除く。）は、次の数１０で表される。
【００３８】
【数１０】
【００３９】
なお、この数１０において、Ｘkは、騒音信号ｘkで構成されるベクトルをフーリエ変換することにより周波数領域の値に変換したものである。
【００４０】
更に、この数１０における一次音路Ｐに、上記数９を代入すると共に、二次音路Ｃに、数５を代入すると、当該数１０は、次の数１１に示すようになる。
【００４１】
【数１１】
【００４２】
この数１１からも明らかなように、適応消音動作時のエラー信号Ｅkは、上記残留雑音を直接的に検出して得た成分［（Ｐ１＋Ｃa・Ｗk）Ｘk］と、この直接的な成分［（Ｐ１＋Ｃa・Ｗk）Ｘk］に上記反射音路Ｐ２を掛け合わせた成分［Ｐ２（Ｐ１＋Ｃa・Ｗk）Ｘk］と、の和になる。即ち、この適応消音動作時においても、上記反射音路Ｐ２が影響することが判る。
【００４３】
ところで、上記図９（図７）に示す制御系のように、騒音信号Ｘkを入力とし、エラー信号Ｅkを出力とする制御系においては、当該制御系全体の伝達関数Ｈkの経時的な変化は、次の数１２で表されることが知られている。
【００４４】
【数１２】
【００４５】
この数１２において、Ｃh＊は、ＦＩＲフィルタ１４の伝達関数（即ち二次音路Ｃを同定して得た同定伝達関数）Ｃhの複素共役である。また、GRは、所謂公比（Geometric Ratio）であって、即ち、ＬＭＳ演算部６による適応フィルタ５の伝達関数Ｗkの適応動作を１回実行すると、当該制御系全体の伝達関数Ｈkが、GR（＝［１−２μw・｜Ｘk｜２・Ｃ・Ｃh＊］）倍されることを示す。なお、この公比GRは、周波数領域の関数であって、各周波数毎にそれぞれ異なる値となる。
【００４６】
この公比GRの値により、本消音装置の制御系が（各周波数毎に）収束傾向にあるか否かを判断できる。具体的には、当該公比GRの絶対値が１よりも小さい（｜GR｜＜１）場合には、制御系は収束傾向にあり、安定した消音効果を期待できる。そして、この公比GRの絶対値が小さいほど、当該制御系の収束速度は速くなり、より効率的な消音動作を期待できる。一方、当該公比GRの絶対値が１よりも大きい（｜GR｜＞１）場合には、制御系は発散傾向となり、制御不能となる可能性がある。なお、この公比GRの絶対値が１（｜GR｜＝１）のときには、制御系は収束傾向にも発散傾向にもなく、よって消音効果は向上することも悪化することもない。
【００４７】
上記公比GRの絶対値は、当該公比GRを構成する現実の二次音路Ｃとその同定伝達関数Ｃhとの位相誤差θ（＝∠Ｃ・Ｃh＊）に依存する。具体的には、当該位相誤差θの絶対値が小さいほど上記公比GRの絶対値は小さく、位相誤差θの絶対値が大きいほど上記公比GRの絶対値は大きくなる。なお、この位相誤差θの絶対値がπ／２を超えると（｜θ｜＞π／２になると）、公比GRの絶対値が１よりも大きくなり、制御系が発散傾向となる。ただし、このような位相誤差θの絶対値と公比GRの絶対値との関係は、ステップ・サイズ・パラメータμwの大きさが１に比べて十分小さく設定されている場合にのみ、成立する。
【００４８】
ここで、上記数１２における二次音路Ｃと同定伝達関数Ｃhとに、それぞれ上記数５と数８とを代入すると、公比GRは、次の数１３に示すようになる。
【００４９】
【数１３】
【００５０】
この数１３において、Ｐ２h＊は、反射音路Ｐ２の推定値Ｐ２hの複素共役である。この数１３からも明らかなように、公比GRは、反射音路Ｐ２とその推定値Ｐ２hとの影響を受けることが判る。従って、例えば、二次音路Ｃを構成する直接音路Ｃaと反射音路Ｐ２とのうち、直接音路Ｃaについては比較的に精度良く同定できている（Ｃa≒Ｃah）としても、上記反射音路Ｐ２とその推定値Ｐ２hとの関係によっては、例えばこれら両者が乖離している場合には、（そのような周波数において）二次音路Ｃの同定精度が不十分となり、良好な消音効果が得られない場合がある。例えば、上記直接音路Ｃaを比較的に精度良く同定できている場合、上記位相誤差θは、次の数１４で表される。
【００５１】
【数１４】
【００５２】
そして、この数１４の関係を複素平面で表すと、図１０に示すようになる。同図に示すように、上記位相誤差θの要因となる反射音路Ｐ２とその推定値Ｐ２hとは、それぞれ実軸（Ｒｅ）上における１を中心とする円の円周上を回転する。この円の半径は、反射音路Ｐ２とその推定値Ｐ２hとの各大きさ（絶対値）｜Ｐ２｜、｜Ｐ２h｜を表し、これらは１よりも小さい。排気ダクト１の排出口１ａにおける音響反射率の大きさが、１よりも小さく、即ち当該排出口１ａに到達する音波がここで全て反射することはないからである。なお、ここでは、当該図面を簡素化して見易くするために、上記反射音路Ｐ２と推定値Ｐ２hとの各大きさ（上記円の半径）｜Ｐ２｜、｜Ｐ２h｜を、それぞれ等しくしてある。
【００５３】
この図１０によれば、上記反射音路Ｐ２とその推定値Ｐ２hとの各位相∠Ｐ２、∠Ｐ２hの如何によっては、上記位相誤差θ（≒∠｛（１＋Ｐ２）（１＋Ｐ２h＊）｝）が大きくなったり小さくなったりする。そして、この位相誤差θの絶対値が比較的に小さいときには（そのような周波数においては）、安定した消音効果を期待できる。一方、位相誤差θの絶対値が大きいときには、十分な消音効果が得られない。そして、これら反射音路Ｐ２と推定値Ｐ２hとの各絶対値｜Ｐ２｜、｜Ｐ２h｜が大きいほど、当該位相誤差θの絶対値は大きくなり、より消音効果が悪化する。
【００５４】
【発明が解決しようとする課題】
即ち、本発明が解決しようとする問題点は、上記のようにエラーマイクロホン１１の収音位置と排気ダクト１の排出口１ａとの距離［Ｌ２／２］が開いている場合に、これら両者間に形成される反射音路Ｐ２の影響により、或る特定の周波数において消音効果が悪化する、という点である。
【００５５】
また、上記距離［Ｌ２／２］が大きいほど、エラーマイクロホン１１の収音位置において上述した音圧ディップが発生する周波数は、低くなる。ここで、上記のような能動型消音装置は、主として、受動型（パッシブ型）の消音装置では消音が困難とされている比較的に低周波数帯域（例えば５００Ｈｚ以下）の音波を消音の対象とする、ということを鑑みると、かかる低周波数帯域において上記音圧ディップが発生することは、好ましくない。即ち、このような音圧ディップが起因して発生する上記問題は、上記距離［Ｌ２／２］が大きいほど、顕著になる。
【００５６】
そこで、本発明は、上記反射音路Ｐ２のような反射経路の影響を排除することにより、雑音除去の対象としている全周波数帯域において、一様に雑音除去効果を得ることのできる能動型雑音除去装置、を提供することを目的とする。
【００５７】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、本発明の能動型雑音除去装置は、
第１の伝達関数を有する伝送路に入力される被制御信号を検出する第１の検出手段と、
上記伝送路の途中において当該伝送路内を伝搬する信号を検出する第２の検出手段と、
上記第１の検出手段の出力信号を処理し、この処理して得た制御用信号を、上記伝送路内における上記第１及び第２の各検出手段間の或る地点に放出する適応フィルタ手段と、
上記第１の検出手段の出力信号をディジタルフィルタ手段により処理した後の信号と上記第２の検出手段の出力信号とが入力され、これらに応じて、上記適応フィルタ手段の伝達関数と、上記適応フィルタ手段の出力側から上記伝送路の一部を経て上記第２の検出手段の検出部分までの間に存在する第２の伝達関数と、の合成による伝達関数が、上記第１の伝達関数と相補する状態に、上記適応フィルタ手段の伝達関数を制御する適応フィルタ制御手段と、
例えばランダムな疑似信号を生成して上記第２の伝達関数に入力する疑似信号生成手段と、
上記第１の検出手段と上記適応フィルタ制御手段との間に介在して上記第２の伝達関数を補償する上記ディジタルフィルタ手段を含み、該ディジタルフィルタ手段に上記疑似信号を入力して、このディジタルフィルタ手段により当該擬似信号を処理した後の信号とそのときの上記第２の検出手段の出力信号とが近似するように、上記疑似信号と上記第２の検出手段の出力信号とに基づいてディジタルフィルタ手段の伝達関数を制御することにより上記第２の伝達関数を同定する同定フィルタ制御手段と、を具備する。
そして、この同定フィルタ制御手段によって上記第２の伝達関数を同定して得た同定伝達関数のうち、上記疑似信号が上記第２の検出手段の検出部分から上記伝送路の出力側端部にまで伝搬して当該出力側端部において反射して折り返し再度上記第２の検出手段により検出されるまでの反射経路に係る部分、を抽出する反射経路関数抽出手段と、
この反射経路関数抽出手段によって抽出して得た上記反射経路に係る部分を相殺するための相殺伝達関数を導出する相殺伝達関数導出手段と、
上記同定伝達関数のうち上記反射経路関数抽出手段によって抽出して得た上記反射経路に係る部分を上記相殺伝達関数に置換する伝達関数置換手段と、
この伝達関数置換手段による置換後の上記周波数領域の伝達関数を、上記ディジタルフィルタ手段の伝達関数として設定する伝達関数設定手段と、
を具備するものである。
【００５８】
なお、上記ディジタルフィルタ手段は、例えばＤＳＰ（ディジタル信号処理装置）等によって構成でき、同定フィルタ制御手段、反射経路関数抽出手段、相殺伝達関数導出手段及び伝達関数置換手段は、例えばＣＰＵ（中央演算処理装置）等によって構成できる。また、上記伝送路内を伝搬する信号が例えば音波である場合には、上記検出手段は、マイクロホンや音圧センサ等により構成できる。また、上記適応フィルタ手段は、例えばＤＳＰ等によって構成でき、適応フィルタ制御手段及び伝達関数設定手段は、例えばＣＰＵ等によって構成できる。さらに、上記伝送路内を伝搬する信号が例えば音波である場合には、上記第１及び第２の各検出手段は、マイクロホンや音圧センサ等により構成できる。
【００５９】
即ち、本発明の能動型雑音除去装置によれば、第１の検出手段が、伝送路に入力される被制御信号、即ち当該能動型雑音除去装置が除去対象とする信号、を検出する。そして、第２の検出手段が、伝送路の途中（上記被制御信号の伝搬方向で言うところの上記第１の検出手段よりも下流側）において、当該伝送路内を伝搬する信号を検出する。更に、伝送路の上記第１の検出手段が設けられている位置と第２の検出手段が設けられている位置との間の或る地点には、適応フィルタ手段によって上記第１の検出手段の出力信号を処理して得た制御用信号が、放出される。なお、この適応フィルタ手段の出力側から伝送路の下流側の一部を経て第２の検出手段の検出部分までの間には、第２の伝達関数が存在する。そして、適応フィルタ制御手段が、第１の検出手段の出力信号をディジタルフィルタ手段により処理した後の信号と第２の検出手段の出力信号とに応じて、適応フィルタ手段の伝達関数と上記第２の伝達関数との合成伝達関数が、上記第１の伝達関数と相補するように、適応フィルタ手段の伝達関数を、例えばＬＭＳアルゴリズム等の演算式に基づいて制御する。このように、適応フィルタ手段の伝達関数と第２の伝達関数との合成伝達関数が、上記第１の伝達関数と相補することによって初めて、適応フィルタ手段から伝送路内に放出される上記制御用信号により、当該伝送路内を伝搬している上記被制御信号を、打ち消すことができる。
【００６０】
ただし、上記のように適応フィルタ手段の伝達関数を適応制御することによって、当該適応フィルタ手段の伝達関数と上記第２の伝達関数との合成伝達関数を上記第１の伝達関数と相補にするには、当該適応制御において、上記第２の伝達関数を何らかの方法により同定してこれを補償する必要がある。そこで、本発明では、上記第１の検出手段と適応フィルタ制御手段との間に、上記第２の伝達関数を補償するための上記ディジタルフィルタ手段を設ける。即ち、本発明の能動型雑音除去装置全体の制御系を、上述したfiltered-x LMSアルゴリズム構成とするのである。そして、疑似信号生成手段が生成する疑似信号を用いて、当該ディジタルフィルタ手段により上記第２の伝達関数を補償すべく伝達関数を同定する。この第２の伝達関数の同定は、当該ディジタルフィルタ手段を備えた同定フィルタ制御手段が行う。具体的には、ディジタルフィルタ手段と第２の伝達関数とに、それぞれ上記疑似信号を入力する。そして、この状態で、当該ディジタルフィルタ手段により擬似信号を処理した後の信号と、そのときの上記第２の検出手段の出力信号とが近似するように、上記疑似信号と第２の検出手段の出力信号とに基づいてディジタルフィルタ手段の伝達関数を制御する。これにより、ディジタルフィルタ手段の伝達関数と第２の伝達関数とが略等価となって、当該第２の伝達関数の同定が実現される。
【００６１】
しかし、この第２の伝達関数の同定時においては、上記第２の検出手段は、上記疑似信号生成手段から当該第２の伝達関数を経て直接的に検出する疑似信号の他に、この疑似信号が伝送路の出力側端部において反射して当該伝送路内に向かって折り返し再度第２の検出手段側に戻ってくる反射成分をも、同時に検出する。従って、上記同定フィルタ制御手段によって同定して得た伝達関数には、当該反射成分の伝搬経路である所謂反射経路、に係る伝達関数も含まれる。よって、この反射経路を含む伝達関数を上記ディジタルフィルタ手段の伝達関数として設定し、この状態で上記適応フィルタ手段の伝達関数を適応制御（所謂適応雑音除去動作を実行）した場合、当該反射経路の影響により、十分な雑音除去効果を得られない場合がある。
【００６２】
そこで、本発明の能動型雑音除去装置においては、上記同定フィルタ制御手段により上記第２の伝達関数を同定して得た同定伝達関数のうち、上記反射経路に係る部分を抽出する反射経路関数抽出手段、を設ける。そして、この反射経路関数抽出手段によって抽出して得た上記反射経路に対応する部分を相殺するための言わば逆元的な伝達関数である相殺伝達関数、を導出する相殺伝達関数導出手段、を設ける。更に、上記同定伝達関数のうち上記反射経路に対応する部分を上記相殺伝達関数に置換する伝達関数置換手段、を設ける。そして、伝達関数設定手段が、この伝達関数置換手段による置換後の上記周波数領域の伝達関数、即ち上記反射経路に係る部分を相殺するための所謂逆元的要素を含む伝達関数を、上記ディジタルフィルタ手段の伝達関数として当該ディジタルフィルタ手段に設定する。このようにすれば、上記反射経路の影響を積極的に排除することができ、適応フィルタ手段の伝達関数を更新制御する際に、あたかも当該反射経路が最初から存在しないのと等価な状態を形成できる。従って、本発明の能動型雑音除去装置が雑音除去の対象とする全周波数帯域において、一様な雑音除去効果を得ることができる。このことは、後述するように、計算機によるシミュレーション実験により、確認された。
【００６３】
なお、上記相殺伝達関数導出手段は、例えば、上記相殺伝達関数として、実際の伝送路の伝達関数とこれを同定して得られる上記同定伝達関数との位相差を構成する各要素のうち、上記反射経路に係る部分を、積極的に概略零（０）にするための伝達関数、を導出するよう構成する。この導出は、上記同定伝達関数のうちの上記反射経路関数抽出手段によって抽出して得た反射経路に係る部分を用いて、換言すれば、当該同定して得た反射経路に係る部分を実際の反射経路の伝達関数と仮定して、行う。
【００６４】
また、上記反射経路関数抽出手段は、例えば次のような構成により実現できる。
即ち、上記同定伝達関数の中から上記反射経路に係る部分を抽出するには、当該同定伝達関数を時間領域、即ち所謂インパルス応答特性、で表した方が便利であり、当該抽出を容易に行える。そこで、当該同定伝達関数が、例えば周波数領域の関数である場合には、これを逆フーリエ変換する等の所定の変換処理を施すことにより、時間領域で表す手段、を設ける。なお、この同定伝達関数を、上記同定フィルタ制御手段から、直接、時間領域で取り込むことができる場合には、これをそのまま利用してもよい。
そして、この時間領域で表される同定伝達関数において、上記反射経路に係る部分を特定する反射経路特定手段と、
この反射経路特定手段によって特定して得た上記反射経路に係る部分を実際に抽出する抽出実行手段と、
を設ける。
【００６５】
更に、上記反射経路特定手段については、次のように構成してもよい。即ち、上記時間領域で表される同定伝達関数、所謂インパルス応答特性には、いくつかのピーク成分が含まれる。これら各ピーク成分のうち、最大のピーク・トゥー・ピーク値を有するピーク成分は、上記疑似信号生成手段から伝送路内に入力される疑似信号のうち、当該伝送路を経て直接的に検出手段に入力される所謂直接的成分、に対応する。そして、２番目に大きいピーク・トゥー・ピーク値を有するピーク成分以降が、上記疑似信号のうち、伝送路の出力側端部で反射して再度検出手段に入力される反射成分、に対応する、と考えられる。そこで、上記インパルス応答特性において、当該２番目に大きいピーク・トゥー・ピーク値を有するピーク成分が存在する部分以降の部分を、上記反射経路に係る部分として特定するよう、当該反射経路特定段を構成してもよい。或いは、インパルス応答特性において、上記２番目に大きいピーク成分が存在する部分を含む所定区間、例えば当該２番目に大きいピーク成分が存在する部分以降の部分でインパルス応答特性の絶対値が比較的に大きい区間等を、上記反射経路に係る部分として特定してもよい。
【００６６】
上記反射経路特定手段は、次のようにも構成できる。即ち、上記時間領域で表される同定伝達関数において、上記直接的成分に対応する最大のピーク・トゥー・ピーク値を有するピーク成分が現れる時点から、上記反射成分に対応する２番目に大きいピーク・トゥー・ピーク値を有するピーク成分が現れる時点まで、の時間的な間隔は、上記疑似信号が上記検出手段の検出部分から伝送路の出力側端部にまで伝搬して当該出力側端部において反射して再度上記検出手段の検出部分にまで到達するのに要する時間に、相当する。そこで、上記最大のピーク・トゥー・ピーク値を有するピーク成分が現れる時点を基準とし、この基準時点から、上記疑似信号が上記検出手段の検出部分から伝送路の出力側端部にまで伝搬して当該出力側端部において反射し、再度上記検出手段の検出部分にまで到達するのに要する時間を隔てた時点、に略対応する部分以降の部分、または当該時点に略対応する部分を含む所定区間を、上記反射成分に対応する部分として特定するよう、当該反射経路特定手段を構成してもよい。
【００６７】
ここで、上記疑似信号が、検出手段の検出部分から伝送路の出力側端部にまで伝搬して折り返し再度検出手段の検出部分にまで到達するのに要する時間は、現実の反射経路の距離とこの反射経路における疑似信号の伝搬速度との関係から予測できる。具体的には、上記検出手段の検出部分から上記伝送路の出力側端部までの区間の距離の略２倍（即ち往復分）の距離を、この区間における疑似信号の伝搬速度（例えば平均速度）で除算することにより、当該時間を算出できる。
【００６８】
また、反射経路特定手段は、次のようにも構成できる。即ち、まず、上記時間領域で表される同定伝達関数において、上記基準時点から、上記疑似信号が上記検出手段の検出部分から上記伝送路の出力側端部にまで伝搬して当該出力側端部において反射し、再度上記検出手段の検出部分にまで達するのに要する時間を隔てた時点、に略対応する部分を特定する。これにより、上記反射経路に係る部分を、大まかに特定し、所謂当たりを付ける。そして、この当たりを付けた部分を含む或る区間内、例えば当該当たりを付けた部分の前後付近において、ピーク・トゥー・ピーク値が最も大きいピーク成分を探し出し、この探し出したピーク成分が存在する部分以降の部分、または当該探し出したピーク成分の存在する部分を含む所定区間を、最終的に上記反射経路に係る部分として特定するよう、構成してもよい。
【００６９】
なお、上記抽出実行手段は、所定の窓関数により、構成できる。この所定の窓関数としては、例えば一般に知られている矩形窓や指数窓、或いはガウス（Gauss）窓、ハニング（Hanning）窓、ハミング（Hamming）窓、二乗余弦（Raised cosine）窓、ブラックマン（Blackman）窓等の、各種窓関数がある。これら任意の窓関数を用いることにより、上記反射経路に係る部分を抽出できる。また、この抽出処理の際に、使用する窓関数の特性に応じて、上記同定伝達関数を加工することもできる。
【００７０】
ところで、上記反射経路は、上記信号伝送路の一部であることから、当然に時間遅延要素を有し、これは周波数領域において位相の遅れとして表現される。そして、この位相遅れを生ずる反射経路、を相殺するための上記相殺伝達関数は、位相の進みを生ずるもの、即ち時間領域においては負の時間遅延を有するもの、でなければならない。かかる負の時間遅延要素を有する所謂非因果性の伝達関数を、時間領域の処理により導出するのは、基本的に不可能である。そこで、本発明では、当該負の時間遅延要素を有する相殺伝達関数を導出するために、周波数領域において処理を行う。
【００７１】
具体的には、上記相殺伝達関数導出手段については、上記相殺伝達関数を周波数領域で導出するよう構成する。そして、伝達関数置換手段については、周波数領域において、上記同定伝達関数のうち上記反射経路に係る部分を相殺伝達関数に置換する。更に、伝達関数設定手段は、上記伝達関数置換手段による置換後の周波数領域の伝達関数をディジタルフィルタ手段に設定し、適応フィルタ手段については、上記第1の検出信号の出力信号を周波数領域で処理する。そして、適応フィルタ制御手段については、周波数領域において、第１の検出手段の出力信号を上記ディジタルフィルタ手段により処理した後の信号と、上記第２の検出手段の出力信号とに基づいて、ディジタルフィルタ手段の伝達関数を制御するよう構成する。
【００７２】
【発明の実施の形態】
本発明を例えば能動型消音装置に応用する場合の一実施の形態について、各図を参照しながら説明する。図１に、本実施の形態の概略構成を示す。同図に示すように、本実施の形態は、上述した図９に示す従来の消音装置において、ＬＭＳ演算部１６による演算結果に応じてＦＩＲフィルタ１４の伝達関数Ｃhを制御するフィルタ制御部１８を設けたものである。これ以外の構成については、上記図９に示す従来技術と同様であるので、これら同等な部分については同一符号を付して、その詳細な説明を省略する。
【００７３】
即ち、本実施の形態では、上記フィルタ制御部１８を設けることにより、上述した反射音路Ｐ２の影響を積極的に相殺して、適応フィルタ５の伝達関数Ｗkの更新制御時に、あたかも当該反射音路Ｐ２が最初から存在しないのと同様な状態を形成する。具体的には、上述した数１３で表される公比GRにおいて、上記反射音路Ｐ２に係る部分［（１＋Ｐ２）（１＋Ｐ２h＊）］が１となるような状態を形成する。このようにすれば、上述した数１４で表される位相誤差θがθ＝０[rad]となり、消音対象とする全周波数帯域において一様に安定した消音効果を得られることが期待できる。以下、その手順について、詳しく説明する。
【００７４】
まず、上述した従来技術と同様の手順により二次音路Ｃを同定する。そして、この二次音路Ｃの同定後、即ち現実の二次音路Ｃとこれを同定して得たＦＩＲフィルタ１４の伝達関数Ｃhとが略等価な状態において、当該同定伝達関数Ｃhに係る情報を、ＬＭＳ演算部１６からフィルタ制御部１８に与える。これにより、フィルタ制御部１８は、二次音路Ｃの推定値である同定伝達関数Ｃhを認識する。フィルタ制御部１８は、この同定伝達関数Ｃhを、例えば逆フーリエ変換する等、所定の変換処理をすることにより、時間領域の関数に変換して、例えば図２に示すようなインパルス応答特性を得る。なお、フィルタ制御部１８が、ＬＭＳ演算部１６から上記同定伝達関数Ｃhを直接時間領域で取り込むことができる場合には、これをそのまま利用してもよい。
【００７５】
同図に示すように、上記同定伝達関数Ｃhのインパルス応答特性は、概ね２つの比較的に大きいピーク成分２０、３０を有する。これら各ピーク成分２０、３０は、それぞれ時間間隔Ｔ２を隔てて現れる。このうち、時間的に先に現れるピーク成分２０は、二次音路Ｃの同定時にスピーカ７から放出される同定音（疑似信号ｍk）が、上述した直接音路Ｃaを経て直接的にエラーマイクロホン１１に入力される、所謂直接的成分に対応する。一方、このピーク成分２０よりも時間的に遅れて現れるピーク成分３０は、上記エラーマイクロホン１１の収音部分を通過した同定音の一部が、排気ダクト１の排出口１ａで反射して折り返し再度エラーマイクロホン１１に入力される、反射成分に対応する。
【００７６】
なお、上記各ピーク成分２０、３０間の時間間隔Ｔ２は、上記同定音がエラーマイクロホン１１の収音部分を通過してから排気ダクト１の排出口１ａで反射して折り返し再度エラーマイクロホン１１の収音部分にまで到達するのに要する時間、に相当する。また、各ピーク成分２０、３０の各ピーク・トゥー・ピークの絶対値Ｕa、Ｕ２を比較すると、上記直接的成分に対応するピーク成分２０の絶対値Ｕaの方が、反射成分に対応するピーク成分３０の絶対値Ｕ２よりも大きい（Ｕa＞Ｕ２）。これは、上記排気ダクト１の排出口１ａにおける音響反射率の大きさが１よりも小さく、即ち当該排出口１ａに到達した同定音がここで全て反射することはないからである。
【００７７】
フィルタ制御部１８は、上記のようなインパルス応答特性の中から、反射音路Ｐ２に係る部分を、特定する。この特定は、例えば、上記インパルス応答特性に含まれるピーク成分のうち、上記ピーク・トゥー・ピーク値が２番目に大きいピーク成分３０を捉え、このピーク成分３０を含むそれ以降のインパルス応答特性を、反射音路Ｐ２に係る部分と見なすことで、実現できる。
【００７８】
また、これに代えて、例えば上記インパルス応答特性のうち、上記直接的成分に対応するピーク成分２０が現れる時点ｔ０を基準とし、この基準時点ｔ０から上記時間間隔Ｔ２を隔てた時点ｔ２、に対応する部分以降の部分を、上記反射音路Ｐ２に係る部分として特定してもよい。この時間間隔Ｔ２は、例えば当該反射音路Ｐ２の距離Ｌ２を、この反射音路Ｐ２内における同定音の平均伝搬速度で除算することにより、導出できる。
【００７９】
更に、上記反射音路Ｐ２に係る部分は、次の方法によっても特定できる。即ち、まず、上記インパルス応答特性において、上記基準時点ｔ０から上記時間間隔Ｔ２を隔てた時点ｔ２、に対応する部分を、概略的に特定する。これにより、上記反射音路Ｐ２に係る部分を、大まかに特定し、所謂当たりを付ける。そして、この当たりを付けた部分の例えば前後付近において、最もピーク・トゥー・ピーク値の大きい部分（即ち上記ピーク成分３０）を探し出し、この最も大きい部分以降の部分を、最終的に上記反射音路Ｐ２に係る部分として特定してもよい。このように、上記反射音路Ｐ２に係る部分を特定する方法は、いろいろあるが、これら以外の方法により、当該反射音路Ｐ２に係る部分を特定してもよい。
【００８０】
上記のように反射音路Ｐ２に係る部分を特定した後、フィルタ制御部１８は、この特定して得た反射音路Ｐ２に係る部分を抽出する。具体的には、例えば、上記インパルス応答特性において、上記ピーク成分３０が現れる時点ｔ２以降の部分、または当該時点ｔ２よりも少し前の時点ｔaからそれ以降の部分を、抽出する。或いは、当該インパルス応答特性において、上記ピーク成分３０を含む所定区間、例えば上記時点ｔa以降の部分でインパルス応答特性の絶対値Ｕが比較的に大きく、換言すれば反射音路Ｐ２による影響が比較的に大きいと思われる区間Ｔp、のみの部分を抽出してもよい。この抽出は、例えば一般に知られている矩形窓や指数窓等の窓関数を用いて上記インパルス応答特性を処理することにより、実現できる。また、当該窓関数として、例えばガウス窓やハニング窓等の所定の特性を有する窓を用いれば、上記インパルス応答特性を所定の形態に加工することもできる。
【００８１】
上記のように抽出して得た反射音路Ｐ２に係る部分は、上述した数８で表されるところの当該反射音路Ｐ２の推定値Ｐ２hに相当する。フィルタ制御部１８は、この推定値Ｐ２hを、現実の反射音路Ｐ２であると仮定して、当該反射音路Ｐ２を相殺するための言わば逆元的な伝達関数である相殺伝達関数iＰ２hを導出する。この相殺伝達関数iＰ２hとは、上述した公比GRを構成する各要素のうち反射音路Ｐ２に係る部分［（１＋Ｐ２）（１＋Ｐ２h＊）］を１とするためのものであって、次の数１５で表される。
【００８２】
【数１５】
【００８３】
即ち、この数１５における相殺伝達関数iＰ ２ hに関する式（iＰ ２ h＝−｛Ｐ ２ ＊ ／（１＋Ｐ ２ ＊ ）｝）において、現実の反射音路Ｐ２に、上記推定値Ｐ２hを代入して、当該相殺伝達関数iＰ２hを導出する。そして、フィルタ制御部１８は、この導出して得た相殺伝達関数iＰ２hを、上記数８における推定値Ｐ２hに代入して、即ち次の数１６に基づいて、上記反射音路Ｐ２を相殺するための逆元的要素を含む伝達関数iＣhを導出する。
【００８４】
【数１６】
【００８５】
そして、フィルタ制御部１８は、この数１６に基づいて導出して得た伝達関数iＣhを、ＦＩＲフィルタ１４に設定する。このようにすれば、上記公比GRを構成する反射音路Ｐ２に係る部分［（１＋Ｐ２）（１＋Ｐ２h＊）］が１となり、上述した数１４で表される位相誤差θがθ＝０[rad]となる。即ち、当該反射音路Ｐ２があたかも最初から存在しないのと等価な状態を構成でき、消音対象である全周波数帯域において、一様に安定した消音効果を得ることができる。
【００８６】
ただし、上記のような消音効果を得るには、二次音路Ｃを比較的に精度良く同定できていることが前提となる。従って、例えば排気ダクト１内の温度変化等に応じて適宜に、または、定期的に、二次音路Ｃを同定し直すことが望ましい。また、上述したようにＦＩＲフィルタ１４として、騒音信号ｘkを処理するためのものと、疑似信号ｍkを処理するためのものとを、別個に設けることによって、適応消音動作と二次音路Ｃの同定動作とを同時に実行するよう構成してもよい。
【００８７】
ところで、上記反射音路Ｐ２は、排気音の伝送路である排気ダクト１の一部分であることから、当然に時間遅延要素を有し、これは周波数領域において位相の遅れとして表現される。そして、この位相遅れを生ずる反射音路Ｐ２を相殺するための上記相殺伝達関数iＰ２hは、位相の進みを生ずるもの、即ち時間領域においては負の時間遅延を有するもの、でなければならない。よって、この相殺伝達関数iＰ２hを含む上記ＦＩＲフィルタ１４の伝達関数iＣhもまた、当然に負の遅延要素を有するものになる。かかる負の時間遅延要素を有する所謂非因果性のフィルタ１４を、時間領域フィルタで実現するのは、基本的に不可能である。そこで、本実施の形態においては、当該フィルタ１４を、周波数領域で処理を行うフィルタにより実現する。また、これに伴い、適応フィルタ５及びこれらを制御するためのＬＭＳ演算部６、１６等についても、周波数領域で処理するよう構成する。その具体例を、図３に示す。
【００８８】
同図に示すように、リファレンスマイクロホン２から出力される騒音信号をディジタル信号ｘkに変換するためのＡ／Ｄ変換器４の出力側と、適応フィルタ５及びＦＩＲフィルタ１４の各入力側と、の間に、バッファ２０と変換部２１とを、直列に設ける。即ち、バッファ２０は、上記Ａ／Ｄ変換器４によりディジタル化した騒音信号ｘkを、所定時間分（所定サンプル分）ずつ順次記憶する。ここで言う所定時間とは、適応フィルタ５及びフィルタ１４が、周波数領域でフィルタリング処理をするのに十分な時間を言う。そして、変換部２１は、バッファ２０から順次出力される上記所定時間分の時間領域の騒音信号ｘkを、周波数領域の信号に変換して出力する。
【００８９】
そして、エラーマイクロホン１１から出力されるエラー信号をディジタル信号ｅkに変換するためのＡ／Ｄ変換器１３の出力側と、ＬＭＳ演算部６及び比較器１７と、の間に、上記と同様のバッファ２２と変換部２３とを、直列に設ける。即ち、バッファ２２は、上記Ａ／Ｄ変換器１３によりディジタル化したエラー信号ｅkを、上記所定時間分ずつ順次記憶する。そして、変換部２３は、バッファ２２から順次出力される上記所定時間分の時間領域のエラー信号ｅkを、周波数領域の信号に変換して出力する。
【００９０】
即ち、上記構成により、適応フィルタ５は、周波数領域で騒音信号ｘkを処理し、フィルタ１４は、周波数領域で上記騒音信号ｘkまたは疑似信号ｍkを処理する。そして、これら各フィルタ５、１４の各伝達関数Ｗk、Ｃhを更新制御する各ＬＭＳ演算部６、１６もまた、周波数領域で演算を行う。
【００９１】
更に、加算器８の出力側とＤ／Ａ変換器９の入力側との間に、逆変換部２４と同期部２５とを、直列に設ける。即ち、逆変換部２４は、適応フィルタ５から加算器８を経て入力される周波数領域の制御用信号ｙkを、時間領域の信号に逆変換する。また、二次音路Ｃの同定時には、逆変換部２４は、疑似信号発生器１５から加算器８を経て入力される周波数領域の疑似信号ｍkをも、時間領域の信号に逆変換する。そして、同期部２５は、この時間領域に逆変換された制御用信号ｙkまたは疑似信号ｍkの同期（タイミング）を整えて所謂ブロック処理等を行ってから、当該各信号ｙk、ｍkをＤ／Ａ変換器９に入力する。
【００９２】
なお、本実施の形態におけるリファレンスマイクロホン１が、特許請求の範囲に記載の第１の検出手段に対応し、エラーマイクロホン１１が、特許請求の範囲に記載の第２の検出手段に対応する。そして、適応フィルタ５が、特許請求の範囲に記載の適応フィルタ手段に対応し、ＬＭＳ演算部６が、特許請求の範囲に記載の適応フィルタ制御手段に対応する。そして、排気音が、特許請求の範囲に記載の被制御信号に対応し、制御音が、特許請求の範囲に記載の制御用信号に対応する。また、一次音路Ｐが、特許請求の範囲に記載の第１の伝達関数に対応し、二次音路Ｃが、特許請求の範囲に記載の第２の伝達関数に対応する。
【００９３】
更に、疑似信号発生器１５が、特許請求の範囲に記載の疑似信号生成手段に対応する。そして、フィルタ１４が、特許請求の範囲に記載のディジタルフィルタ手段に対応し、このフィルタ１４、ＬＭＳ演算部１６及び比較器１７から成る部分が、特許請求の範囲に記載の同定フィルタ制御手段に対応する。そして、フィルタ制御部１８が、特許請求の範囲に記載の反射経路関数抽出手段、相殺伝達関数導出手段、伝達関数置換手段及び伝達関数設定手段に対応する。
【００９４】
なお、本実施の形態における適応フィルタ５及びフィルタ１４は、例えばＤＳＰにより構成できる。そして、これらを制御する各ＬＭＳ演算部６、１６は、例えばＣＰＵにより構成できる。なお、このＬＭＳ演算部１６によりフィルタ１４の伝達関数Ｃhを制御するのに、ＬＭＳアルゴリズムを用いたが、例えば一般に知られているＭ系列信号を用いた相関法等の当該ＬＭＳアルゴリズム以外の適応制御アルゴリズムを用いてもよい。また、本実施の形態において新たに追加したフィルタ制御部１８についても、ＣＰＵにより構成できる。従って、本実施の形態において当該フィルタ制御部１８を追加しても、消音装置全体が大型化したり、極端に高コスト化したりすることはない。そして、このフィルタ制御部１８は、例えばＬＭＳ演算部１６に内蔵することもできる。
【００９５】
更に、本実施の形態では、本発明を能動型消音装置に応用する場合について説明したが、これに限らない。例えば、一般に知られているエコーキャンセラ等の他の雑音除去装置についても、本発明を応用できる。更に、図８に示すような二次音路Ｃ等の任意の信号伝送路の伝達関数を同定することを目的とする所謂伝達関数同定装置にも、本発明を応用できる。
【００９６】
【実施例】
本実施の形態の実施例として、「本実施の形態によれば、反射音路Ｐ２が存在しても、消音対象とする全周波数帯域において一様に安定した消音効果が得られる。」、という本実施の形態の効果を立証するための実験を行なったので、以下に説明する。
【００９７】
まず、上記図３に示す消音装置と同様の制御系を、計算機によりシミュレートして形成する。ここで、排気ダクト１内におけるリファレンスマイクロホン２からエラーマイクロホン１１までの間の主一次音路Ｐ１を、２０タップ目に値１のインパルスを有する所謂単純遅延とする。一方、二次音路Ｃについては、図４に示すように、スピーカ７から放出された同定音が、１０タップ目に値１でエラーマイクロホン１１の収音部分に到達した後、排気ダクト１の排出口１ａにおいて反射して折り返し、この反射成分が最終的に２０タップ目に値−０．９でエラーマイクロホン１１の収音部分にまで戻ってくる、というモデルをシミュレートする。
【００９８】
そして、フィルタ１４に、上記図４と全く同様のインパルス応答特性を有する伝達関数Ｃh（＝Ｃ）を設定し、この状態で、適応消音動作を計算機上で実行する。これとは別に、上記図４における反射成分を積極的に相殺すべく相殺伝達関数iＰ２h（数１５）を導出し、これを数８におけるＰ２hと置換した伝達関数iＣh（数１６）をフィルタ１４に設定し、この状態で、適応消音動作を実行する、というシミュレーションを行なう。そして、これら各条件による消音効果を、エラー信号Ｅkのレベルに基づいて、評価する。
【００９９】
なお、上記適応消音動作に係る各パラメータの設定条件は、次の通りである。即ち、適応フィルタ５のタップ長wtapを、wtap＝１２８とし、フィルタ１４のタップ長ctapを、ctap＝１２８とする。また、各バッファ２０、２２についても、これらのバッファ長ｂをｂ＝１２８とする。更に、ステップ・サイズ・パラメータμwについては、μw＝０．１と比較的に大き目の値に設定する。このようにステップ・サイズ・パラメータμwの値を大き目の値に設定するのは、上記シミュレーション結果（消音効果）を短時間で確認するためである。そして、これらの条件の下、上述した数２に基づいて、厳密には当該数２を周波数領域で表した演算式に基づいて、適応フィルタ５のフィルタ係数Ｗkを更新制御する。
【０１００】
図５に、上記フィルタ係数Ｗkの更新処理を４回実行したときのシミュレーション結果を示す。なお、同図において、（ａ）は、フィルタ１４に、上記図４と全く同様のインパルス応答特性を有する伝達関数Ｃh（＝Ｃ）を設定した場合のシミュレーション結果である。そして、同図（ｂ）は、上記相殺伝達関数iＰ２を含む伝達関数iＣhを、フィルタ１４に設定した場合のシミュレーション結果である。なお、各図の横軸の値は、周波数（消音対象周波数）ｆをタップ長換算した値を示し、縦軸の値は、上記エラー信号ｅkの信号レベルｅを周波数領域で表した値を示す。
【０１０１】
同図（ａ）に示すように、フィルタ１４に設定されている伝達関数Ｃhと、現実の二次音路Ｃとが等価な場合（Ｃh＝Ｃ）には、周波数ｆによっては、最大で−４０ｄＢ強という非常に大きな消音効果が得られる。ただし、消音効果が極端に悪い周波数ｆもあることが判る。一方、同図（ｂ）に示すように、上記相殺伝達関数iＰ２を含む伝達関数iＣhをフィルタ１４に設定した場合には、全周波数帯域において、一様な消音効果を得られることが判る。
【０１０２】
なお、図６に、上記反射音路Ｐ２が無い場合（即ち、エラーマイクロホン１１が排気ダクト１の排出口１ａ付近に設けられている場合）のシミュレーション結果を示す。同図に示すように、反射音路Ｐ２が存在しない場合には、上記相殺伝達関数iＰ２を含む伝達関数iＣhをフィルタ１４に設定した場合と略同様の実験結果が得られた。これにより、本実施の形態によれば、あたかも反射音路Ｐ２が最初から存在しないのと等価な状態を形成でき、全周波数帯域において一様に安定した消音効果が得られる、ということが証明された。
【０１０３】
【発明の効果】
以上のように、本発明の能動型雑音除去装置は、第２の伝達関数を補償するためのディジタルフィルタ手段を有するfiltered-x LMSアルゴリズム構成の制御系において、当該第２の伝達関数を同定して得た同定伝達関数のうち、反射経路に係る部分を積極的に排除して、これを当該ディジタルフィルタ手段の伝達関数として設定する。これにより、あたかも反射経路が最初から存在しないのと等価な状態を形成でき、雑音除去の対象とする全周波数帯域において、一様に安定した雑音除去効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明を能動型消音装置に応用する場合の一実施の形態を示す概略構成図である。
【図２】 同実施の形態において、二次音路Ｃを同定して得た伝達関数Ｃhを時間領域で表したインパルス応答特性図である。
【図３】 同実施の形態に係る制御系の正確な構成を示す図である。
【図４】 同実施の形態の実施例として、同実施の形態による効果を立証するためのシミュレーション実験の条件を模式的に示す図である。
【図５】 同実施例における実験結果を示す図で、（ａ）は、反射音路Ｐ２を含む二次音路Ｃを同定して得た伝達関数Ｃhをそのまま用いて適応消音動作を計算機上で実行した場合のシミュレーション結果、（ｂ）は、同定伝達関数Ｃhのうち反射音路Ｐ２に係る部分を積極的に排除した伝達関数iＣhを用いて適応消音動作を計算機上で実行した場合のシミュレーション結果である。
【図６】 同実施例における比較対象データで、元々反射音路Ｐ２の存在しない制御系において適応消音動作を計算機上で実行した場合のシミュレーション結果である。
【図７】 従来の能動型消音装置の概略構成図である。
【図８】 図７の構成において、二次音路を同定するための部分を抜粋した図である。
【図９】 図７の構成において、反射音路Ｐ２が形成される場合を示す図である。
【図１０】 図９の制御系において、当該制御系に対する反射音路の影響を示す複素平面図である。
【符号の説明】
１ 排気ダクト
２ リファレンスマイクロホン
５ 適応フィルタ
６ ＬＭＳ演算部
７ 二次音源スピーカ
１１ エラーマイクロホン
１４ ＦＩＲディジタルフィルタ
１５ 疑似信号発生器
１６ ＬＭＳ演算部
１８ フィルタ制御部
Ｐ１ 主一次音路
Ｐ２ 反射音路
Ｃa 直接音路
【発明の属する技術分野】
本発明は、能動型雑音除去装置（Active
Noise Controller：ＡＮＣ）に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、能動型雑音除去装置として、例えば図７に示すような能動型消音装置が知られている。同図に示すように、この装置は、排気ダクト１内をその入口側（同図の左側）から出口側（同図の右側）に向かって伝搬する騒音、例えば図示しないエンジン等の排気音、に対して、これと実質的に等大で逆位相の音波、所謂制御音、を干渉させることによって、当該排気音を打ち消すものである。
【０００３】
このような能動的な消音動作を実現するために、この消音装置は、排気ダクト１内において上記排気音を収音するためのリファレンスマイクロホン２、を備えている。このリファレンスマイクロホン２の出力信号、所謂騒音信号は、増幅器３によって増幅され、Ａ／Ｄ変換器４によってディジタル信号ｘk（ｋは、時刻を表すタイム・インデックスである。）に変換された後、例えばＦＩＲ（Finite Impulse Response：非巡回）型の適応ディジタルフィルタ（以下、単に、適応フィルタと言う。）５に入力される。適応フィルタ５は、この騒音信号ｘkに対して、後述するＬＭＳ演算部６により設定されるフィルタ係数を用いて所定のフィルタリング処理、例えば次の数１で表されるような畳み込み演算を施し、その演算結果ｙkを出力する。
【０００４】
【数１】
なお、この数１において、Ｎは、適応フィルタ５のタップ数で、ｉは、当該フィルタタップのタップ番号（順番）を表すタップ・インデックスである。そして、ｗk(i)が、適応フィルタ５のフィルタ係数を表し、詳しくは、時刻ｋにおける当該適応フィルタ５のｉ番目のタップのフィルタ係数を表す。
【０００６】
上記適応フィルタ５の出力信号ｙkは、加算器８を経てＤ／Ａ変換器９に入力され、ここでアナログ信号に変換された後、増幅器１０により増幅され、二次音源スピーカ(以下、単に、スピーカと言う。)７に入力される。スピーカ７は、排気ダクト１の上記リファレンスマイクロホン２が設けられている位置よりも当該排気ダクト１の出口側（同図の右側）、即ち排気音の伝搬方向で言うところの下流側、に設けられている。そして、スピーカ７は、これに入力される上記信号ｙkをアナログ化した所謂制御用信号に応じて、排気ダクト１内に上記制御音を放出する。これにより、制御音が、排気ダクト１内を伝搬する排気音と干渉して、当該排気音が打ち消される。
【０００７】
更に、排気ダクト１内の上記スピーカ７よりも出口側（下流側）の位置には、エラーマイクロホン１１が配置されている。このエラーマイクロホン１１は、上記制御音により排気音を打ち消した後の音、つまりは排気音のうち制御音によって完全に打ち消されずに残った所謂残留雑音を検出する。そして、この残留雑音を検出して得たエラーマイクロホン１１の出力信号、所謂エラー信号は、増幅器１２によって増幅され、Ａ／Ｄ変換器１３によってディジタル信号ｅkに変換された後、上述したＬＭＳ演算部６に供給される。ＬＭＳ演算部６には、このエラー信号ｅkの他に、後述する例えばＦＩＲ型のディジタルフィルタ（以下、単に、ＦＩＲフィルタと言う。）１４により上記騒音信号ｘkを処理した後の信号（以下、この信号を、フィルタード・リファレンスと言う。）ｒkも、供給される。
【０００８】
ＬＭＳ演算部６は、上記フィルタード・リファレンスｒkとエラー信号ｅkの大きさとに応じて、当該エラー信号ｅk（残留雑音）が極力小さくなるように、適応フィルタ５の伝達関数Ｗkを適応制御する。具体的には、ＬＭＳ演算部６は、適応フィルタ５の伝達関数Ｗkと後述する二次音路（secondary path、またはerror pathとも言う。）の伝達関数（以下、単に、二次音路という。）Ｃとの合成による伝達関数［Ｃ×Ｗk］が、排気ダクト１内のリファレンスマイクロホン２からエラーマイクロホン１１までの間に存在する一次音路（primary path）の伝達関数（以下、単に、一次音路という。）Ｐと相補（等価）になるように、即ちＰ≒−Ｃ×Ｗkとなるように、例えば次の数２で表されるＬＭＳアルゴリズムに従って、適応フィルタ５のフィルタ係数ｗk(i)を更新し、即ちｗk+1(i)を求める。
【０００９】
【数２】
なお、この数２において、μwは、適応フィルタ５のステップ・サイズ・パラメータである。
【００１１】
このように、図７に示す消音装置においては、適応フィルタ５の伝達関数Ｗkと二次音路Ｃとの合成伝達関数［Ｃ×Ｗk］を、一次音路Ｐと相補にすることによって初めて、排気ダクト１内を伝搬する排気音をスピーカ７の放射する制御音により打ち消すことができる。ただし、このように適応フィルタ５の伝達関数Ｗkを適応制御することによって、この伝達関数Ｗkを含む上記合成伝達関数［Ｃ×Ｗk］と一次音路Ｐとを相補にするには、当該合成伝達関数［Ｃ×Ｗk］を構成する上記二次音路Ｃを、同定（推定）する必要がある。
【００１２】
即ち、図７に示す構成においては、スピーカ７の音波放射面（出力側）からエラーマイクロホン１１の収音部分（入力側）までの間（厳密には、適応フィルタ５の出力側から加算器８、Ｄ／Ａ変換器９、増幅器１０、スピーカ５及び排気ダクト１の一部（下流側）を経てエラーマイクロホン１１の収音部分までの間）に、上記二次音路Ｃが存在する。従って、この二次音路Ｃを、何らかの方法により推定（同定）して補償しなければ、上記のような適応制御により合成伝達関数［Ｃ×Ｗk］と一次音路Ｐとを相補にすることはできない。そこで、この消音装置においては、リファレンスマイクロホン２とＬＭＳ演算部６との間に、上述したＦＩＲフィルタ１４を設けている。そして、例えば一般に知られているＭ系列信号（ＭＬＳ信号）や白色雑音等のランダムな疑似信号ｍkを発生する疑似信号発生器１５を設け、この疑似信号ｍkを、図７に点線で示す経路で処理することによって、二次音路Ｃを同定する。これについて、図８を参照して説明する。
【００１３】
同図は、上記図７に点線で示す経路、即ち二次音路Ｃを同定するための制御系の部分を、抜粋したものである。なお、ここでは、同図を簡素化するために、本来、上記疑似信号発生器１５とスピーカ７との間に介在する加算器８、Ｄ／Ａ変換器９及び増幅器１０、の記載を省略し、エラーマイクロホン１１とＬＭＳ演算部６との間に介在する増幅器１２及びＡ／Ｄ変換器１３、の記載を省略する。同図に示すように、この制御系においては、二次音路Ｃを同定するためのＦＩＲフィルタ１４を、例えば上記ＬＭＳ演算部６とは異なる演算部１６により適応制御される適応フィルタ構成としている。そして、上記疑似信号発生器１５の発生する疑似信号ｍkを、スピーカ７、ＦＩＲフィルタ１４及び上記ＬＭＳ演算部１６に供給すると共に、このときのエラーマイクロホン１１の出力信号ｅkと、上記疑似信号ｍkをＦＩＲフィルタ１４で処理した後の信号とを、比較器１７で比較して両者の誤差εkを求め、この誤差信号εkを上記ＬＭＳ演算部１６に供給する。ＬＭＳ演算部１６は、これに供給される疑似信号ｍkと誤差信号εkとに基づいて、当該誤差信号εkの大きさが極力小さくなるように、換言すれば二次音路Ｃ内に疑似信号ｍkを通過させた後の信号と、疑似信号ｍkをＦＩＲフィルタ１４で処理した後の信号と、が近似するように、例えば次の数３で表されるＬＭＳアルゴリズムに従って、ＦＩＲフィルタ１４のフィルタ係数ｃhk(i)を更新し、即ちｃhk+1(i)を求める。
【００１４】
【数３】
なお、この数３において、μcは、ＦＩＲフィルタ１４のステップ・サイズ・パラメータである。
【００１６】
この数３に基づいて、ＦＩＲフィルタ１４のフィルタ係数ｃhk(i)を更新することによって、当該ＦＩＲフィルタ１４の伝達関数Ｃhと二次音路Ｃとが略等価となり、即ち二次音路Ｃの同定を実現できる。そして、このように二次音路Ｃを同定して得た所謂同定伝達関数Ｃhを有するＦＩＲフィルタ１４により上記騒音信号ｘkを処理した後のフィルタード・リファレンスｒkを、ＬＭＳ演算部６に供給することによって、当該ＬＭＳ演算部６により適応フィルタ５を制御する際に、二次音路Ｃを補償することができ、ひいては良好な消音効果を得ることができる。このようなＦＩＲフィルタ１４を備えた制御系は、一般に、filtered-x LMSアルゴリズム構成の制御系と呼ばれている。なお、ＦＩＲフィルタ１４は、次の数４に示す畳み込み演算を行なうことにより、上記フィルタード・リファレンスｒkを生成する。
【００１７】
【数４】
この数４において、Ｎは、ＦＩＲフィルタ１４のフィルタタップ数である。ここでは、このタップ数Ｎを、適応フィルタ５と同じタップ数Ｎに設定している。
【００１９】
ところで、上記のようなfiltered-x
LMSアルゴリズム構成の制御系においては、例えば排気ダクト１内の温度変化等によって当該排気ダクト１内の音響特性に変化が生じたり、或いはスピーカ７の放音特性等に変化が生じたりすることによって、二次音路Ｃが変化することがある。そして、このように現実の二次音路Ｃが変化すると、当該二次音路ＣとＦＩＲフィルタ１４の伝達関数（同定伝達関数）Ｃhとが乖離して、消音効果が悪化する。このような場合には、改めて二次音路Ｃを同定し直せばよい。即ち、当該排気ダクト１内の温度変化等に応じて適宜に、または、定期的に、二次音路Ｃを同定し直せば、常に安定した消音効果を得ることができる。
【００２０】
また、上記ＦＩＲフィルタ１４として、騒音信号ｘkを処理することによりフィルタード・リファレンスｒkを生成するものと、二次音路Ｃを同定するために疑似信号ｍkを処理するものとを、それぞれ別個に設けてもよい。このようにすれば、適応消音動作と二次音路Ｃの同定動作とを同時に、しかも安全かつ確実に、実行でき、より安定した消音効果を得ることができる。
【００２１】
以上は、飽くまでエラーマイクロホン１１が排気ダクト１の排出口１ａの近傍に位置する場合のことであって、例えば図９に示すように、エラーマイクロホン１１が排気ダクト１内の途中に設けられており、当該エラーマイクロホン１１と上記排出口１ａとの距離（Ｌ２／２）が開いている場合には、次のような問題が生じる。
【００２２】
即ち、排気音のうち制御音によって打ち消されずに残った残留雑音は、最終的に上記排出口１ａから外部に排出される。しかし、この排出口１ａ付近においては音響インピーダンスが急変するため、残留雑音の一部は、同図に矢印１ｂで示すように、当該排出口１ａにおいて反射して、排気ダクト１内をそれまでとは反対の方向（同図の左側、即ち上流側）に向かって伝搬する。そして、この反対方向に向かって伝搬する所謂反射成分と、排気ダクト１内を上流側から下流側へと正規の方向に向かって伝搬する上記残留雑音と、が干渉し、これによって、或る特定の周波数において、エラーマイクロホン１１の収音位置で当該残留雑音の音圧が極端に小さくなる所謂音圧ディップが生じるようになる。このようにエラーマイクロホン１１の収音位置で音圧ディップを生じる周波数においては、ＬＭＳ演算部６は、排気音を十分に消音できているものと言わば誤認識する。従って、適応フィルタ５の伝達関数Ｗkは、当該周波数において、排気音を打ち消すようには成長しない。これにより、エラーマイクロホン１１の収音位置においては、見かけ上、この消音装置が消音の対象としている全周波数帯域にわたって一様に排気音を消音できている状態となるが、排気口１ａ付近を含む他の位置においては、上記周波数の排気音が残り、十分な消音効果が得られない、という問題がある。
【００２３】
上記エラーマイクロホン１１と排出口１ａとの距離が開いていることによって、二次音路Ｃも、次のような影響を受ける。即ち、二次音路Ｃの同定時において、上記疑似信号ｍkをスピーカ７に供給することにより当該スピーカ７から排気ダクト１内に放出させる音波、所謂同定音、もまた、その一部が上記排出口１ａで反射して、排気ダクト１内を上流側に向かって伝搬する。従って、当該二次音路Ｃを同定して得られる同定伝達関数Ｃhには、上記同定音の反射成分の伝搬経路であるところの上記エラーマイクロホン１１と排出口１ａとの間の空間、に係る伝達関数も含まれる。よって、この空間に係る現実の伝達関数と、上記同定伝達関数のうち当該空間に係る部分と、の関係によっては、例えばこれら両者が乖離している場合には、そのような周波数において、二次音路Ｃを精度良く同定できず、十分な消音効果が得られなくなることがある。このことについて、以下、数式を交えてより論理的に説明する。
【００２４】
例えば、今、図９の構成において、排気ダクト１内におけるスピーカ５の出力側からエラーマイクロホン１１の収音部分までの区間の音響伝達関数（即ち、図７における二次音路Ｃ）を、直接音路と呼び、これを符号Ｃaで表すとする。そして、排気ダクト１内におけるエラーマイクロホン１１の収音部分から当該排気ダクト１の排出口１ａの部分にまで至り、この排出口１ａにおいて反射して再度エラーマイクロホン１１の収音部分に戻るまでの区間、即ち上記反射成分の伝搬経路、の音響伝達関数を、反射音路と呼び、これを符号Ｐ２で表すとする。この場合、上記二次音路Ｃは、次の数５で表される。
【００２５】
【数５】
ここで、この二次音路Ｃの同定時に、エラーマイクロホン１１から出力されるエラー信号Ｅk（ただし、Ｅkは、上記エラー信号ｅkで構成されるベクトルをフーリエ変換することにより周波数領域の値に変換したものである。）は、当該二次音路Ｃの同定処理に係る部分についてのみ言えば（即ち、上記残留雑音を検出して得られる成分を除けば）、次の数６で表される。
【００２７】
【数６】
なお、この数６において、Ｍkは、疑似信号ｍkで構成されるベクトルをフーリエ変換することにより周波数領域の値に変換したものである。
【００２９】
そして、この数６における二次音路Ｃに、上記数５を代入すると、当該数６は、次の数７に示すようになる。
【００３０】
【数７】
この数７からも明らかなように、二次音路Ｃの同定時におけるエラー信号Ｅkは、上記直接音路Ｃaを介して当該同定音を直接的に検出して得た成分［Ｃa・Ｍk］と、この直接的な成分［Ｃa・Ｍk］に上記反射音路Ｐ２を掛け合わせた成分［Ｐ２・Ｃa・Ｍk］と、の和になる。即ち、当該二次音路Ｃの同定時において、上記反射音路Ｐ２が影響することが判る。
【００３２】
なお、上記数５で表される二次音路Ｃを同定して得られる同定伝達関数Ｃhは、次の数８で表される。
【００３３】
【数８】
ここで、Ｃahは、上記直接音路Ｃaの同定値（推定値）であり、Ｐ２hは、反射音路Ｐ２の同定値（推定値）である。
【００３５】
一方、図９の構成において、排気ダクト１内におけるリファレンスマイクロホン２の収音部分からエラーマイクロホン１１の収音部分までの区間の音響伝達関数（即ち、図７における一次音路Ｐ）を、主一次音路と呼び、これを符号Ｐ１で表すとする。この場合、本消音装置による適応消音動作において、上記合成伝達関数［Ｃ×Ｗk］による相補の対象となる一次音路Ｐは、次の数９で表される。
【００３６】
【数９】
そして、この適応消音動作時に、エラーマイクロホン１１から出力されるエラー信号Ｅk（ただし、上記同定音を検出して得られる成分を除く。）は、次の数１０で表される。
【００３８】
【数１０】
なお、この数１０において、Ｘkは、騒音信号ｘkで構成されるベクトルをフーリエ変換することにより周波数領域の値に変換したものである。
【００４０】
更に、この数１０における一次音路Ｐに、上記数９を代入すると共に、二次音路Ｃに、数５を代入すると、当該数１０は、次の数１１に示すようになる。
【００４１】
【数１１】
この数１１からも明らかなように、適応消音動作時のエラー信号Ｅkは、上記残留雑音を直接的に検出して得た成分［（Ｐ１＋Ｃa・Ｗk）Ｘk］と、この直接的な成分［（Ｐ１＋Ｃa・Ｗk）Ｘk］に上記反射音路Ｐ２を掛け合わせた成分［Ｐ２（Ｐ１＋Ｃa・Ｗk）Ｘk］と、の和になる。即ち、この適応消音動作時においても、上記反射音路Ｐ２が影響することが判る。
【００４３】
ところで、上記図９（図７）に示す制御系のように、騒音信号Ｘkを入力とし、エラー信号Ｅkを出力とする制御系においては、当該制御系全体の伝達関数Ｈkの経時的な変化は、次の数１２で表されることが知られている。
【００４４】
【数１２】
この数１２において、Ｃh＊は、ＦＩＲフィルタ１４の伝達関数（即ち二次音路Ｃを同定して得た同定伝達関数）Ｃhの複素共役である。また、GRは、所謂公比（Geometric Ratio）であって、即ち、ＬＭＳ演算部６による適応フィルタ５の伝達関数Ｗkの適応動作を１回実行すると、当該制御系全体の伝達関数Ｈkが、GR（＝［１−２μw・｜Ｘk｜２・Ｃ・Ｃh＊］）倍されることを示す。なお、この公比GRは、周波数領域の関数であって、各周波数毎にそれぞれ異なる値となる。
【００４６】
この公比GRの値により、本消音装置の制御系が（各周波数毎に）収束傾向にあるか否かを判断できる。具体的には、当該公比GRの絶対値が１よりも小さい（｜GR｜＜１）場合には、制御系は収束傾向にあり、安定した消音効果を期待できる。そして、この公比GRの絶対値が小さいほど、当該制御系の収束速度は速くなり、より効率的な消音動作を期待できる。一方、当該公比GRの絶対値が１よりも大きい（｜GR｜＞１）場合には、制御系は発散傾向となり、制御不能となる可能性がある。なお、この公比GRの絶対値が１（｜GR｜＝１）のときには、制御系は収束傾向にも発散傾向にもなく、よって消音効果は向上することも悪化することもない。
【００４７】
上記公比GRの絶対値は、当該公比GRを構成する現実の二次音路Ｃとその同定伝達関数Ｃhとの位相誤差θ（＝∠Ｃ・Ｃh＊）に依存する。具体的には、当該位相誤差θの絶対値が小さいほど上記公比GRの絶対値は小さく、位相誤差θの絶対値が大きいほど上記公比GRの絶対値は大きくなる。なお、この位相誤差θの絶対値がπ／２を超えると（｜θ｜＞π／２になると）、公比GRの絶対値が１よりも大きくなり、制御系が発散傾向となる。ただし、このような位相誤差θの絶対値と公比GRの絶対値との関係は、ステップ・サイズ・パラメータμwの大きさが１に比べて十分小さく設定されている場合にのみ、成立する。
【００４８】
ここで、上記数１２における二次音路Ｃと同定伝達関数Ｃhとに、それぞれ上記数５と数８とを代入すると、公比GRは、次の数１３に示すようになる。
【００４９】
【数１３】
この数１３において、Ｐ２h＊は、反射音路Ｐ２の推定値Ｐ２hの複素共役である。この数１３からも明らかなように、公比GRは、反射音路Ｐ２とその推定値Ｐ２hとの影響を受けることが判る。従って、例えば、二次音路Ｃを構成する直接音路Ｃaと反射音路Ｐ２とのうち、直接音路Ｃaについては比較的に精度良く同定できている（Ｃa≒Ｃah）としても、上記反射音路Ｐ２とその推定値Ｐ２hとの関係によっては、例えばこれら両者が乖離している場合には、（そのような周波数において）二次音路Ｃの同定精度が不十分となり、良好な消音効果が得られない場合がある。例えば、上記直接音路Ｃaを比較的に精度良く同定できている場合、上記位相誤差θは、次の数１４で表される。
【００５１】
【数１４】
そして、この数１４の関係を複素平面で表すと、図１０に示すようになる。同図に示すように、上記位相誤差θの要因となる反射音路Ｐ２とその推定値Ｐ２hとは、それぞれ実軸（Ｒｅ）上における１を中心とする円の円周上を回転する。この円の半径は、反射音路Ｐ２とその推定値Ｐ２hとの各大きさ（絶対値）｜Ｐ２｜、｜Ｐ２h｜を表し、これらは１よりも小さい。排気ダクト１の排出口１ａにおける音響反射率の大きさが、１よりも小さく、即ち当該排出口１ａに到達する音波がここで全て反射することはないからである。なお、ここでは、当該図面を簡素化して見易くするために、上記反射音路Ｐ２と推定値Ｐ２hとの各大きさ（上記円の半径）｜Ｐ２｜、｜Ｐ２h｜を、それぞれ等しくしてある。
【００５３】
この図１０によれば、上記反射音路Ｐ２とその推定値Ｐ２hとの各位相∠Ｐ２、∠Ｐ２hの如何によっては、上記位相誤差θ（≒∠｛（１＋Ｐ２）（１＋Ｐ２h＊）｝）が大きくなったり小さくなったりする。そして、この位相誤差θの絶対値が比較的に小さいときには（そのような周波数においては）、安定した消音効果を期待できる。一方、位相誤差θの絶対値が大きいときには、十分な消音効果が得られない。そして、これら反射音路Ｐ２と推定値Ｐ２hとの各絶対値｜Ｐ２｜、｜Ｐ２h｜が大きいほど、当該位相誤差θの絶対値は大きくなり、より消音効果が悪化する。
【００５４】
【発明が解決しようとする課題】
即ち、本発明が解決しようとする問題点は、上記のようにエラーマイクロホン１１の収音位置と排気ダクト１の排出口１ａとの距離［Ｌ２／２］が開いている場合に、これら両者間に形成される反射音路Ｐ２の影響により、或る特定の周波数において消音効果が悪化する、という点である。
【００５５】
また、上記距離［Ｌ２／２］が大きいほど、エラーマイクロホン１１の収音位置において上述した音圧ディップが発生する周波数は、低くなる。ここで、上記のような能動型消音装置は、主として、受動型（パッシブ型）の消音装置では消音が困難とされている比較的に低周波数帯域（例えば５００Ｈｚ以下）の音波を消音の対象とする、ということを鑑みると、かかる低周波数帯域において上記音圧ディップが発生することは、好ましくない。即ち、このような音圧ディップが起因して発生する上記問題は、上記距離［Ｌ２／２］が大きいほど、顕著になる。
【００５６】
そこで、本発明は、上記反射音路Ｐ２のような反射経路の影響を排除することにより、雑音除去の対象としている全周波数帯域において、一様に雑音除去効果を得ることのできる能動型雑音除去装置、を提供することを目的とする。
【００５７】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、本発明の能動型雑音除去装置は、
第１の伝達関数を有する伝送路に入力される被制御信号を検出する第１の検出手段と、
上記伝送路の途中において当該伝送路内を伝搬する信号を検出する第２の検出手段と、
上記第１の検出手段の出力信号を処理し、この処理して得た制御用信号を、上記伝送路内における上記第１及び第２の各検出手段間の或る地点に放出する適応フィルタ手段と、
上記第１の検出手段の出力信号をディジタルフィルタ手段により処理した後の信号と上記第２の検出手段の出力信号とが入力され、これらに応じて、上記適応フィルタ手段の伝達関数と、上記適応フィルタ手段の出力側から上記伝送路の一部を経て上記第２の検出手段の検出部分までの間に存在する第２の伝達関数と、の合成による伝達関数が、上記第１の伝達関数と相補する状態に、上記適応フィルタ手段の伝達関数を制御する適応フィルタ制御手段と、
例えばランダムな疑似信号を生成して上記第２の伝達関数に入力する疑似信号生成手段と、
上記第１の検出手段と上記適応フィルタ制御手段との間に介在して上記第２の伝達関数を補償する上記ディジタルフィルタ手段を含み、該ディジタルフィルタ手段に上記疑似信号を入力して、このディジタルフィルタ手段により当該擬似信号を処理した後の信号とそのときの上記第２の検出手段の出力信号とが近似するように、上記疑似信号と上記第２の検出手段の出力信号とに基づいてディジタルフィルタ手段の伝達関数を制御することにより上記第２の伝達関数を同定する同定フィルタ制御手段と、を具備する。
そして、この同定フィルタ制御手段によって上記第２の伝達関数を同定して得た同定伝達関数のうち、上記疑似信号が上記第２の検出手段の検出部分から上記伝送路の出力側端部にまで伝搬して当該出力側端部において反射して折り返し再度上記第２の検出手段により検出されるまでの反射経路に係る部分、を抽出する反射経路関数抽出手段と、
この反射経路関数抽出手段によって抽出して得た上記反射経路に係る部分を相殺するための相殺伝達関数を導出する相殺伝達関数導出手段と、
上記同定伝達関数のうち上記反射経路関数抽出手段によって抽出して得た上記反射経路に係る部分を上記相殺伝達関数に置換する伝達関数置換手段と、
この伝達関数置換手段による置換後の上記周波数領域の伝達関数を、上記ディジタルフィルタ手段の伝達関数として設定する伝達関数設定手段と、
を具備するものである。
【００５８】
なお、上記ディジタルフィルタ手段は、例えばＤＳＰ（ディジタル信号処理装置）等によって構成でき、同定フィルタ制御手段、反射経路関数抽出手段、相殺伝達関数導出手段及び伝達関数置換手段は、例えばＣＰＵ（中央演算処理装置）等によって構成できる。また、上記伝送路内を伝搬する信号が例えば音波である場合には、上記検出手段は、マイクロホンや音圧センサ等により構成できる。また、上記適応フィルタ手段は、例えばＤＳＰ等によって構成でき、適応フィルタ制御手段及び伝達関数設定手段は、例えばＣＰＵ等によって構成できる。さらに、上記伝送路内を伝搬する信号が例えば音波である場合には、上記第１及び第２の各検出手段は、マイクロホンや音圧センサ等により構成できる。
【００５９】
即ち、本発明の能動型雑音除去装置によれば、第１の検出手段が、伝送路に入力される被制御信号、即ち当該能動型雑音除去装置が除去対象とする信号、を検出する。そして、第２の検出手段が、伝送路の途中（上記被制御信号の伝搬方向で言うところの上記第１の検出手段よりも下流側）において、当該伝送路内を伝搬する信号を検出する。更に、伝送路の上記第１の検出手段が設けられている位置と第２の検出手段が設けられている位置との間の或る地点には、適応フィルタ手段によって上記第１の検出手段の出力信号を処理して得た制御用信号が、放出される。なお、この適応フィルタ手段の出力側から伝送路の下流側の一部を経て第２の検出手段の検出部分までの間には、第２の伝達関数が存在する。そして、適応フィルタ制御手段が、第１の検出手段の出力信号をディジタルフィルタ手段により処理した後の信号と第２の検出手段の出力信号とに応じて、適応フィルタ手段の伝達関数と上記第２の伝達関数との合成伝達関数が、上記第１の伝達関数と相補するように、適応フィルタ手段の伝達関数を、例えばＬＭＳアルゴリズム等の演算式に基づいて制御する。このように、適応フィルタ手段の伝達関数と第２の伝達関数との合成伝達関数が、上記第１の伝達関数と相補することによって初めて、適応フィルタ手段から伝送路内に放出される上記制御用信号により、当該伝送路内を伝搬している上記被制御信号を、打ち消すことができる。
【００６０】
ただし、上記のように適応フィルタ手段の伝達関数を適応制御することによって、当該適応フィルタ手段の伝達関数と上記第２の伝達関数との合成伝達関数を上記第１の伝達関数と相補にするには、当該適応制御において、上記第２の伝達関数を何らかの方法により同定してこれを補償する必要がある。そこで、本発明では、上記第１の検出手段と適応フィルタ制御手段との間に、上記第２の伝達関数を補償するための上記ディジタルフィルタ手段を設ける。即ち、本発明の能動型雑音除去装置全体の制御系を、上述したfiltered-x LMSアルゴリズム構成とするのである。そして、疑似信号生成手段が生成する疑似信号を用いて、当該ディジタルフィルタ手段により上記第２の伝達関数を補償すべく伝達関数を同定する。この第２の伝達関数の同定は、当該ディジタルフィルタ手段を備えた同定フィルタ制御手段が行う。具体的には、ディジタルフィルタ手段と第２の伝達関数とに、それぞれ上記疑似信号を入力する。そして、この状態で、当該ディジタルフィルタ手段により擬似信号を処理した後の信号と、そのときの上記第２の検出手段の出力信号とが近似するように、上記疑似信号と第２の検出手段の出力信号とに基づいてディジタルフィルタ手段の伝達関数を制御する。これにより、ディジタルフィルタ手段の伝達関数と第２の伝達関数とが略等価となって、当該第２の伝達関数の同定が実現される。
【００６１】
しかし、この第２の伝達関数の同定時においては、上記第２の検出手段は、上記疑似信号生成手段から当該第２の伝達関数を経て直接的に検出する疑似信号の他に、この疑似信号が伝送路の出力側端部において反射して当該伝送路内に向かって折り返し再度第２の検出手段側に戻ってくる反射成分をも、同時に検出する。従って、上記同定フィルタ制御手段によって同定して得た伝達関数には、当該反射成分の伝搬経路である所謂反射経路、に係る伝達関数も含まれる。よって、この反射経路を含む伝達関数を上記ディジタルフィルタ手段の伝達関数として設定し、この状態で上記適応フィルタ手段の伝達関数を適応制御（所謂適応雑音除去動作を実行）した場合、当該反射経路の影響により、十分な雑音除去効果を得られない場合がある。
【００６２】
そこで、本発明の能動型雑音除去装置においては、上記同定フィルタ制御手段により上記第２の伝達関数を同定して得た同定伝達関数のうち、上記反射経路に係る部分を抽出する反射経路関数抽出手段、を設ける。そして、この反射経路関数抽出手段によって抽出して得た上記反射経路に対応する部分を相殺するための言わば逆元的な伝達関数である相殺伝達関数、を導出する相殺伝達関数導出手段、を設ける。更に、上記同定伝達関数のうち上記反射経路に対応する部分を上記相殺伝達関数に置換する伝達関数置換手段、を設ける。そして、伝達関数設定手段が、この伝達関数置換手段による置換後の上記周波数領域の伝達関数、即ち上記反射経路に係る部分を相殺するための所謂逆元的要素を含む伝達関数を、上記ディジタルフィルタ手段の伝達関数として当該ディジタルフィルタ手段に設定する。このようにすれば、上記反射経路の影響を積極的に排除することができ、適応フィルタ手段の伝達関数を更新制御する際に、あたかも当該反射経路が最初から存在しないのと等価な状態を形成できる。従って、本発明の能動型雑音除去装置が雑音除去の対象とする全周波数帯域において、一様な雑音除去効果を得ることができる。このことは、後述するように、計算機によるシミュレーション実験により、確認された。
【００６３】
なお、上記相殺伝達関数導出手段は、例えば、上記相殺伝達関数として、実際の伝送路の伝達関数とこれを同定して得られる上記同定伝達関数との位相差を構成する各要素のうち、上記反射経路に係る部分を、積極的に概略零（０）にするための伝達関数、を導出するよう構成する。この導出は、上記同定伝達関数のうちの上記反射経路関数抽出手段によって抽出して得た反射経路に係る部分を用いて、換言すれば、当該同定して得た反射経路に係る部分を実際の反射経路の伝達関数と仮定して、行う。
【００６４】
また、上記反射経路関数抽出手段は、例えば次のような構成により実現できる。
即ち、上記同定伝達関数の中から上記反射経路に係る部分を抽出するには、当該同定伝達関数を時間領域、即ち所謂インパルス応答特性、で表した方が便利であり、当該抽出を容易に行える。そこで、当該同定伝達関数が、例えば周波数領域の関数である場合には、これを逆フーリエ変換する等の所定の変換処理を施すことにより、時間領域で表す手段、を設ける。なお、この同定伝達関数を、上記同定フィルタ制御手段から、直接、時間領域で取り込むことができる場合には、これをそのまま利用してもよい。
そして、この時間領域で表される同定伝達関数において、上記反射経路に係る部分を特定する反射経路特定手段と、
この反射経路特定手段によって特定して得た上記反射経路に係る部分を実際に抽出する抽出実行手段と、
を設ける。
【００６５】
更に、上記反射経路特定手段については、次のように構成してもよい。即ち、上記時間領域で表される同定伝達関数、所謂インパルス応答特性には、いくつかのピーク成分が含まれる。これら各ピーク成分のうち、最大のピーク・トゥー・ピーク値を有するピーク成分は、上記疑似信号生成手段から伝送路内に入力される疑似信号のうち、当該伝送路を経て直接的に検出手段に入力される所謂直接的成分、に対応する。そして、２番目に大きいピーク・トゥー・ピーク値を有するピーク成分以降が、上記疑似信号のうち、伝送路の出力側端部で反射して再度検出手段に入力される反射成分、に対応する、と考えられる。そこで、上記インパルス応答特性において、当該２番目に大きいピーク・トゥー・ピーク値を有するピーク成分が存在する部分以降の部分を、上記反射経路に係る部分として特定するよう、当該反射経路特定段を構成してもよい。或いは、インパルス応答特性において、上記２番目に大きいピーク成分が存在する部分を含む所定区間、例えば当該２番目に大きいピーク成分が存在する部分以降の部分でインパルス応答特性の絶対値が比較的に大きい区間等を、上記反射経路に係る部分として特定してもよい。
【００６６】
上記反射経路特定手段は、次のようにも構成できる。即ち、上記時間領域で表される同定伝達関数において、上記直接的成分に対応する最大のピーク・トゥー・ピーク値を有するピーク成分が現れる時点から、上記反射成分に対応する２番目に大きいピーク・トゥー・ピーク値を有するピーク成分が現れる時点まで、の時間的な間隔は、上記疑似信号が上記検出手段の検出部分から伝送路の出力側端部にまで伝搬して当該出力側端部において反射して再度上記検出手段の検出部分にまで到達するのに要する時間に、相当する。そこで、上記最大のピーク・トゥー・ピーク値を有するピーク成分が現れる時点を基準とし、この基準時点から、上記疑似信号が上記検出手段の検出部分から伝送路の出力側端部にまで伝搬して当該出力側端部において反射し、再度上記検出手段の検出部分にまで到達するのに要する時間を隔てた時点、に略対応する部分以降の部分、または当該時点に略対応する部分を含む所定区間を、上記反射成分に対応する部分として特定するよう、当該反射経路特定手段を構成してもよい。
【００６７】
ここで、上記疑似信号が、検出手段の検出部分から伝送路の出力側端部にまで伝搬して折り返し再度検出手段の検出部分にまで到達するのに要する時間は、現実の反射経路の距離とこの反射経路における疑似信号の伝搬速度との関係から予測できる。具体的には、上記検出手段の検出部分から上記伝送路の出力側端部までの区間の距離の略２倍（即ち往復分）の距離を、この区間における疑似信号の伝搬速度（例えば平均速度）で除算することにより、当該時間を算出できる。
【００６８】
また、反射経路特定手段は、次のようにも構成できる。即ち、まず、上記時間領域で表される同定伝達関数において、上記基準時点から、上記疑似信号が上記検出手段の検出部分から上記伝送路の出力側端部にまで伝搬して当該出力側端部において反射し、再度上記検出手段の検出部分にまで達するのに要する時間を隔てた時点、に略対応する部分を特定する。これにより、上記反射経路に係る部分を、大まかに特定し、所謂当たりを付ける。そして、この当たりを付けた部分を含む或る区間内、例えば当該当たりを付けた部分の前後付近において、ピーク・トゥー・ピーク値が最も大きいピーク成分を探し出し、この探し出したピーク成分が存在する部分以降の部分、または当該探し出したピーク成分の存在する部分を含む所定区間を、最終的に上記反射経路に係る部分として特定するよう、構成してもよい。
【００６９】
なお、上記抽出実行手段は、所定の窓関数により、構成できる。この所定の窓関数としては、例えば一般に知られている矩形窓や指数窓、或いはガウス（Gauss）窓、ハニング（Hanning）窓、ハミング（Hamming）窓、二乗余弦（Raised cosine）窓、ブラックマン（Blackman）窓等の、各種窓関数がある。これら任意の窓関数を用いることにより、上記反射経路に係る部分を抽出できる。また、この抽出処理の際に、使用する窓関数の特性に応じて、上記同定伝達関数を加工することもできる。
【００７０】
ところで、上記反射経路は、上記信号伝送路の一部であることから、当然に時間遅延要素を有し、これは周波数領域において位相の遅れとして表現される。そして、この位相遅れを生ずる反射経路、を相殺するための上記相殺伝達関数は、位相の進みを生ずるもの、即ち時間領域においては負の時間遅延を有するもの、でなければならない。かかる負の時間遅延要素を有する所謂非因果性の伝達関数を、時間領域の処理により導出するのは、基本的に不可能である。そこで、本発明では、当該負の時間遅延要素を有する相殺伝達関数を導出するために、周波数領域において処理を行う。
【００７１】
具体的には、上記相殺伝達関数導出手段については、上記相殺伝達関数を周波数領域で導出するよう構成する。そして、伝達関数置換手段については、周波数領域において、上記同定伝達関数のうち上記反射経路に係る部分を相殺伝達関数に置換する。更に、伝達関数設定手段は、上記伝達関数置換手段による置換後の周波数領域の伝達関数をディジタルフィルタ手段に設定し、適応フィルタ手段については、上記第1の検出信号の出力信号を周波数領域で処理する。そして、適応フィルタ制御手段については、周波数領域において、第１の検出手段の出力信号を上記ディジタルフィルタ手段により処理した後の信号と、上記第２の検出手段の出力信号とに基づいて、ディジタルフィルタ手段の伝達関数を制御するよう構成する。
【００７２】
【発明の実施の形態】
本発明を例えば能動型消音装置に応用する場合の一実施の形態について、各図を参照しながら説明する。図１に、本実施の形態の概略構成を示す。同図に示すように、本実施の形態は、上述した図９に示す従来の消音装置において、ＬＭＳ演算部１６による演算結果に応じてＦＩＲフィルタ１４の伝達関数Ｃhを制御するフィルタ制御部１８を設けたものである。これ以外の構成については、上記図９に示す従来技術と同様であるので、これら同等な部分については同一符号を付して、その詳細な説明を省略する。
【００７３】
即ち、本実施の形態では、上記フィルタ制御部１８を設けることにより、上述した反射音路Ｐ２の影響を積極的に相殺して、適応フィルタ５の伝達関数Ｗkの更新制御時に、あたかも当該反射音路Ｐ２が最初から存在しないのと同様な状態を形成する。具体的には、上述した数１３で表される公比GRにおいて、上記反射音路Ｐ２に係る部分［（１＋Ｐ２）（１＋Ｐ２h＊）］が１となるような状態を形成する。このようにすれば、上述した数１４で表される位相誤差θがθ＝０[rad]となり、消音対象とする全周波数帯域において一様に安定した消音効果を得られることが期待できる。以下、その手順について、詳しく説明する。
【００７４】
まず、上述した従来技術と同様の手順により二次音路Ｃを同定する。そして、この二次音路Ｃの同定後、即ち現実の二次音路Ｃとこれを同定して得たＦＩＲフィルタ１４の伝達関数Ｃhとが略等価な状態において、当該同定伝達関数Ｃhに係る情報を、ＬＭＳ演算部１６からフィルタ制御部１８に与える。これにより、フィルタ制御部１８は、二次音路Ｃの推定値である同定伝達関数Ｃhを認識する。フィルタ制御部１８は、この同定伝達関数Ｃhを、例えば逆フーリエ変換する等、所定の変換処理をすることにより、時間領域の関数に変換して、例えば図２に示すようなインパルス応答特性を得る。なお、フィルタ制御部１８が、ＬＭＳ演算部１６から上記同定伝達関数Ｃhを直接時間領域で取り込むことができる場合には、これをそのまま利用してもよい。
【００７５】
同図に示すように、上記同定伝達関数Ｃhのインパルス応答特性は、概ね２つの比較的に大きいピーク成分２０、３０を有する。これら各ピーク成分２０、３０は、それぞれ時間間隔Ｔ２を隔てて現れる。このうち、時間的に先に現れるピーク成分２０は、二次音路Ｃの同定時にスピーカ７から放出される同定音（疑似信号ｍk）が、上述した直接音路Ｃaを経て直接的にエラーマイクロホン１１に入力される、所謂直接的成分に対応する。一方、このピーク成分２０よりも時間的に遅れて現れるピーク成分３０は、上記エラーマイクロホン１１の収音部分を通過した同定音の一部が、排気ダクト１の排出口１ａで反射して折り返し再度エラーマイクロホン１１に入力される、反射成分に対応する。
【００７６】
なお、上記各ピーク成分２０、３０間の時間間隔Ｔ２は、上記同定音がエラーマイクロホン１１の収音部分を通過してから排気ダクト１の排出口１ａで反射して折り返し再度エラーマイクロホン１１の収音部分にまで到達するのに要する時間、に相当する。また、各ピーク成分２０、３０の各ピーク・トゥー・ピークの絶対値Ｕa、Ｕ２を比較すると、上記直接的成分に対応するピーク成分２０の絶対値Ｕaの方が、反射成分に対応するピーク成分３０の絶対値Ｕ２よりも大きい（Ｕa＞Ｕ２）。これは、上記排気ダクト１の排出口１ａにおける音響反射率の大きさが１よりも小さく、即ち当該排出口１ａに到達した同定音がここで全て反射することはないからである。
【００７７】
フィルタ制御部１８は、上記のようなインパルス応答特性の中から、反射音路Ｐ２に係る部分を、特定する。この特定は、例えば、上記インパルス応答特性に含まれるピーク成分のうち、上記ピーク・トゥー・ピーク値が２番目に大きいピーク成分３０を捉え、このピーク成分３０を含むそれ以降のインパルス応答特性を、反射音路Ｐ２に係る部分と見なすことで、実現できる。
【００７８】
また、これに代えて、例えば上記インパルス応答特性のうち、上記直接的成分に対応するピーク成分２０が現れる時点ｔ０を基準とし、この基準時点ｔ０から上記時間間隔Ｔ２を隔てた時点ｔ２、に対応する部分以降の部分を、上記反射音路Ｐ２に係る部分として特定してもよい。この時間間隔Ｔ２は、例えば当該反射音路Ｐ２の距離Ｌ２を、この反射音路Ｐ２内における同定音の平均伝搬速度で除算することにより、導出できる。
【００７９】
更に、上記反射音路Ｐ２に係る部分は、次の方法によっても特定できる。即ち、まず、上記インパルス応答特性において、上記基準時点ｔ０から上記時間間隔Ｔ２を隔てた時点ｔ２、に対応する部分を、概略的に特定する。これにより、上記反射音路Ｐ２に係る部分を、大まかに特定し、所謂当たりを付ける。そして、この当たりを付けた部分の例えば前後付近において、最もピーク・トゥー・ピーク値の大きい部分（即ち上記ピーク成分３０）を探し出し、この最も大きい部分以降の部分を、最終的に上記反射音路Ｐ２に係る部分として特定してもよい。このように、上記反射音路Ｐ２に係る部分を特定する方法は、いろいろあるが、これら以外の方法により、当該反射音路Ｐ２に係る部分を特定してもよい。
【００８０】
上記のように反射音路Ｐ２に係る部分を特定した後、フィルタ制御部１８は、この特定して得た反射音路Ｐ２に係る部分を抽出する。具体的には、例えば、上記インパルス応答特性において、上記ピーク成分３０が現れる時点ｔ２以降の部分、または当該時点ｔ２よりも少し前の時点ｔaからそれ以降の部分を、抽出する。或いは、当該インパルス応答特性において、上記ピーク成分３０を含む所定区間、例えば上記時点ｔa以降の部分でインパルス応答特性の絶対値Ｕが比較的に大きく、換言すれば反射音路Ｐ２による影響が比較的に大きいと思われる区間Ｔp、のみの部分を抽出してもよい。この抽出は、例えば一般に知られている矩形窓や指数窓等の窓関数を用いて上記インパルス応答特性を処理することにより、実現できる。また、当該窓関数として、例えばガウス窓やハニング窓等の所定の特性を有する窓を用いれば、上記インパルス応答特性を所定の形態に加工することもできる。
【００８１】
上記のように抽出して得た反射音路Ｐ２に係る部分は、上述した数８で表されるところの当該反射音路Ｐ２の推定値Ｐ２hに相当する。フィルタ制御部１８は、この推定値Ｐ２hを、現実の反射音路Ｐ２であると仮定して、当該反射音路Ｐ２を相殺するための言わば逆元的な伝達関数である相殺伝達関数iＰ２hを導出する。この相殺伝達関数iＰ２hとは、上述した公比GRを構成する各要素のうち反射音路Ｐ２に係る部分［（１＋Ｐ２）（１＋Ｐ２h＊）］を１とするためのものであって、次の数１５で表される。
【００８２】
【数１５】
即ち、この数１５における相殺伝達関数iＰ ２ hに関する式（iＰ ２ h＝−｛Ｐ ２ ＊ ／（１＋Ｐ ２ ＊ ）｝）において、現実の反射音路Ｐ２に、上記推定値Ｐ２hを代入して、当該相殺伝達関数iＰ２hを導出する。そして、フィルタ制御部１８は、この導出して得た相殺伝達関数iＰ２hを、上記数８における推定値Ｐ２hに代入して、即ち次の数１６に基づいて、上記反射音路Ｐ２を相殺するための逆元的要素を含む伝達関数iＣhを導出する。
【００８４】
【数１６】
そして、フィルタ制御部１８は、この数１６に基づいて導出して得た伝達関数iＣhを、ＦＩＲフィルタ１４に設定する。このようにすれば、上記公比GRを構成する反射音路Ｐ２に係る部分［（１＋Ｐ２）（１＋Ｐ２h＊）］が１となり、上述した数１４で表される位相誤差θがθ＝０[rad]となる。即ち、当該反射音路Ｐ２があたかも最初から存在しないのと等価な状態を構成でき、消音対象である全周波数帯域において、一様に安定した消音効果を得ることができる。
【００８６】
ただし、上記のような消音効果を得るには、二次音路Ｃを比較的に精度良く同定できていることが前提となる。従って、例えば排気ダクト１内の温度変化等に応じて適宜に、または、定期的に、二次音路Ｃを同定し直すことが望ましい。また、上述したようにＦＩＲフィルタ１４として、騒音信号ｘkを処理するためのものと、疑似信号ｍkを処理するためのものとを、別個に設けることによって、適応消音動作と二次音路Ｃの同定動作とを同時に実行するよう構成してもよい。
【００８７】
ところで、上記反射音路Ｐ２は、排気音の伝送路である排気ダクト１の一部分であることから、当然に時間遅延要素を有し、これは周波数領域において位相の遅れとして表現される。そして、この位相遅れを生ずる反射音路Ｐ２を相殺するための上記相殺伝達関数iＰ２hは、位相の進みを生ずるもの、即ち時間領域においては負の時間遅延を有するもの、でなければならない。よって、この相殺伝達関数iＰ２hを含む上記ＦＩＲフィルタ１４の伝達関数iＣhもまた、当然に負の遅延要素を有するものになる。かかる負の時間遅延要素を有する所謂非因果性のフィルタ１４を、時間領域フィルタで実現するのは、基本的に不可能である。そこで、本実施の形態においては、当該フィルタ１４を、周波数領域で処理を行うフィルタにより実現する。また、これに伴い、適応フィルタ５及びこれらを制御するためのＬＭＳ演算部６、１６等についても、周波数領域で処理するよう構成する。その具体例を、図３に示す。
【００８８】
同図に示すように、リファレンスマイクロホン２から出力される騒音信号をディジタル信号ｘkに変換するためのＡ／Ｄ変換器４の出力側と、適応フィルタ５及びＦＩＲフィルタ１４の各入力側と、の間に、バッファ２０と変換部２１とを、直列に設ける。即ち、バッファ２０は、上記Ａ／Ｄ変換器４によりディジタル化した騒音信号ｘkを、所定時間分（所定サンプル分）ずつ順次記憶する。ここで言う所定時間とは、適応フィルタ５及びフィルタ１４が、周波数領域でフィルタリング処理をするのに十分な時間を言う。そして、変換部２１は、バッファ２０から順次出力される上記所定時間分の時間領域の騒音信号ｘkを、周波数領域の信号に変換して出力する。
【００８９】
そして、エラーマイクロホン１１から出力されるエラー信号をディジタル信号ｅkに変換するためのＡ／Ｄ変換器１３の出力側と、ＬＭＳ演算部６及び比較器１７と、の間に、上記と同様のバッファ２２と変換部２３とを、直列に設ける。即ち、バッファ２２は、上記Ａ／Ｄ変換器１３によりディジタル化したエラー信号ｅkを、上記所定時間分ずつ順次記憶する。そして、変換部２３は、バッファ２２から順次出力される上記所定時間分の時間領域のエラー信号ｅkを、周波数領域の信号に変換して出力する。
【００９０】
即ち、上記構成により、適応フィルタ５は、周波数領域で騒音信号ｘkを処理し、フィルタ１４は、周波数領域で上記騒音信号ｘkまたは疑似信号ｍkを処理する。そして、これら各フィルタ５、１４の各伝達関数Ｗk、Ｃhを更新制御する各ＬＭＳ演算部６、１６もまた、周波数領域で演算を行う。
【００９１】
更に、加算器８の出力側とＤ／Ａ変換器９の入力側との間に、逆変換部２４と同期部２５とを、直列に設ける。即ち、逆変換部２４は、適応フィルタ５から加算器８を経て入力される周波数領域の制御用信号ｙkを、時間領域の信号に逆変換する。また、二次音路Ｃの同定時には、逆変換部２４は、疑似信号発生器１５から加算器８を経て入力される周波数領域の疑似信号ｍkをも、時間領域の信号に逆変換する。そして、同期部２５は、この時間領域に逆変換された制御用信号ｙkまたは疑似信号ｍkの同期（タイミング）を整えて所謂ブロック処理等を行ってから、当該各信号ｙk、ｍkをＤ／Ａ変換器９に入力する。
【００９２】
なお、本実施の形態におけるリファレンスマイクロホン１が、特許請求の範囲に記載の第１の検出手段に対応し、エラーマイクロホン１１が、特許請求の範囲に記載の第２の検出手段に対応する。そして、適応フィルタ５が、特許請求の範囲に記載の適応フィルタ手段に対応し、ＬＭＳ演算部６が、特許請求の範囲に記載の適応フィルタ制御手段に対応する。そして、排気音が、特許請求の範囲に記載の被制御信号に対応し、制御音が、特許請求の範囲に記載の制御用信号に対応する。また、一次音路Ｐが、特許請求の範囲に記載の第１の伝達関数に対応し、二次音路Ｃが、特許請求の範囲に記載の第２の伝達関数に対応する。
【００９３】
更に、疑似信号発生器１５が、特許請求の範囲に記載の疑似信号生成手段に対応する。そして、フィルタ１４が、特許請求の範囲に記載のディジタルフィルタ手段に対応し、このフィルタ１４、ＬＭＳ演算部１６及び比較器１７から成る部分が、特許請求の範囲に記載の同定フィルタ制御手段に対応する。そして、フィルタ制御部１８が、特許請求の範囲に記載の反射経路関数抽出手段、相殺伝達関数導出手段、伝達関数置換手段及び伝達関数設定手段に対応する。
【００９４】
なお、本実施の形態における適応フィルタ５及びフィルタ１４は、例えばＤＳＰにより構成できる。そして、これらを制御する各ＬＭＳ演算部６、１６は、例えばＣＰＵにより構成できる。なお、このＬＭＳ演算部１６によりフィルタ１４の伝達関数Ｃhを制御するのに、ＬＭＳアルゴリズムを用いたが、例えば一般に知られているＭ系列信号を用いた相関法等の当該ＬＭＳアルゴリズム以外の適応制御アルゴリズムを用いてもよい。また、本実施の形態において新たに追加したフィルタ制御部１８についても、ＣＰＵにより構成できる。従って、本実施の形態において当該フィルタ制御部１８を追加しても、消音装置全体が大型化したり、極端に高コスト化したりすることはない。そして、このフィルタ制御部１８は、例えばＬＭＳ演算部１６に内蔵することもできる。
【００９５】
更に、本実施の形態では、本発明を能動型消音装置に応用する場合について説明したが、これに限らない。例えば、一般に知られているエコーキャンセラ等の他の雑音除去装置についても、本発明を応用できる。更に、図８に示すような二次音路Ｃ等の任意の信号伝送路の伝達関数を同定することを目的とする所謂伝達関数同定装置にも、本発明を応用できる。
【００９６】
【実施例】
本実施の形態の実施例として、「本実施の形態によれば、反射音路Ｐ２が存在しても、消音対象とする全周波数帯域において一様に安定した消音効果が得られる。」、という本実施の形態の効果を立証するための実験を行なったので、以下に説明する。
【００９７】
まず、上記図３に示す消音装置と同様の制御系を、計算機によりシミュレートして形成する。ここで、排気ダクト１内におけるリファレンスマイクロホン２からエラーマイクロホン１１までの間の主一次音路Ｐ１を、２０タップ目に値１のインパルスを有する所謂単純遅延とする。一方、二次音路Ｃについては、図４に示すように、スピーカ７から放出された同定音が、１０タップ目に値１でエラーマイクロホン１１の収音部分に到達した後、排気ダクト１の排出口１ａにおいて反射して折り返し、この反射成分が最終的に２０タップ目に値−０．９でエラーマイクロホン１１の収音部分にまで戻ってくる、というモデルをシミュレートする。
【００９８】
そして、フィルタ１４に、上記図４と全く同様のインパルス応答特性を有する伝達関数Ｃh（＝Ｃ）を設定し、この状態で、適応消音動作を計算機上で実行する。これとは別に、上記図４における反射成分を積極的に相殺すべく相殺伝達関数iＰ２h（数１５）を導出し、これを数８におけるＰ２hと置換した伝達関数iＣh（数１６）をフィルタ１４に設定し、この状態で、適応消音動作を実行する、というシミュレーションを行なう。そして、これら各条件による消音効果を、エラー信号Ｅkのレベルに基づいて、評価する。
【００９９】
なお、上記適応消音動作に係る各パラメータの設定条件は、次の通りである。即ち、適応フィルタ５のタップ長wtapを、wtap＝１２８とし、フィルタ１４のタップ長ctapを、ctap＝１２８とする。また、各バッファ２０、２２についても、これらのバッファ長ｂをｂ＝１２８とする。更に、ステップ・サイズ・パラメータμwについては、μw＝０．１と比較的に大き目の値に設定する。このようにステップ・サイズ・パラメータμwの値を大き目の値に設定するのは、上記シミュレーション結果（消音効果）を短時間で確認するためである。そして、これらの条件の下、上述した数２に基づいて、厳密には当該数２を周波数領域で表した演算式に基づいて、適応フィルタ５のフィルタ係数Ｗkを更新制御する。
【０１００】
図５に、上記フィルタ係数Ｗkの更新処理を４回実行したときのシミュレーション結果を示す。なお、同図において、（ａ）は、フィルタ１４に、上記図４と全く同様のインパルス応答特性を有する伝達関数Ｃh（＝Ｃ）を設定した場合のシミュレーション結果である。そして、同図（ｂ）は、上記相殺伝達関数iＰ２を含む伝達関数iＣhを、フィルタ１４に設定した場合のシミュレーション結果である。なお、各図の横軸の値は、周波数（消音対象周波数）ｆをタップ長換算した値を示し、縦軸の値は、上記エラー信号ｅkの信号レベルｅを周波数領域で表した値を示す。
【０１０１】
同図（ａ）に示すように、フィルタ１４に設定されている伝達関数Ｃhと、現実の二次音路Ｃとが等価な場合（Ｃh＝Ｃ）には、周波数ｆによっては、最大で−４０ｄＢ強という非常に大きな消音効果が得られる。ただし、消音効果が極端に悪い周波数ｆもあることが判る。一方、同図（ｂ）に示すように、上記相殺伝達関数iＰ２を含む伝達関数iＣhをフィルタ１４に設定した場合には、全周波数帯域において、一様な消音効果を得られることが判る。
【０１０２】
なお、図６に、上記反射音路Ｐ２が無い場合（即ち、エラーマイクロホン１１が排気ダクト１の排出口１ａ付近に設けられている場合）のシミュレーション結果を示す。同図に示すように、反射音路Ｐ２が存在しない場合には、上記相殺伝達関数iＰ２を含む伝達関数iＣhをフィルタ１４に設定した場合と略同様の実験結果が得られた。これにより、本実施の形態によれば、あたかも反射音路Ｐ２が最初から存在しないのと等価な状態を形成でき、全周波数帯域において一様に安定した消音効果が得られる、ということが証明された。
【０１０３】
【発明の効果】
以上のように、本発明の能動型雑音除去装置は、第２の伝達関数を補償するためのディジタルフィルタ手段を有するfiltered-x LMSアルゴリズム構成の制御系において、当該第２の伝達関数を同定して得た同定伝達関数のうち、反射経路に係る部分を積極的に排除して、これを当該ディジタルフィルタ手段の伝達関数として設定する。これにより、あたかも反射経路が最初から存在しないのと等価な状態を形成でき、雑音除去の対象とする全周波数帯域において、一様に安定した雑音除去効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明を能動型消音装置に応用する場合の一実施の形態を示す概略構成図である。
【図２】 同実施の形態において、二次音路Ｃを同定して得た伝達関数Ｃhを時間領域で表したインパルス応答特性図である。
【図３】 同実施の形態に係る制御系の正確な構成を示す図である。
【図４】 同実施の形態の実施例として、同実施の形態による効果を立証するためのシミュレーション実験の条件を模式的に示す図である。
【図５】 同実施例における実験結果を示す図で、（ａ）は、反射音路Ｐ２を含む二次音路Ｃを同定して得た伝達関数Ｃhをそのまま用いて適応消音動作を計算機上で実行した場合のシミュレーション結果、（ｂ）は、同定伝達関数Ｃhのうち反射音路Ｐ２に係る部分を積極的に排除した伝達関数iＣhを用いて適応消音動作を計算機上で実行した場合のシミュレーション結果である。
【図６】 同実施例における比較対象データで、元々反射音路Ｐ２の存在しない制御系において適応消音動作を計算機上で実行した場合のシミュレーション結果である。
【図７】 従来の能動型消音装置の概略構成図である。
【図８】 図７の構成において、二次音路を同定するための部分を抜粋した図である。
【図９】 図７の構成において、反射音路Ｐ２が形成される場合を示す図である。
【図１０】 図９の制御系において、当該制御系に対する反射音路の影響を示す複素平面図である。
【符号の説明】
１ 排気ダクト
２ リファレンスマイクロホン
５ 適応フィルタ
６ ＬＭＳ演算部
７ 二次音源スピーカ
１１ エラーマイクロホン
１４ ＦＩＲディジタルフィルタ
１５ 疑似信号発生器
１６ ＬＭＳ演算部
１８ フィルタ制御部
Ｐ１ 主一次音路
Ｐ２ 反射音路
Ｃa 直接音路
Claims (8)
- 第１の伝達関数を有する伝送路に入力される被制御信号を検出する第１の検出手段と、
上記伝送路の途中において該伝送路内を伝搬する信号を検出する第２の検出手段と、
上記第１の検出手段の出力信号を処理し、この処理して得た制御用信号を、上記伝送路内における上記第１及び第２の各検出手段間の或る地点に放出する適応フィルタ手段と、
上記第１の検出手段の出力信号をディジタルフィルタ手段により処理した後の信号と上記第２の検出手段の出力信号とが入力され、これらに応じて、上記適応フィルタ手段の伝達関数と、上記適応フィルタ手段の出力側から上記伝送路を経て上記第２の検出手段の検出部分までの間に存在する第２の伝達関数と、の合成による伝達関数が、上記第１の伝達関数と相補する状態に、上記適応フィルタ手段の伝達関数を制御する適応フィルタ制御手段と、
疑似信号を生成して上記第２の伝達関数に入力する疑似信号生成手段と、
上記第１の検出手段と上記適応フィルタ制御手段との間に介在して上記第２の伝達関数を補償する上記ディジタルフィルタ手段を含み、該ディジタルフィルタ手段に上記疑似信号を入力して、該ディジタルフィルタ手段により該擬似信号を処理した後の信号とそのときの上記第２の検出手段の出力信号とが近似する状態に、上記疑似信号と上記第２の検出手段の出力信号とに基づいて該ディジタルフィルタ手段の伝達関数を制御することにより上記第２の伝達関数を同定する同定フィルタ制御手段と、
この同定フィルタ制御手段によって同定して得た同定伝達関数のうち、上記疑似信号が上記第２の検出手段の検出部分から上記伝送路の出力側端部にまで伝搬して該出力側端部において反射して折り返し再度上記第２の検出手段により検出されるまでの反射経路に係る部分、を抽出する反射経路関数抽出手段と、
この反射経路関数抽出手段によって抽出して得た上記反射経路に係る伝達関数を相殺するための相殺伝達関数を導出する相殺伝達関数導出手段と、
上記同定伝達関数のうち上記反射経路関数抽出手段によって抽出して得た上記反射経路に係る部分を上記相殺伝達関数に置換する伝達関数置換手段と、
この伝達関数置換手段による置換後の伝達関数を、上記ディジタルフィルタ手段の伝達関数として設定する伝達関数設定手段と、
を具備する能動型雑音除去装置。 - 上記相殺伝達関数導出手段は、上記相殺伝達関数として、上記第２の伝達関数とこれを同定して得た上記同定伝達関数との位相差を構成する各要素のうち上記反射経路に係る部分を概略零にするための伝達関数を、上記同定伝達関数のうちの上記反射経路関数抽出手段によって抽出して得た上記反射経路に係る部分を用いて導出する、請求項１に記載の能動型雑音除去装置。
- 上記反射経路関数抽出手段は、
上記同定伝達関数を時間領域で表す手段を有し、
この時間領域で表される同定伝達関数において、上記反射経路に係る部分を特定する反射経路特定手段と、
この反射経路特定手段によって特定して得た上記反射経路に係る部分を抽出する抽出実行手段と、
を具備する、請求項１に記載の能動型雑音除去装置。 - 上記反射経路特定手段は、上記時間領域で表される同定伝達関数において、該同定伝達関数に含まれるピーク成分のうちピーク・トゥー・ピーク値が２番目に大きいピーク成分の存在する部分以降の部分、または該２番目に大きいピーク成分の存在する部分を含む所定区間を、上記反射経路に係る部分として特定する状態に構成された、請求項３に記載の能動型雑音除去装置。
- 上記反射経路特定手段は、上記時間領域で表される同定伝達関数において、該同定伝達関数に含まれるピーク成分のうち最大のピーク・トゥー・ピーク値を有するピーク成分が現れる時点を基準として、この基準時点から、上記疑似信号が上記第２の検出手段の検出部分から上記伝送路の出力側端部にまで伝搬して該出力側端部において反射して折り返し再度上記第２の検出手段の検出部分にまで達するのに要する時間を隔てた時点、に略対応する部分以降の部分、または該時点に略対応する部分を含む所定区間を、上記反射経路に係る部分として特定する状態に構成された、請求項３に記載の能動型雑音除去装置。
- 上記反射経路特定手段は、上記時間領域で表される同定伝達関数において、該同定伝達関数に含まれるピーク成分のうち最大のピーク・トゥー・ピーク値を有するピーク成分が現れる時点を基準として、この基準時点から、上記疑似信号が上記検出手段の検出部分から上記伝送路の出力側端部にまで伝搬して該出力側端部において反射して折り返し再度上記検出手段の検出部分にまで達するのに要する時間を隔てた時点、に略対応する部分を含む或る区間内で最もピーク・トゥー・ピーク値の大きいピーク成分が存在する部分、以降の部分、または該或る区間内で最も大きいピーク成分が存在する部分、を含む所定区間を、上記反射経路に係る部分として特定する状態に構成された、請求項３に記載の能動型雑音除去装置。
- 上記抽出実行手段は、所定の窓関数により、上記同定伝達関数のうち上記反射経路特定手段によって特定して得た上記反射経路に係る部分を抽出する状態に構成された、請求項３に記載の能動型雑音除去装置。
- 上記相殺伝達関数導出手段は、上記相殺伝達関数を周波数領域で導出し、
上記伝達関数置換手段は、周波数領域において、上記同定伝達関数のうち上記反射経路に係る部分を上記相殺伝達関数に置換し、
上記伝達関数設定手段は、上記伝達関数置換手段による置換後の上記周波数領域の伝達関数を上記ディジタルフィルタ手段に設定し、
上記適応フィルタ手段は、上記第１の検出信号の出力信号を周波数領域で処理し、
上記適応フィルタ制御手段は、周波数領域において、上記第１の検出手段の出力信号を上記ディジタルフィルタ手段により処理した後の信号と上記第２の検出手段の出力信号とに基づいて、上記ディジタルフィルタ手段の伝達関数を制御する状態に構成された、
請求項１に記載の能動型雑音除去装置。
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