JP4321061B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はインバータ回路を用いて放電灯を高周波点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
【特許文献１】
特開２０００−０１２２６６号公報
【特許文献２】
特開２００２−２９９０８４号公報
【０００３】
図１３は従来の放電灯点灯装置（特開２０００−１２２６６）の回路図である。この従来例は、放電灯の点灯時の制御方法の一つとして定電力制御を用いるものである。以下、その回路構成について説明する。直流電源Ｅには、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の直列回路が抵抗Ｒ６を介して接続されている。直流電源Ｅとスイッチング素子Ｑ２の接続点には、放電灯Ｌａの予熱電極Ｆ１の電源側端子が接続されている。放電灯Ｌａの予熱電極Ｆ１，Ｆ２の非電源側端子間には共振用（および予熱電流通電用）の始動コンデンサＣ６が並列接続されている。放電灯Ｌａの予熱電極Ｆ２の電源側端子とスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の接続点の間には直流カット用のカップリングコンデンサＣ５を介して共振用（および限流用）のインダクタンス要素であるバラストチョークＴ１が接続されている。
【０００４】
スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３はＭＯＳＦＥＴよりなり、集積回路よりなる制御回路ＩＣ２からの駆動信号により交互にオン・オフ駆動される。制御回路ＩＣ２において、１番ピンは制御電源電圧入力端子、２番、４番ピンは駆動信号電圧出力端子、３番ピンは基準電圧出力端子、５番ピンは異常検出用入力端子、６番ピンは発振周波数を決定する電流を出力する電流出力端子、７番ピンは発振周波数を決定するコンデンサの充放電のための電流入出力端子、図示しない８番ピンはグランド端子である。
【０００５】
スイッチング素子Ｑ３に直列接続された抵抗Ｒ６の両端には抵抗Ｒ１１とダイオードＤ６を介してコンデンサＣ９が接続されており、コンデンサＣ９の端子電圧は制御回路ＩＣ２の５番ピンに入力されている。抵抗Ｒ６，Ｒ１１とダイオードＤ６及びコンデンサＣ９は異常検出回路１０を構成している。異常検出回路１０は放電灯Ｌａの異常を検出する回路である。
【０００６】
制御回路ＩＣ２の動作電源は、直流電源Ｅから抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ３に充電された電圧をツェナーダイオードＤＺにより定電圧化した直流電圧が供給されている。この直流電圧は、誤差増幅器１１の抵抗Ｒ９，Ｒ１０により分圧されてオペアンプＩＣ３の非反転入力端子に印加されている。オペアンプＩＣ３の反転入力端子と出力端子の間にはコンデンサＣ２が接続されている。オペアンプＩＣ３の反転入力端子には、スイッチング素子Ｑ３と直列接続された抵抗Ｒ６に生じる高周波電圧を抵抗Ｒ５とコンデンサＣ８よりなる積分回路１２で平均化した電圧が印加されている。オペアンプＩＣ３の出力端子はダイオードＤ５のカソードに接続されており、ダイオードＤ５のアノードは抵抗Ｒ３を介して抵抗Ｒ２と制御回路ＩＣ２の６番ピンの接続点に接続されている。制御回路ＩＣ２の６番ピンに接続された抵抗Ｒ２と７番ピンに接続されたコンデンサＣ４の他端は接地されており、これらの時定数により制御回路ＩＣ２の発振周波数が決定される。
【０００７】
次に、エミレス検出回路１３の構成について説明する。誤差増幅器１１と積分回路１２を含むエミレス検出回路１３は、放電灯のエミレス点灯を検出するとともに、発振周波数を制御するための電圧を出力する回路であり、放電灯Ｌａに流れる高周波電流を検出抵抗Ｒ６により検出し、この検出抵抗Ｒ６で検出された高周波電圧を抵抗Ｒ５とコンデンサＣ８からなる積分回路１２で平均化し、この積分回路１２の出力電圧と誤差増幅器１１の抵抗Ｒ９，Ｒ１０の接続点に得られる基準電圧とが等しくなるように、オペアンプＩＣ３の出力電圧を変化させて抵抗Ｒ３に流入する電流を制御するものである。
【０００８】
以下、図１３に示す回路の動作について説明する。まず、インバータ回路１の動作を説明する。直流電源Ｅが投入されると、直流電源Ｅ→起動抵抗Ｒ１→制御電源コンデンサＣ３→直流電源Ｅの閉ループで電流が流れ、制御電源コンデンサＣ３が充電される。制御電源コンデンサＣ３の電圧は制御回路ＩＣ２の１番ピンに印加され、制御電源コンデンサＣ３の電圧が上昇し、制御回路ＩＣ２の動作電圧に達すると、制御回路ＩＣ２が発振を開始する。この発振により制御回路ＩＣ２の２番ピンからスイッチング素子Ｑ２のゲートに、４番ピンからスイッチング素子Ｑ３のゲートに高周波で交互に電圧が印加され、スイッチング素子Ｑ２とＱ３が交互にオン／オフ動作をし、インバータ回路１が高周波で発振する。
【０００９】
これにより、インバータ回路１は、スイッチング素子Ｑ３がＯＮのときは、直流電源Ｅ→予熱電極Ｆ１→始動コンデンサＣ６→予熱電極Ｆ２→カップリングコンデンサＣ５→バラストチョークＴ１→スイッチング素子Ｑ３→検出抵抗Ｒ６→直流電源Ｅの閉ループで、スイッチング素子Ｑ２がＯＮのときは、カップリングコンデンサＣ５→予熱電極Ｆ２→始動コンデンサＣ６→予熱電極Ｆ１→スイッチング素子Ｑ２→バラストチョークＴ１→カップリングコンデンサＣ５の閉ループで電流が交互に流れ、バラストチョークＴ１、カップリングコンデンサＣ５、予熱電極Ｆ２、始動コンデンサＣ６、予熱電極Ｆ１の直列回路に高周波電流が流れる。
【００１０】
このとき、（カップリングコンデンサＣ５の容量）≫（始動コンデンサＣ６の容量）の関係があり、バラストチョークＴ１と始動コンデンサＣ６のＬＣ直列共振によって始動コンデンサＣ６に共振高電圧が生じ、この共振高電圧が放電灯Ｌａに印加され、放電灯Ｌａが点灯する。
【００１１】
図１４は抵抗Ｒ６に発生する高周波電圧波形を示しており、（ａ）は放電灯Ｌａの正常点灯時、（ｂ）は放電灯Ｌａの不点灯時の波形図である。正常放電灯を接続のとき、異常検出回路１０の検出抵抗Ｒ６には図１４（ａ）に示す高周波電圧が生じるが、整流ダイオードＤ６の整流作用で平滑コンデンサＣ９の電圧はほぼこの高周波電圧のピーク値Ｖ１となっており、ピーク値Ｖ１が印加されている制御回路ＩＣ２の異常検出用入力端子（５番ピン）の動作電圧Ｖ５との関係がＶ１＜Ｖ５となるように設定されているため、制御回路ＩＣ２の発振は継続している。
【００１２】
一方、このとき、検出抵抗Ｒ６に生じた高周波電圧がエミレス検出回路１３の積分回路１２によって平均化され、この直流電圧が誤差増幅器１１のオぺアンプＩＣ３の反転入力端子に入力されている。ところで、制御回路ＩＣ２の発振周波数はコンデンサＣ４の容量値と、制御回路ＩＣ２の電流出力端子（６番ピン）から主発振抵抗Ｒ２とＲ３に流出する電流値で決定され、この電流値が大きいほど発振周波数が高い。そして、電流出力端子（６番ピン）から抵抗Ｒ３に流れる電流は、オぺアンプＩＣ３の出力電圧の変化に応じて変化することにより、制御回路ＩＣ２の発振周波数が制御される。
【００１３】
従って、制御回路ＩＣ２の発振周波数の制御は、積分回路１２の出力電圧が、オぺアンプＩＣ３の非反転入力端子の基準電圧に等しくなるように、オぺアンプＩＣ３の出力電圧が制御されることにより行われる。この結果、検出抵抗Ｒ６を流れる高周波電流の平均値、すなわち、放電灯Ｌａの予熱電極Ｆ１、Ｆ２で消費される電力の和が一定に保たれる。このように、検出抵抗Ｒ６に流れる高周波の平均電流がエミレス検出回路１３で設定された値に保持されるように、エミレス検出回路１３が制御回路ＩＣ２の発振周波数を制御している。
【００１４】
次に、放電灯の寿命末期あるいは不良で放電灯が不点灯の状態の動作について説明する。バラストチョークＴ１、カップリングコンデンサＣ５、予熱電極Ｆ１、始動コンデンサＣ６及び予熱電極Ｆ２の直列回路に高周波電流が流れた後、放電灯Ｌａが寿命末期等で異常電力を消費する状態となった場合でも、エミレス検出回路１３が作用し、検出抵抗Ｒ６に流れる高周波の平均電流が設定値に保持されるように制御回路ＩＣ２の発振周波数が制御される。
【００１５】
しかし、放電灯Ｌａが寿命末期あるいは不良の場合、（カップリングコンデンサＣ５の容量）≫（始動コンデンサＣ６の容量）の関係があり、バラストチョークＴ１と始動コンデンサＣ６のＬＣ直列共振によって始動コンデンサＣ６に共振高電圧が生じ、この共振高電圧が放電灯Ｌａに印加されるが、放電灯Ｌａが点灯しない。
【００１６】
このとき、異常検出回路１０の検出抵抗Ｒ６には図１４（ｂ）に示す高周波電圧が生じるが、整流ダイオードＤ６の整流作用で平滑コンデンサＣ９の電圧はほぼこの高周波電圧のピーク値Ｖ３となっており、ピーク値Ｖ３が印加されている集積回路ＩＣ２の異常検出用入力端子（５番ピン）の動作電圧Ｖ５との関係がＶ３＞Ｖ５となるように設定されているため、制御回路ＩＣ２の発振は停止する。そして、直流電源Ｅから起動抵抗Ｒ１を介して供給されている電流により、この発振停止状態が保持される。
【００１７】
次に、放電灯Ｌａが寿命末期で放電灯Ｌａが電力を過剰に消費するエミレス点灯状態の場合は、放電灯Ｌａは予熱電極Ｆ１、Ｆ２に塗布されている電子放射物質が消耗された状態のエミレス状態（電子放出不良状態）で点灯しているため、放電灯Ｌａの電圧が上昇しているが、誤差増幅器１１により、放電灯Ｌａの正常点灯時と比較して、オぺアンプＩＣ３の出力電圧が低下し、制御回路ＩＣ２の発振周波数が高い状態となり、正常点灯時と同様に、放電灯Ｌａで消費される電力の和が一定に保たれる。
【００１８】
このように従来例では、スイッチング素子Ｑ３に直列接続された検出抵抗Ｒ６の電圧を検出してオぺアンプＩＣ３によるフィードバック制御を行い、正常ランプ点灯時、寿命末期ランプ点灯時ともに電力が一定となるように制御していると同時に、ランプが異常で不点灯となった場合には検出抵抗Ｒ６の電圧が高くなることを利用して発振停止させているため、簡単な構成で安全性の高い放電灯点灯装置を供給できる。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、上記の定電力制御を行う場合には寿命末期にランプ電圧が高い状態、つまりランプインピーダンスが増加している状態を考慮する以外に、正常点灯時に使用される放電灯の周囲温度特性を考慮しなければならない。すなわち、ランプのインピーダンスは温度依存性があり、一般の蛍光灯の水銀ランプでは最冷点温度、アマルガム入りランプでは封入されているアマルガムの温度によってランプのインピーダンスが変化する。図１５に示すように一般的にはランプ単体点灯において常温以上では周囲温度が高くなるにつれてランプのインピーダンスは小さくなる。
【００２０】
つまり、ランプを器具内に設置し使用される場合には器具形状、ランプ設置方向によりランプインピーダンスが変化するということになる。従って、従来例のように定電力制御を用いると、例えば放電灯の定格ランプ電力付近で定電力制御を行うものとすると、常温でランプを器具込み状態で施工すると器具の構造、例えば器具で放電灯を覆う構造になっている場合と放電灯が剥き出しになっている構造とではランプのインピーダンスが全く変わる。つまり、同一の放電灯であっても、放電灯を覆う構造の照明器具と放電灯が剥き出しの構造の照明器具とでは、放電灯を覆う構造の方が放電灯の周囲温度が高くなるために、ランプインピーダンスも異なり、剥き出し構造の照明器具に比べて放電灯を覆う構造の器具ではランプインピーダンスが小さくなるので、放電灯の定格ランプ電流以上の電流が放電灯に流れ、放電灯の短寿命をもたらすことになるという課題が生じる。
【００２１】
これらは放電灯の種類が異なっても同様な課題が生じる。ＦＣＬといった丸管では一般的にぺンダントタイプの方がシーリングタイプよりもランプインピーダンスが高く、ＦＢＴといった片口金ランプでは口金水平方向点灯と口金垂直方向点灯とでランプインピーダンスが異なるという具合である。
さらに、ランプインピーダンスが小さいところで定電力制御を行う場合には、周囲温度によりランプインピーダンスが大きくなった場合にランプ電流が小さくなり過ぎて所定の光出力が出ないといった課題も生じる。
【００２２】
従って、特許文献１の従来例のように定電力制御を行う場合、正常点灯時のランプインピーダンスを考慮しなければ放電灯の短寿命、もしくは光出力不足といった不具合が生じる。
また、特許文献２の従来例には、放電灯のランプ電圧により放電灯の異常を検出してインバータの発振周波数を制御することが提案されているが、正常点灯時のランプインピーダンスの変化に対応してインバータの発振周波数を適正に制御するというものではなかった。
【００２３】
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、ランプの周囲温度が変化しても、ランプ寿命を損なうこと無く、最適な光出力が得られる放電灯点灯装置を提供することを課題とする。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
請求項１の放電灯点灯装置によれば、上記の課題を解決するために、図１に示すように、直流電源Ｅと、直流電源Ｅの出力を高周波でスイッチングするスイッチング素子を有するインバータ回路１と、インバータ回路１の高周波出力を印加されるインダクタＴ１とコンデンサＣ１からなる共振回路２と、共振回路２の共振電圧を印加される放電灯Ｌａと、前記インバータ回路１の発振周波数を切り替える発振周波数制御手段５と、前記放電灯Ｌａの定格ランプインピーダンス近傍以上のランプインピーダンスの範囲ではランプインピーダンスが上昇するにつれて発振周波数が高くなるように制御することにより負荷電力が略一定となる定電力制御を行うように前記発振周波数制御手段５を動作させ、前記放電灯Ｌａの定格ランプインピーダンス近傍未満のランプインピーダンスの範囲では発振周波数が略一定となるように前記発振周波数制御手段５を動作させる切替手段４を有することを特徴とするものである。
【００２５】
請求項２の放電灯点灯装置によれば、同じ課題を解決するために、図８に示すように、直流電源Ｅと、直流電源Ｅの出力を高周波でスイッチングするスイッチング素子を有するインバータ回路１と、インバータ回路１の高周波出力を印加されるインダクタＴ１とコンデンサＣ１からなる共振回路２と、共振回路２の共振電圧を印加される放電灯Ｌａと、前記インバータ回路１の発振周波数を切り替える発振周波数制御手段５と、前記放電灯Ｌａの定格ランプ電圧近傍以上のランプ電圧の範囲ではランプ電圧が上昇するにつれて発振周波数が高くなるように制御することにより負荷電力が略一定となる定電力制御を行うように前記発振周波数制御手段５を動作させ、前記放電灯Ｌａの定格ランプ電圧近傍未満のランプ電圧の範囲では発振周波数が略一定となるように前記発振周波数制御手段５を動作させる切替手段４を有することを特徴とするものである。
【００２６】
請求項３の発明によれば、請求項１記載の放電灯点灯装置において、前記発振周波数制御手段５はランプ寿命と判別できるランプインピーダンスを超えると、負荷電力が略一定となる定電力制御から発振周波数が略一定となる固定周波数制御に切り替えることを特徴とする。
請求項４の発明によれば、請求項２記載の放電灯点灯装置において、前記発振周波数制御手段５はランプ寿命と判別できるランプ電圧を超えると、負荷電力が略一定となる定電力制御から発振周波数が略一定となる固定周波数制御に切り替えることを特徴とする。
【００２７】
請求項５の発明によれば、請求項１〜４のいずれかに記載の放電灯点灯装置において、前記放電灯の電力を検出するランプ電力検出手段を備え、このランプ電力検出手段の検出出力に基づいて発振周波数を制御することで前記定電力制御を行うことを特徴とする。
請求項６の発明によれば、請求項５記載の放電灯点灯装置において、前記ランプ電力検出手段は前記共振回路２の共振電流を検出することを特徴とする。
【００２８】
請求項７の発明によれば、請求項１〜６のいずれかに記載の放電灯点灯装置において、図１２に示すように、前記放電灯の電圧を検出するランプ電圧検出手段を備え、このランプ電圧検出手段の検出出力が所定値を超えるとインバータ回路１のスイッチング素子の動作を停止させることを特徴とする。
【００２９】
【発明の実施の形態】
（実施の形態１）
本発明の第１の実施の形態を図１に示す。この実施の形態では、直流電源Ｅと、直流電源電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路１と、バラストチョークＴ１とコンデンサＣ１からなる共振回路２と、コンデンサＣ１と並列接続される放電灯Ｌａと、放電灯Ｌａのランプインピーダンスを検出するインピーダンス検出手段３と、その検出したインピーダンスにより放電灯Ｌａへの出力電力を一定にするか、発振周波数を固定にするかを切り替える切替手段４と、それらの制御信号をインバータ回路１へ出力する発振周波数制御手段５から構成される。
【００３０】
回路の動作としては直流電源Ｅの直流電圧をインバータ回路１で高周波の交流電圧に変換してバラストチョークＴ１とコンデンサＣ１からなる共振回路２に印加し、その共振作用により放電灯Ｌａを高周波点灯させる。図２を用いて説明すると、点灯時には放電灯ＬａのランプインピーダンスＲｌａを検出し、そのインピーダンス値が放電灯の略定格ランプインピーダンスＲｌａ１＝（定格ランプ電力／（定格ランプ電流）2 ）まではインバータ回路１の発振周波数ｆを固定とし、それ以上では出力電力が略一定となるように発振周波数ｆを変化させる。つまり、図２のようにランプインピーダンスＲｌａがＲｌａ１となるまでは発振周波数ｆは一定値ｆ１であり、それ以上のランプインピーダンスでは発振周波数ｆは徐々に高周波となる。この発振周波数ｆが徐々に高周波となる傾きはランプインピーダンスと出力電力の関係で決まる。出力電力はランプインピーダンスがＲｌａ１までは徐々に増加し、インピーダンスＲｌａ１以上では略一定となる。この出力電力の値は略定格ランプ電力とする。
【００３１】
このように制御することで、放電灯Ｌａの周囲温度が変化し、ランプインピーダンスが変化して小さくなった場合にも放電灯Ｌａに対し過大なランプ電流を供給することはなく、またランプインピーダンスが大きくなった場合にも出力電力は略定格ランプ電力で一定となるため、放電灯Ｌａが寿命末期でエミレス状態となっても、点灯装置を構成している電子部品のストレスは緩和できる。また、例えば放電灯ＬａのランプインピーダンスがＲｌａ１よりも小さい場合の固定発振周波数ｆ１を略定格ランプ電流を放電灯Ｌａに流せる周波数に設定しておくと、ランプインピーダンスが小さくなった場合においても放電灯Ｌａの光出力をその周囲温度での最適値にすることができる。
【００３２】
（実施の形態２）
本発明の第２の実施の形態を図３に示す。この実施の形態では、直流電源Ｅと、直流電源電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路１と、バラストチョークＴ１とコンデンサＣ１からなる共振回路２と、コンデンサＣ１と並列接続される放電灯Ｌａと、その予熱回路６と、放電灯Ｌａのランプインピーダンスを検出するランプインピーダンス検出回路部３１と、その検出したインピーダンスにより放電灯Ｌａへの出力電力を一定にするか、発振周波数を固定にするかを切り替える切替手段４１と、この切替手段４１を含みインバータ回路１のスイッチング素子の発振を制御する発振周波数制御回路５１からなる。
【００３３】
本実施の形態のインバータ回路１は、直流電源Ｅの両端に接続されたＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の直列回路を備え、スイッチング素子Ｑ５の両端に直流カット用のカップリングコンデンサＣ１０を介して共振回路２及び放電灯Ｌａを接続して成るハーフブリッジ式インバータ回路である。
【００３４】
発振周波数制御回路５１は、集積回路ＩＣ１０１と抵抗Ｒ１０１〜Ｒ１０８とコンデンサＣ１０１〜Ｃ１０３とトランジスタＱ１０１〜Ｑ１０３とダイオードＤ１０１とオぺアンプＩＣ１０２と基準電圧Ｖｒｅｆとから構成される。
【００３５】
図４は発振周波数制御回路５１の電源投入後の発振周波数の変化を示す。発振周波数は、集積回路ＩＣ１０１のＴｃ端子とアース間に接続されたコンデンサＣ１０２と、集積回路ＩＣ１０１のＴＯＳＣ端子とアース間に接続された抵抗Ｒ１０２〜Ｒ１０４と、ＴＰＲＥ端子とアース間に接続された抵抗Ｒ１０６と、ＴＳＴＲ端子とアース間に接続された抵抗Ｒ１０７とで決まる。
【００３６】
まず、放電灯Ｌａの予熱時にはＴＰＲＥ端子のトランジスタＱ１０１とＴＳＴＲ端子のトランジスタＱ１０２がオンし、ＴＯＳＣ端子、ＴＰＲＥ端子、ＴＳＴＲ端子から各端子に接続された抵抗に電圧を印加する。コンデンサＣ１０２を充電する電流ＩＣＯＳＣは、抵抗Ｒ１０２、Ｒ１０６、Ｒ１０７に流れる電流ＩＲＯＳＣ、ＩＲＰＲＥ、ＩＲＳＴＲの和の比電流であり、ＴＯＳＣ端子、ＴＰＲＥ端子、ＴＳＴＲ端子の全てに電流が流れるときに最も大きくなる。
【００３７】
そのとき、コンデンサＣ１０２の両端電圧ＶＣＯＳＣは図５に示すように基準値Ｖｔｈｃで放電するので三角波となり、その三角波の周期Ｔが発振周波数となる。放電灯Ｌａの予熱時には最も大きい電流がコンデンサＣ１０２に充電電流ＩＣＯＳＣとして流れるので、発振周波数は最も高くなる。
【００３８】
次に、放電灯Ｌａを始動させるときにはトランジスタＱ１０１がオフ、トランジスタＱ１０２がオンとなり、コンデンサＣ１０２を充電する電流ＩＣＯＳＣは、ＴＯＳＣ端子とＴＳＴＲ端子から流れる電流ＩＲＯＳＣ、ＩＲＳＴＲの和の比電流となり、予熱時よりも充電電流ＩＣＯＳＣは小さくなり、発振周波数は予熱時よりも低くなる。
【００３９】
次に、点灯時にはトランジスタＱ１０１及びＱ１０２が共にオフとなり、ＴＯＳＣ端子に接続された抵抗Ｒ１０２にのみ電圧を印加するので、Ｔｃ端子に接続されたコンデンサＣ１０２に流れる充電電流ＩＣＯＳＣは最も小さくなり、点灯時の発振周波数が最も低くなる。
【００４０】
次に、図４を参照して動作を簡単に説明する。ＴＯＳＣ端子、ＴＰＲＥ端子、ＴＳＴＲ端子が動作するタイミング、つまりトランジスタＱ１０１、Ｑ１０２がオン、オフするタイミングは、集積回路ＩＣ１０１の外部電源ＶｃｃとＴＩＭＥＲ端子に接続された抵抗Ｒ１０８とコンデンサＣ１０３の時定数で決まるタイマー回路にて決定される。つまり、図４に示すように、各々のトランジスタＱ１０１、Ｑ１０２は電源投入から時間ｔｈ、ｔｓ（ｔｈ＜ｔｓ）だけオンする。その結果、集積回路ＩＣ１０１のＯＵＴ端子から出力される前記インバータ回路の発振周波数は、時間ｔｈだけ周波数ｆｈとなり、次の時間ｔｓ−ｔｈだけ周波数ｆｓ（＜ｆｈ）となり、時間ｔｓ経過後は周波数ｆｏとなる。
【００４１】
図６はインバータ回路１の発振周波数と放電灯Ｌａへ印加される共振電圧との関係を示す特性図である。周波数ｆｈの場合の共振電圧Ｖｈは、周波数ｆｓの場合の共振電圧Ｖｓよりも小さいので、共振電圧Ｖｓと共振電圧Ｖｈとの間に、放電灯Ｌａの始動電圧を設定しておくと、電源投入から時間ｔｈ経過するまで放電灯Ｌａは始動せずに十分に予熱され、その後、電源投入から時間ｔｓ経過するまでに放電灯Ｌａを始動させることができる。電源投入から時間ｔｓ経過後は、トランジスタＱ１０１、Ｑ１０２、Ｑ１０３ともオフし、前記インバータ回路１の発振周波数はｆｏとなり、放電灯Ｌａは点灯する。
【００４２】
次に、ランプインピーダンス検出回路部３１について説明する。インバータ回路１内のスイッチング素子Ｑ５のグランド側に接続された抵抗Ｒ６には、インバータ回路内のダイオードＤ１を介して正方向の電流は流れるが、ダイオードＤ２により負方向の電流はバイパスされるため、図７に示されるような高周波電圧が生じている。この電圧が抵抗Ｒ１０５を介して発振周波数制御回路５１内のオぺアンプＩＣ１０２の反転入力端子に入力され、オぺアンプＩＣ１０２の非反転入力端子の基準電圧Ｖｒｅｆに等しくなるようにオぺアンプＩＣ１０２の出力電圧が制御されることになる。つまり、オぺアンプＩＣ１０２の出力は、出力電力が略一定となるような制御信号である電力一定信号を出力する。ただし、オぺアンプＩＣ１０２の反転入力端子にはトランジスタＱ１０３が接続されており、トランジスタＱ１０２と同様なシーケンスで制御される。つまり、時間ｔｓまではトランジスタＱ１０３がオンしており、オぺアンプＩＣ２の反転入力端子がＬｏｗに落ちるため、オぺアンプＩＣ１０２の出力電圧は集積回路ＩＣ１０１のＴＯＳＣ端子内の内部電圧以上となっている。このため、時間ｔｓまでは発振周波数は先述した周波数ｆｈ、ｆｓで固定される。
【００４３】
電源投入から時間ｔｓ経過後はトランジスタＱ１０３がオフするため、オぺアンプＩＣ１０２は先述したように電力一定信号を出力する。この時間ｔｓ経過後において、放電灯Ｌａの略定格ランプインピーダンスＲｌａ１（定格ランプ電力／（定格ランプ電流）2 ）相当までが接続されたときには集積回路ＩＣ１０１のＴＯＳＣ端子内の内部電圧ＶＯＳＣと切替手段４１のダイオードＤ１０１の順電圧Ｖｆの差以上になるように抵抗Ｒ６、基準電圧Ｖｒｅｆ、フィードバック抵抗Ｒ１０１、コンデンサＣ１０１を設定する。従って、放電灯Ｌａの周囲温度が変化し、放電灯ＬａのランプインピーダンスＲｌａが略定格ランプインピーダンスＲｌａ１よりも小さい場合には図２に示すように固定の発振周波数ｆ１で動作する。また、この固定の発振周波数ｆ１では例えば放電灯Ｌａには略定格ランプ電流のランプ電流を流すように発振周波数ｆ１を設定することにより放電灯Ｌａの周囲温度の変動でランプインピーダンスが小さい場合には定電力性を無くして無駄な電力を消費させず、放電灯の短寿命を防止する。
【００４４】
そして、略定格ランプインピーダンスＲｌａ１以上ではオぺアンプＩＣ１０２の出力電圧は集積回路ＩＣ１０１の内部電圧ＶＯＳＣと切替手段４１のダイオードＤ１０１の順電圧Ｖｆの差以下となり、抵抗Ｒ６を流れる高周波電流の平均値、すなわち放電灯Ｌａで消費される電力がほぼ一定（ここでは定格ランプ電力の０．９倍から１．２倍程度）に保つように各部品の定数を設定する。従って、放電灯Ｌａの周囲温度が変化してランプインピーダンスが小さい場合にも過大なランプ電流を流すことなく、余計な電力を消費しなくて済むことになる。また、定格ランプインピーダンス以上では略定格ランプ電力にて定電力性を保つため、最適な光出力を得ることができる。
【００４５】
（実施の形態３）
第３の実施の形態を図８に示す。この実施の形態では図１に示した実施の形態１の回路でインピーダンス検出手段３をランプ電圧検出手段７に置き換えたものであり、放電灯Ｌａのランプ電圧を抵抗Ｒ３０１、Ｒ３０２で分圧し、ランプ電圧のピークｔｏピーク値をコンデンサＣ３０１、ダイオードＤ３０１、ダイオードＤ３０２にて検出し、抵抗Ｒ３０３，Ｒ３０４とコンデンサＣ３０２により平滑するものである。この検出された電圧値を発振周波数制御手段５へ出力し、切替手段４によりインバータ回路１の出力電力を一定にするか、発振周波数を一定にするかを制御する。この実施の形態では放電灯Ｌａの検出されたランプ電圧Ｖｌａが略定格ランプ電圧Ｖｌａ１未満では発振周波数ｆを固定し、略定格ランプ電圧Ｖｌａ１以上では出力電力を一定とする。その他の制御は実施の形態１と同様であるので説明を省略する。
【００４６】
（実施の形態４）
本発明の第４の実施の形態を図９に示す。この実施の形態では、図３に示した実施の形態２の回路で直流電源Ｅを昇圧型のチョッパー回路部８に置き換えて、このチョッパー回路部８のスイッチング素子Ｑ６に流れる電流を検出することで、ランプインピーダンス検出回路部３２を構成したものである。図９において、ＡＣは交流電源電圧、９は雑音対策用のフィルタ回路、ＤＢは交流電圧を全波電圧にするダイオードブリッジ回路である。交流電源ＡＣからの入力電圧はフィルタ回路９を介しダイオードブリッジ回路ＤＢにて全波整流される。その全波整流出力はチョッパ回路部８により直流平滑電圧に変換される。チョッパ回路部８としては、一般的な昇圧型のチョッパ回路の構成を用いており、ダイオードブリッジ回路ＤＢの整流出力端にインダクタＴ２とスイッチング素子Ｑ６と電流検出用の抵抗Ｒ５１の直列回路を接続し、スイッチング素子Ｑ６と抵抗Ｒ５１の直列回路にダイオードＤ６を介して平滑用のコンデンサＣ１１を接続している。スイッチング素子Ｑ６は汎用の力率改善用ＩＣ（例えばモトローラ社製のＭＣ３３２６２）などで発振を制御され、入力力率が略１になるように、また、平滑用コンデンサＣ１１の両端電圧が略一定になるように、スイッチングを制御される。従って、インダクタＴ２に流れる電流波形は図１０（ａ）のようになり、スイッチング素子Ｑ６のグランド側に接続されている抵抗Ｒ５１には図１０（ｂ）に示すような電流が流れるために、抵抗Ｒ５１にも同様な電圧波形が生じる。この抵抗Ｒ５１に発生した電圧は抵抗Ｒ１１０とコンデンサＣ１１０とで平滑され、抵抗Ｒ１０５を介し、オぺアンプＩＣ１０２の反転入力端子に入力される。この抵抗Ｒ５１に発生する電圧のピーク値は出力電力が大きいほど高くなり、つまり放電灯ＬａのランプインピーダンスＲｌａが大きいほど電圧ピーク値が高くなるので、ランプインピーダンス検出回路部３２として機能する。
【００４７】
図１１はランプインピーダンスＲｌａと発振周波数ｆの関係を示している。実施の形態２と同様にランプインピーダンスＲｌａが定格ランプインピーダンスＲｌａ１までは、オぺアンプＩＣ１０２の出力電圧は集積回路ＩＣ１０１のＴＯＳＣ端子内の内部電圧ＶＯＳＣと切替手段４１のダイオードＤ１０１の順電圧Ｖｆの差以上になるように抵抗Ｒ５１、抵抗Ｒ１１０、コンデンサＣ１１０、抵抗Ｒ１０５、基準電圧Ｖｒｅｆ、フィードバック抵抗Ｒ１０１、コンデンサＣ１０１の値を設定する。
【００４８】
放電灯Ｌａの周囲温度が変化し、放電灯ＬａのランプインピーダンスＲｌａが定格ランプインピーダンスＲｌａ１よりも小さい場合には固定の発振周波数ｆ１で動作する。この固定の発振周波数ｆ１では例えば放電灯Ｌａには略定格ランプ電流のランプ電流を流すように発振周波数ｆ１を設定することにより放電灯Ｌａの周囲温度の変動でランプインピーダンスが小さい場合には定電力性を無くして無駄な電力を消費させず、放電灯の短寿命を防止する。
【００４９】
また、略定格ランプインピーダンスＲｌａ１以上ではオぺアンプＩＣ１０２の出力電圧は集積回路ＩＣ１０１の内部電圧ＶＯＳＣと切替手段４１のダイオードＤ１０１の順電圧Ｖｆの差以下となり、抵抗Ｒ５１を流れる高周波電流の平均値、すなわち放電灯Ｌａで消費される電力（ここでは定格ランプ電力の０．９から１．２倍程度の設定）がほぼ一定に保つように各部品の定数を設定する。
【００５０】
次にランプインピーダンスＲｌａがランプインピーダンスＲｌａ１のおおよそ１．５倍のＲｌａ２（１．５×定格ランプ電力／（定格ランプ電流）2 ）となったときには、オぺアンプＩＣ１０２の出力電圧を切替手段４２の定電圧ダイオードＺＤ１０１にてクランプ（制御電源電圧Ｖｃｃ−定電圧ダイオードＺＤ１０１の電圧）することによりランプインピーダンスＲｌａがＲｌａ２以上となった場合には発振周波数ｆは固定の発振周波数ｆ２へと固定される。
【００５１】
これは放電灯ＬａのランプインピーダンスＲｌａがＲｌａ２に近づいたときに立ち消えした場合、ランプインピーダンスＲｌａは無限大となり、放電灯Ｌａのフィラメント部分での消費だけで略一定の出力電力にするために発振周波数ｆが低い点ｆ３に移動し、コンデンサＣ１の両端電圧が異常に大きくなる発振持続を阻止するためである。
【００５２】
本実施の形態によれば、放電灯の周囲温度が変化してランプインピーダンスが小さい場合にも過大なランプ電流を流すことなく、余計な電力を消費しなくて済むことになる。また、定格ランプインピーダンス以上では略定格ランプ電力にて定電力性を保つため、最適な光出力を得ることができ、さらに、ランプインピーダンスが寿命末期付近のインピーダンスでは立ち消え時の不具合を回避できる。
【００５３】
（実施の形態５）
本発明の第５の実施の形態を図１２に示す。この実施の形態では、図３に示した第２の実施の形態にランプ電圧を検出するランプ電圧検出回路部７１を追加したものであり、ランプ電圧検出回路部７１以外は実施の形態２と同様であるので、重複する説明は省略する。このランプ電圧検出回路部７１はバラストチョークＴ１の二次巻線と抵抗Ｒ２０１、Ｒ２０２、ダイオードＤ２０１、Ｄ２０２、コンデンサＣ２０１と比較器ｃｏｍｐ１と基準電圧Ｖｒｅｆ２から構成される。
【００５４】
このランプ電圧検出回路部７１の動作は、バラストチョークＴ１の二次巻線から抵抗Ｒ２０１とダイオードＤ２０２を介し、半波電圧にてランプ電圧の比例値相当を検出し、コンデンサＣ２０１にて平滑し、コンパレータｃｏｍｐ１のプラス入力端子へ入力する。コンパレータｃｏｍｐ１のマイナス入力端子には所定の基準電圧Ｖｒｅｆ２が設定されており、正常点灯時にはコンパレータｃｏｍｐ１のプラス入力端子の電圧値は基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも低いため、コンパレータｃｏｍｐ１の出力はＬｏｗとなっている。
【００５５】
放電灯Ｌａが寿命末期状態（エミレス状態など）の場合にはランプインピーダンスが正常よりも極めて大きくなるため、ランプ電圧が正常点灯時に比べ増加する。従って、コンパレータｃｏｍｐ１のプラス入力端子の電圧が上昇し、基準電圧Ｖｒｅｆ２を超えるとコンパレータｃｏｍｐ１の出力はＨｉｇｈとなり、その信号を集積回路ＩＣ１０１のＳＴＯＰ端子が受け、ＳＴＯＰ端子の入力信号がＬｏｗからＨｉｇｈに変わったところで、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５へのドライブ信号を停止する。
【００５６】
ランプインピーダンスＲｌａがＲｌａ１よりも小さい場合には切替手段４１のダイオードＤ１０１により固定の発振周波数ｆ１となり、定電力性を無くして過大なランプ電流を流すことはないので、放電灯Ｌａの短寿命を防止できる。そして、略定格ランプインピーダンスＲｌａ１以上ではオぺアンプＩＣ１０２の出力電圧は集積回路ＩＣ１０１の内部電圧ＶＯＳＣと切替手段４１のダイオードＤ１０１の順電圧Ｖｆの差以下となり、抵抗Ｒ６を流れる高周波電流の平均値、すなわち放電灯Ｌａで消費される電力（ここでは定格ランプ電力の０．９から１．２倍程度の設定）を一定に保つように動作する。従って、ランプインピーダンスＲｌａがＲｌａ１を超えると、発振周波数ｆは固定の周波数ｆ１から徐々に増加する。
【００５７】
放電灯Ｌａがエミレス状態になった場合、ランプインピーダンスＲｌａが略定格ランプインピーダンスＲｌａ１のおおよそ１．５倍のＲｌａ２（１．５×定格ランプ電力／（定格ランプ電流）2 ）となったときにはランプ電圧検出回路部７１が動作し、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の発振を停止させる。
【００５８】
本実施の形態によれば、放電灯の寿命末期までは出力電力を略一定化させるので、放電灯自身の発熱を抑えることができ、また、従来例ではエミレス状態で発振停止させていなかったが、この実施の形態ではさらにランプ電圧検出回路部７１によりインバータ回路１の発振を停止させるため、より安全である。
【００５９】
【発明の効果】
請求項１の発明によれば、放電灯の定格ランプインピーダンス近傍以上のランプインピーダンスの範囲ではランプインピーダンスが上昇するにつれて発振周波数が高くなるように制御することにより負荷電力が略一定となる定電力制御を行うように、また、放電灯の定格ランプインピーダンス近傍未満のランプインピーダンスの範囲では発振周波数が略一定となるようにインバータ回路の発振周波数制御手段を動作させるようにしたので、放電灯の周囲温度が変化しランプインピーダンスが小さい場合でも余計な電力を消費することは無く、ランプの短寿命を防ぐことが可能である。また、定格ランプインピーダンス近傍以上では略定格ランプ電力にて定電力性を保つため、最適な光出力を得ることができる。
【００６０】
請求項２の発明によれば、放電灯の定格ランプ電圧近傍以上のランプ電圧の範囲ではランプ電圧が上昇するにつれて発振周波数が高くなるように制御することにより負荷電力が略一定となる定電力制御を行うように、また、放電灯の定格ランプ電圧近傍未満のランプ電圧の範囲では発振周波数が略一定となるようにインバータ回路の発振周波数制御手段を動作させるようにしたので、放電灯の周囲温度が変化しランプ電圧が小さい場合でも余計な電力を消費することは無く、ランプの短寿命を防ぐことが可能である。また、定格ランプ電圧近傍以上では略定格ランプ電力にて定電力性を保つため、最適な光出力を得ることができる。
【００６１】
また、請求項３又は４の発明によれば、寿命末期付近のランプインピーダンスまたはランプ電圧では発振周波数が略一定となるようにインバータ回路の発振周波数制御手段を動作させるようにしたので、ランプ立ち消え時の不具合を回避できる。
また、請求項７の発明によれば、寿命末期時にインバータ回路の発振を停止するように制御するため、より安全性が高くなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の回路図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態の動作説明図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態の回路図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態の電源投入後の発振周波数の変化を示す動作説明図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態の発振周波数制御回路の動作説明のための波形図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態の発振周波数と共振電圧の関係を示す周波数特性図である。
【図７】本発明の第２の実施の形態の動作説明のための波形図である。
【図８】本発明の第３の実施の形態の回路図である。
【図９】本発明の第４の実施の形態の回路図である。
【図１０】本発明の第４の実施の形態の動作説明のための波形図である。
【図１１】本発明の第４の実施の形態の動作説明図である。
【図１２】本発明の第５の実施の形態の回路図である。
【図１３】従来例の回路図である。
【図１４】従来例の動作説明のための波形図である。
【図１５】従来例における放電灯の温度特性を示す特性図である。
【符号の説明】
Ｅ 直流電源
Ｌａ 放電灯
１ インバータ回路
２ 共振回路
３ インピーダンス検出手段
４ 切替手段
５ 発振周波数制御手段
【発明の属する技術分野】
本発明はインバータ回路を用いて放電灯を高周波点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
【特許文献１】
特開２０００−０１２２６６号公報
【特許文献２】
特開２００２−２９９０８４号公報
【０００３】
図１３は従来の放電灯点灯装置（特開２０００−１２２６６）の回路図である。この従来例は、放電灯の点灯時の制御方法の一つとして定電力制御を用いるものである。以下、その回路構成について説明する。直流電源Ｅには、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の直列回路が抵抗Ｒ６を介して接続されている。直流電源Ｅとスイッチング素子Ｑ２の接続点には、放電灯Ｌａの予熱電極Ｆ１の電源側端子が接続されている。放電灯Ｌａの予熱電極Ｆ１，Ｆ２の非電源側端子間には共振用（および予熱電流通電用）の始動コンデンサＣ６が並列接続されている。放電灯Ｌａの予熱電極Ｆ２の電源側端子とスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の接続点の間には直流カット用のカップリングコンデンサＣ５を介して共振用（および限流用）のインダクタンス要素であるバラストチョークＴ１が接続されている。
【０００４】
スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３はＭＯＳＦＥＴよりなり、集積回路よりなる制御回路ＩＣ２からの駆動信号により交互にオン・オフ駆動される。制御回路ＩＣ２において、１番ピンは制御電源電圧入力端子、２番、４番ピンは駆動信号電圧出力端子、３番ピンは基準電圧出力端子、５番ピンは異常検出用入力端子、６番ピンは発振周波数を決定する電流を出力する電流出力端子、７番ピンは発振周波数を決定するコンデンサの充放電のための電流入出力端子、図示しない８番ピンはグランド端子である。
【０００５】
スイッチング素子Ｑ３に直列接続された抵抗Ｒ６の両端には抵抗Ｒ１１とダイオードＤ６を介してコンデンサＣ９が接続されており、コンデンサＣ９の端子電圧は制御回路ＩＣ２の５番ピンに入力されている。抵抗Ｒ６，Ｒ１１とダイオードＤ６及びコンデンサＣ９は異常検出回路１０を構成している。異常検出回路１０は放電灯Ｌａの異常を検出する回路である。
【０００６】
制御回路ＩＣ２の動作電源は、直流電源Ｅから抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ３に充電された電圧をツェナーダイオードＤＺにより定電圧化した直流電圧が供給されている。この直流電圧は、誤差増幅器１１の抵抗Ｒ９，Ｒ１０により分圧されてオペアンプＩＣ３の非反転入力端子に印加されている。オペアンプＩＣ３の反転入力端子と出力端子の間にはコンデンサＣ２が接続されている。オペアンプＩＣ３の反転入力端子には、スイッチング素子Ｑ３と直列接続された抵抗Ｒ６に生じる高周波電圧を抵抗Ｒ５とコンデンサＣ８よりなる積分回路１２で平均化した電圧が印加されている。オペアンプＩＣ３の出力端子はダイオードＤ５のカソードに接続されており、ダイオードＤ５のアノードは抵抗Ｒ３を介して抵抗Ｒ２と制御回路ＩＣ２の６番ピンの接続点に接続されている。制御回路ＩＣ２の６番ピンに接続された抵抗Ｒ２と７番ピンに接続されたコンデンサＣ４の他端は接地されており、これらの時定数により制御回路ＩＣ２の発振周波数が決定される。
【０００７】
次に、エミレス検出回路１３の構成について説明する。誤差増幅器１１と積分回路１２を含むエミレス検出回路１３は、放電灯のエミレス点灯を検出するとともに、発振周波数を制御するための電圧を出力する回路であり、放電灯Ｌａに流れる高周波電流を検出抵抗Ｒ６により検出し、この検出抵抗Ｒ６で検出された高周波電圧を抵抗Ｒ５とコンデンサＣ８からなる積分回路１２で平均化し、この積分回路１２の出力電圧と誤差増幅器１１の抵抗Ｒ９，Ｒ１０の接続点に得られる基準電圧とが等しくなるように、オペアンプＩＣ３の出力電圧を変化させて抵抗Ｒ３に流入する電流を制御するものである。
【０００８】
以下、図１３に示す回路の動作について説明する。まず、インバータ回路１の動作を説明する。直流電源Ｅが投入されると、直流電源Ｅ→起動抵抗Ｒ１→制御電源コンデンサＣ３→直流電源Ｅの閉ループで電流が流れ、制御電源コンデンサＣ３が充電される。制御電源コンデンサＣ３の電圧は制御回路ＩＣ２の１番ピンに印加され、制御電源コンデンサＣ３の電圧が上昇し、制御回路ＩＣ２の動作電圧に達すると、制御回路ＩＣ２が発振を開始する。この発振により制御回路ＩＣ２の２番ピンからスイッチング素子Ｑ２のゲートに、４番ピンからスイッチング素子Ｑ３のゲートに高周波で交互に電圧が印加され、スイッチング素子Ｑ２とＱ３が交互にオン／オフ動作をし、インバータ回路１が高周波で発振する。
【０００９】
これにより、インバータ回路１は、スイッチング素子Ｑ３がＯＮのときは、直流電源Ｅ→予熱電極Ｆ１→始動コンデンサＣ６→予熱電極Ｆ２→カップリングコンデンサＣ５→バラストチョークＴ１→スイッチング素子Ｑ３→検出抵抗Ｒ６→直流電源Ｅの閉ループで、スイッチング素子Ｑ２がＯＮのときは、カップリングコンデンサＣ５→予熱電極Ｆ２→始動コンデンサＣ６→予熱電極Ｆ１→スイッチング素子Ｑ２→バラストチョークＴ１→カップリングコンデンサＣ５の閉ループで電流が交互に流れ、バラストチョークＴ１、カップリングコンデンサＣ５、予熱電極Ｆ２、始動コンデンサＣ６、予熱電極Ｆ１の直列回路に高周波電流が流れる。
【００１０】
このとき、（カップリングコンデンサＣ５の容量）≫（始動コンデンサＣ６の容量）の関係があり、バラストチョークＴ１と始動コンデンサＣ６のＬＣ直列共振によって始動コンデンサＣ６に共振高電圧が生じ、この共振高電圧が放電灯Ｌａに印加され、放電灯Ｌａが点灯する。
【００１１】
図１４は抵抗Ｒ６に発生する高周波電圧波形を示しており、（ａ）は放電灯Ｌａの正常点灯時、（ｂ）は放電灯Ｌａの不点灯時の波形図である。正常放電灯を接続のとき、異常検出回路１０の検出抵抗Ｒ６には図１４（ａ）に示す高周波電圧が生じるが、整流ダイオードＤ６の整流作用で平滑コンデンサＣ９の電圧はほぼこの高周波電圧のピーク値Ｖ１となっており、ピーク値Ｖ１が印加されている制御回路ＩＣ２の異常検出用入力端子（５番ピン）の動作電圧Ｖ５との関係がＶ１＜Ｖ５となるように設定されているため、制御回路ＩＣ２の発振は継続している。
【００１２】
一方、このとき、検出抵抗Ｒ６に生じた高周波電圧がエミレス検出回路１３の積分回路１２によって平均化され、この直流電圧が誤差増幅器１１のオぺアンプＩＣ３の反転入力端子に入力されている。ところで、制御回路ＩＣ２の発振周波数はコンデンサＣ４の容量値と、制御回路ＩＣ２の電流出力端子（６番ピン）から主発振抵抗Ｒ２とＲ３に流出する電流値で決定され、この電流値が大きいほど発振周波数が高い。そして、電流出力端子（６番ピン）から抵抗Ｒ３に流れる電流は、オぺアンプＩＣ３の出力電圧の変化に応じて変化することにより、制御回路ＩＣ２の発振周波数が制御される。
【００１３】
従って、制御回路ＩＣ２の発振周波数の制御は、積分回路１２の出力電圧が、オぺアンプＩＣ３の非反転入力端子の基準電圧に等しくなるように、オぺアンプＩＣ３の出力電圧が制御されることにより行われる。この結果、検出抵抗Ｒ６を流れる高周波電流の平均値、すなわち、放電灯Ｌａの予熱電極Ｆ１、Ｆ２で消費される電力の和が一定に保たれる。このように、検出抵抗Ｒ６に流れる高周波の平均電流がエミレス検出回路１３で設定された値に保持されるように、エミレス検出回路１３が制御回路ＩＣ２の発振周波数を制御している。
【００１４】
次に、放電灯の寿命末期あるいは不良で放電灯が不点灯の状態の動作について説明する。バラストチョークＴ１、カップリングコンデンサＣ５、予熱電極Ｆ１、始動コンデンサＣ６及び予熱電極Ｆ２の直列回路に高周波電流が流れた後、放電灯Ｌａが寿命末期等で異常電力を消費する状態となった場合でも、エミレス検出回路１３が作用し、検出抵抗Ｒ６に流れる高周波の平均電流が設定値に保持されるように制御回路ＩＣ２の発振周波数が制御される。
【００１５】
しかし、放電灯Ｌａが寿命末期あるいは不良の場合、（カップリングコンデンサＣ５の容量）≫（始動コンデンサＣ６の容量）の関係があり、バラストチョークＴ１と始動コンデンサＣ６のＬＣ直列共振によって始動コンデンサＣ６に共振高電圧が生じ、この共振高電圧が放電灯Ｌａに印加されるが、放電灯Ｌａが点灯しない。
【００１６】
このとき、異常検出回路１０の検出抵抗Ｒ６には図１４（ｂ）に示す高周波電圧が生じるが、整流ダイオードＤ６の整流作用で平滑コンデンサＣ９の電圧はほぼこの高周波電圧のピーク値Ｖ３となっており、ピーク値Ｖ３が印加されている集積回路ＩＣ２の異常検出用入力端子（５番ピン）の動作電圧Ｖ５との関係がＶ３＞Ｖ５となるように設定されているため、制御回路ＩＣ２の発振は停止する。そして、直流電源Ｅから起動抵抗Ｒ１を介して供給されている電流により、この発振停止状態が保持される。
【００１７】
次に、放電灯Ｌａが寿命末期で放電灯Ｌａが電力を過剰に消費するエミレス点灯状態の場合は、放電灯Ｌａは予熱電極Ｆ１、Ｆ２に塗布されている電子放射物質が消耗された状態のエミレス状態（電子放出不良状態）で点灯しているため、放電灯Ｌａの電圧が上昇しているが、誤差増幅器１１により、放電灯Ｌａの正常点灯時と比較して、オぺアンプＩＣ３の出力電圧が低下し、制御回路ＩＣ２の発振周波数が高い状態となり、正常点灯時と同様に、放電灯Ｌａで消費される電力の和が一定に保たれる。
【００１８】
このように従来例では、スイッチング素子Ｑ３に直列接続された検出抵抗Ｒ６の電圧を検出してオぺアンプＩＣ３によるフィードバック制御を行い、正常ランプ点灯時、寿命末期ランプ点灯時ともに電力が一定となるように制御していると同時に、ランプが異常で不点灯となった場合には検出抵抗Ｒ６の電圧が高くなることを利用して発振停止させているため、簡単な構成で安全性の高い放電灯点灯装置を供給できる。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、上記の定電力制御を行う場合には寿命末期にランプ電圧が高い状態、つまりランプインピーダンスが増加している状態を考慮する以外に、正常点灯時に使用される放電灯の周囲温度特性を考慮しなければならない。すなわち、ランプのインピーダンスは温度依存性があり、一般の蛍光灯の水銀ランプでは最冷点温度、アマルガム入りランプでは封入されているアマルガムの温度によってランプのインピーダンスが変化する。図１５に示すように一般的にはランプ単体点灯において常温以上では周囲温度が高くなるにつれてランプのインピーダンスは小さくなる。
【００２０】
つまり、ランプを器具内に設置し使用される場合には器具形状、ランプ設置方向によりランプインピーダンスが変化するということになる。従って、従来例のように定電力制御を用いると、例えば放電灯の定格ランプ電力付近で定電力制御を行うものとすると、常温でランプを器具込み状態で施工すると器具の構造、例えば器具で放電灯を覆う構造になっている場合と放電灯が剥き出しになっている構造とではランプのインピーダンスが全く変わる。つまり、同一の放電灯であっても、放電灯を覆う構造の照明器具と放電灯が剥き出しの構造の照明器具とでは、放電灯を覆う構造の方が放電灯の周囲温度が高くなるために、ランプインピーダンスも異なり、剥き出し構造の照明器具に比べて放電灯を覆う構造の器具ではランプインピーダンスが小さくなるので、放電灯の定格ランプ電流以上の電流が放電灯に流れ、放電灯の短寿命をもたらすことになるという課題が生じる。
【００２１】
これらは放電灯の種類が異なっても同様な課題が生じる。ＦＣＬといった丸管では一般的にぺンダントタイプの方がシーリングタイプよりもランプインピーダンスが高く、ＦＢＴといった片口金ランプでは口金水平方向点灯と口金垂直方向点灯とでランプインピーダンスが異なるという具合である。
さらに、ランプインピーダンスが小さいところで定電力制御を行う場合には、周囲温度によりランプインピーダンスが大きくなった場合にランプ電流が小さくなり過ぎて所定の光出力が出ないといった課題も生じる。
【００２２】
従って、特許文献１の従来例のように定電力制御を行う場合、正常点灯時のランプインピーダンスを考慮しなければ放電灯の短寿命、もしくは光出力不足といった不具合が生じる。
また、特許文献２の従来例には、放電灯のランプ電圧により放電灯の異常を検出してインバータの発振周波数を制御することが提案されているが、正常点灯時のランプインピーダンスの変化に対応してインバータの発振周波数を適正に制御するというものではなかった。
【００２３】
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、ランプの周囲温度が変化しても、ランプ寿命を損なうこと無く、最適な光出力が得られる放電灯点灯装置を提供することを課題とする。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
請求項１の放電灯点灯装置によれば、上記の課題を解決するために、図１に示すように、直流電源Ｅと、直流電源Ｅの出力を高周波でスイッチングするスイッチング素子を有するインバータ回路１と、インバータ回路１の高周波出力を印加されるインダクタＴ１とコンデンサＣ１からなる共振回路２と、共振回路２の共振電圧を印加される放電灯Ｌａと、前記インバータ回路１の発振周波数を切り替える発振周波数制御手段５と、前記放電灯Ｌａの定格ランプインピーダンス近傍以上のランプインピーダンスの範囲ではランプインピーダンスが上昇するにつれて発振周波数が高くなるように制御することにより負荷電力が略一定となる定電力制御を行うように前記発振周波数制御手段５を動作させ、前記放電灯Ｌａの定格ランプインピーダンス近傍未満のランプインピーダンスの範囲では発振周波数が略一定となるように前記発振周波数制御手段５を動作させる切替手段４を有することを特徴とするものである。
【００２５】
請求項２の放電灯点灯装置によれば、同じ課題を解決するために、図８に示すように、直流電源Ｅと、直流電源Ｅの出力を高周波でスイッチングするスイッチング素子を有するインバータ回路１と、インバータ回路１の高周波出力を印加されるインダクタＴ１とコンデンサＣ１からなる共振回路２と、共振回路２の共振電圧を印加される放電灯Ｌａと、前記インバータ回路１の発振周波数を切り替える発振周波数制御手段５と、前記放電灯Ｌａの定格ランプ電圧近傍以上のランプ電圧の範囲ではランプ電圧が上昇するにつれて発振周波数が高くなるように制御することにより負荷電力が略一定となる定電力制御を行うように前記発振周波数制御手段５を動作させ、前記放電灯Ｌａの定格ランプ電圧近傍未満のランプ電圧の範囲では発振周波数が略一定となるように前記発振周波数制御手段５を動作させる切替手段４を有することを特徴とするものである。
【００２６】
請求項３の発明によれば、請求項１記載の放電灯点灯装置において、前記発振周波数制御手段５はランプ寿命と判別できるランプインピーダンスを超えると、負荷電力が略一定となる定電力制御から発振周波数が略一定となる固定周波数制御に切り替えることを特徴とする。
請求項４の発明によれば、請求項２記載の放電灯点灯装置において、前記発振周波数制御手段５はランプ寿命と判別できるランプ電圧を超えると、負荷電力が略一定となる定電力制御から発振周波数が略一定となる固定周波数制御に切り替えることを特徴とする。
【００２７】
請求項５の発明によれば、請求項１〜４のいずれかに記載の放電灯点灯装置において、前記放電灯の電力を検出するランプ電力検出手段を備え、このランプ電力検出手段の検出出力に基づいて発振周波数を制御することで前記定電力制御を行うことを特徴とする。
請求項６の発明によれば、請求項５記載の放電灯点灯装置において、前記ランプ電力検出手段は前記共振回路２の共振電流を検出することを特徴とする。
【００２８】
請求項７の発明によれば、請求項１〜６のいずれかに記載の放電灯点灯装置において、図１２に示すように、前記放電灯の電圧を検出するランプ電圧検出手段を備え、このランプ電圧検出手段の検出出力が所定値を超えるとインバータ回路１のスイッチング素子の動作を停止させることを特徴とする。
【００２９】
【発明の実施の形態】
（実施の形態１）
本発明の第１の実施の形態を図１に示す。この実施の形態では、直流電源Ｅと、直流電源電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路１と、バラストチョークＴ１とコンデンサＣ１からなる共振回路２と、コンデンサＣ１と並列接続される放電灯Ｌａと、放電灯Ｌａのランプインピーダンスを検出するインピーダンス検出手段３と、その検出したインピーダンスにより放電灯Ｌａへの出力電力を一定にするか、発振周波数を固定にするかを切り替える切替手段４と、それらの制御信号をインバータ回路１へ出力する発振周波数制御手段５から構成される。
【００３０】
回路の動作としては直流電源Ｅの直流電圧をインバータ回路１で高周波の交流電圧に変換してバラストチョークＴ１とコンデンサＣ１からなる共振回路２に印加し、その共振作用により放電灯Ｌａを高周波点灯させる。図２を用いて説明すると、点灯時には放電灯ＬａのランプインピーダンスＲｌａを検出し、そのインピーダンス値が放電灯の略定格ランプインピーダンスＲｌａ１＝（定格ランプ電力／（定格ランプ電流）2 ）まではインバータ回路１の発振周波数ｆを固定とし、それ以上では出力電力が略一定となるように発振周波数ｆを変化させる。つまり、図２のようにランプインピーダンスＲｌａがＲｌａ１となるまでは発振周波数ｆは一定値ｆ１であり、それ以上のランプインピーダンスでは発振周波数ｆは徐々に高周波となる。この発振周波数ｆが徐々に高周波となる傾きはランプインピーダンスと出力電力の関係で決まる。出力電力はランプインピーダンスがＲｌａ１までは徐々に増加し、インピーダンスＲｌａ１以上では略一定となる。この出力電力の値は略定格ランプ電力とする。
【００３１】
このように制御することで、放電灯Ｌａの周囲温度が変化し、ランプインピーダンスが変化して小さくなった場合にも放電灯Ｌａに対し過大なランプ電流を供給することはなく、またランプインピーダンスが大きくなった場合にも出力電力は略定格ランプ電力で一定となるため、放電灯Ｌａが寿命末期でエミレス状態となっても、点灯装置を構成している電子部品のストレスは緩和できる。また、例えば放電灯ＬａのランプインピーダンスがＲｌａ１よりも小さい場合の固定発振周波数ｆ１を略定格ランプ電流を放電灯Ｌａに流せる周波数に設定しておくと、ランプインピーダンスが小さくなった場合においても放電灯Ｌａの光出力をその周囲温度での最適値にすることができる。
【００３２】
（実施の形態２）
本発明の第２の実施の形態を図３に示す。この実施の形態では、直流電源Ｅと、直流電源電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路１と、バラストチョークＴ１とコンデンサＣ１からなる共振回路２と、コンデンサＣ１と並列接続される放電灯Ｌａと、その予熱回路６と、放電灯Ｌａのランプインピーダンスを検出するランプインピーダンス検出回路部３１と、その検出したインピーダンスにより放電灯Ｌａへの出力電力を一定にするか、発振周波数を固定にするかを切り替える切替手段４１と、この切替手段４１を含みインバータ回路１のスイッチング素子の発振を制御する発振周波数制御回路５１からなる。
【００３３】
本実施の形態のインバータ回路１は、直流電源Ｅの両端に接続されたＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の直列回路を備え、スイッチング素子Ｑ５の両端に直流カット用のカップリングコンデンサＣ１０を介して共振回路２及び放電灯Ｌａを接続して成るハーフブリッジ式インバータ回路である。
【００３４】
発振周波数制御回路５１は、集積回路ＩＣ１０１と抵抗Ｒ１０１〜Ｒ１０８とコンデンサＣ１０１〜Ｃ１０３とトランジスタＱ１０１〜Ｑ１０３とダイオードＤ１０１とオぺアンプＩＣ１０２と基準電圧Ｖｒｅｆとから構成される。
【００３５】
図４は発振周波数制御回路５１の電源投入後の発振周波数の変化を示す。発振周波数は、集積回路ＩＣ１０１のＴｃ端子とアース間に接続されたコンデンサＣ１０２と、集積回路ＩＣ１０１のＴＯＳＣ端子とアース間に接続された抵抗Ｒ１０２〜Ｒ１０４と、ＴＰＲＥ端子とアース間に接続された抵抗Ｒ１０６と、ＴＳＴＲ端子とアース間に接続された抵抗Ｒ１０７とで決まる。
【００３６】
まず、放電灯Ｌａの予熱時にはＴＰＲＥ端子のトランジスタＱ１０１とＴＳＴＲ端子のトランジスタＱ１０２がオンし、ＴＯＳＣ端子、ＴＰＲＥ端子、ＴＳＴＲ端子から各端子に接続された抵抗に電圧を印加する。コンデンサＣ１０２を充電する電流ＩＣＯＳＣは、抵抗Ｒ１０２、Ｒ１０６、Ｒ１０７に流れる電流ＩＲＯＳＣ、ＩＲＰＲＥ、ＩＲＳＴＲの和の比電流であり、ＴＯＳＣ端子、ＴＰＲＥ端子、ＴＳＴＲ端子の全てに電流が流れるときに最も大きくなる。
【００３７】
そのとき、コンデンサＣ１０２の両端電圧ＶＣＯＳＣは図５に示すように基準値Ｖｔｈｃで放電するので三角波となり、その三角波の周期Ｔが発振周波数となる。放電灯Ｌａの予熱時には最も大きい電流がコンデンサＣ１０２に充電電流ＩＣＯＳＣとして流れるので、発振周波数は最も高くなる。
【００３８】
次に、放電灯Ｌａを始動させるときにはトランジスタＱ１０１がオフ、トランジスタＱ１０２がオンとなり、コンデンサＣ１０２を充電する電流ＩＣＯＳＣは、ＴＯＳＣ端子とＴＳＴＲ端子から流れる電流ＩＲＯＳＣ、ＩＲＳＴＲの和の比電流となり、予熱時よりも充電電流ＩＣＯＳＣは小さくなり、発振周波数は予熱時よりも低くなる。
【００３９】
次に、点灯時にはトランジスタＱ１０１及びＱ１０２が共にオフとなり、ＴＯＳＣ端子に接続された抵抗Ｒ１０２にのみ電圧を印加するので、Ｔｃ端子に接続されたコンデンサＣ１０２に流れる充電電流ＩＣＯＳＣは最も小さくなり、点灯時の発振周波数が最も低くなる。
【００４０】
次に、図４を参照して動作を簡単に説明する。ＴＯＳＣ端子、ＴＰＲＥ端子、ＴＳＴＲ端子が動作するタイミング、つまりトランジスタＱ１０１、Ｑ１０２がオン、オフするタイミングは、集積回路ＩＣ１０１の外部電源ＶｃｃとＴＩＭＥＲ端子に接続された抵抗Ｒ１０８とコンデンサＣ１０３の時定数で決まるタイマー回路にて決定される。つまり、図４に示すように、各々のトランジスタＱ１０１、Ｑ１０２は電源投入から時間ｔｈ、ｔｓ（ｔｈ＜ｔｓ）だけオンする。その結果、集積回路ＩＣ１０１のＯＵＴ端子から出力される前記インバータ回路の発振周波数は、時間ｔｈだけ周波数ｆｈとなり、次の時間ｔｓ−ｔｈだけ周波数ｆｓ（＜ｆｈ）となり、時間ｔｓ経過後は周波数ｆｏとなる。
【００４１】
図６はインバータ回路１の発振周波数と放電灯Ｌａへ印加される共振電圧との関係を示す特性図である。周波数ｆｈの場合の共振電圧Ｖｈは、周波数ｆｓの場合の共振電圧Ｖｓよりも小さいので、共振電圧Ｖｓと共振電圧Ｖｈとの間に、放電灯Ｌａの始動電圧を設定しておくと、電源投入から時間ｔｈ経過するまで放電灯Ｌａは始動せずに十分に予熱され、その後、電源投入から時間ｔｓ経過するまでに放電灯Ｌａを始動させることができる。電源投入から時間ｔｓ経過後は、トランジスタＱ１０１、Ｑ１０２、Ｑ１０３ともオフし、前記インバータ回路１の発振周波数はｆｏとなり、放電灯Ｌａは点灯する。
【００４２】
次に、ランプインピーダンス検出回路部３１について説明する。インバータ回路１内のスイッチング素子Ｑ５のグランド側に接続された抵抗Ｒ６には、インバータ回路内のダイオードＤ１を介して正方向の電流は流れるが、ダイオードＤ２により負方向の電流はバイパスされるため、図７に示されるような高周波電圧が生じている。この電圧が抵抗Ｒ１０５を介して発振周波数制御回路５１内のオぺアンプＩＣ１０２の反転入力端子に入力され、オぺアンプＩＣ１０２の非反転入力端子の基準電圧Ｖｒｅｆに等しくなるようにオぺアンプＩＣ１０２の出力電圧が制御されることになる。つまり、オぺアンプＩＣ１０２の出力は、出力電力が略一定となるような制御信号である電力一定信号を出力する。ただし、オぺアンプＩＣ１０２の反転入力端子にはトランジスタＱ１０３が接続されており、トランジスタＱ１０２と同様なシーケンスで制御される。つまり、時間ｔｓまではトランジスタＱ１０３がオンしており、オぺアンプＩＣ２の反転入力端子がＬｏｗに落ちるため、オぺアンプＩＣ１０２の出力電圧は集積回路ＩＣ１０１のＴＯＳＣ端子内の内部電圧以上となっている。このため、時間ｔｓまでは発振周波数は先述した周波数ｆｈ、ｆｓで固定される。
【００４３】
電源投入から時間ｔｓ経過後はトランジスタＱ１０３がオフするため、オぺアンプＩＣ１０２は先述したように電力一定信号を出力する。この時間ｔｓ経過後において、放電灯Ｌａの略定格ランプインピーダンスＲｌａ１（定格ランプ電力／（定格ランプ電流）2 ）相当までが接続されたときには集積回路ＩＣ１０１のＴＯＳＣ端子内の内部電圧ＶＯＳＣと切替手段４１のダイオードＤ１０１の順電圧Ｖｆの差以上になるように抵抗Ｒ６、基準電圧Ｖｒｅｆ、フィードバック抵抗Ｒ１０１、コンデンサＣ１０１を設定する。従って、放電灯Ｌａの周囲温度が変化し、放電灯ＬａのランプインピーダンスＲｌａが略定格ランプインピーダンスＲｌａ１よりも小さい場合には図２に示すように固定の発振周波数ｆ１で動作する。また、この固定の発振周波数ｆ１では例えば放電灯Ｌａには略定格ランプ電流のランプ電流を流すように発振周波数ｆ１を設定することにより放電灯Ｌａの周囲温度の変動でランプインピーダンスが小さい場合には定電力性を無くして無駄な電力を消費させず、放電灯の短寿命を防止する。
【００４４】
そして、略定格ランプインピーダンスＲｌａ１以上ではオぺアンプＩＣ１０２の出力電圧は集積回路ＩＣ１０１の内部電圧ＶＯＳＣと切替手段４１のダイオードＤ１０１の順電圧Ｖｆの差以下となり、抵抗Ｒ６を流れる高周波電流の平均値、すなわち放電灯Ｌａで消費される電力がほぼ一定（ここでは定格ランプ電力の０．９倍から１．２倍程度）に保つように各部品の定数を設定する。従って、放電灯Ｌａの周囲温度が変化してランプインピーダンスが小さい場合にも過大なランプ電流を流すことなく、余計な電力を消費しなくて済むことになる。また、定格ランプインピーダンス以上では略定格ランプ電力にて定電力性を保つため、最適な光出力を得ることができる。
【００４５】
（実施の形態３）
第３の実施の形態を図８に示す。この実施の形態では図１に示した実施の形態１の回路でインピーダンス検出手段３をランプ電圧検出手段７に置き換えたものであり、放電灯Ｌａのランプ電圧を抵抗Ｒ３０１、Ｒ３０２で分圧し、ランプ電圧のピークｔｏピーク値をコンデンサＣ３０１、ダイオードＤ３０１、ダイオードＤ３０２にて検出し、抵抗Ｒ３０３，Ｒ３０４とコンデンサＣ３０２により平滑するものである。この検出された電圧値を発振周波数制御手段５へ出力し、切替手段４によりインバータ回路１の出力電力を一定にするか、発振周波数を一定にするかを制御する。この実施の形態では放電灯Ｌａの検出されたランプ電圧Ｖｌａが略定格ランプ電圧Ｖｌａ１未満では発振周波数ｆを固定し、略定格ランプ電圧Ｖｌａ１以上では出力電力を一定とする。その他の制御は実施の形態１と同様であるので説明を省略する。
【００４６】
（実施の形態４）
本発明の第４の実施の形態を図９に示す。この実施の形態では、図３に示した実施の形態２の回路で直流電源Ｅを昇圧型のチョッパー回路部８に置き換えて、このチョッパー回路部８のスイッチング素子Ｑ６に流れる電流を検出することで、ランプインピーダンス検出回路部３２を構成したものである。図９において、ＡＣは交流電源電圧、９は雑音対策用のフィルタ回路、ＤＢは交流電圧を全波電圧にするダイオードブリッジ回路である。交流電源ＡＣからの入力電圧はフィルタ回路９を介しダイオードブリッジ回路ＤＢにて全波整流される。その全波整流出力はチョッパ回路部８により直流平滑電圧に変換される。チョッパ回路部８としては、一般的な昇圧型のチョッパ回路の構成を用いており、ダイオードブリッジ回路ＤＢの整流出力端にインダクタＴ２とスイッチング素子Ｑ６と電流検出用の抵抗Ｒ５１の直列回路を接続し、スイッチング素子Ｑ６と抵抗Ｒ５１の直列回路にダイオードＤ６を介して平滑用のコンデンサＣ１１を接続している。スイッチング素子Ｑ６は汎用の力率改善用ＩＣ（例えばモトローラ社製のＭＣ３３２６２）などで発振を制御され、入力力率が略１になるように、また、平滑用コンデンサＣ１１の両端電圧が略一定になるように、スイッチングを制御される。従って、インダクタＴ２に流れる電流波形は図１０（ａ）のようになり、スイッチング素子Ｑ６のグランド側に接続されている抵抗Ｒ５１には図１０（ｂ）に示すような電流が流れるために、抵抗Ｒ５１にも同様な電圧波形が生じる。この抵抗Ｒ５１に発生した電圧は抵抗Ｒ１１０とコンデンサＣ１１０とで平滑され、抵抗Ｒ１０５を介し、オぺアンプＩＣ１０２の反転入力端子に入力される。この抵抗Ｒ５１に発生する電圧のピーク値は出力電力が大きいほど高くなり、つまり放電灯ＬａのランプインピーダンスＲｌａが大きいほど電圧ピーク値が高くなるので、ランプインピーダンス検出回路部３２として機能する。
【００４７】
図１１はランプインピーダンスＲｌａと発振周波数ｆの関係を示している。実施の形態２と同様にランプインピーダンスＲｌａが定格ランプインピーダンスＲｌａ１までは、オぺアンプＩＣ１０２の出力電圧は集積回路ＩＣ１０１のＴＯＳＣ端子内の内部電圧ＶＯＳＣと切替手段４１のダイオードＤ１０１の順電圧Ｖｆの差以上になるように抵抗Ｒ５１、抵抗Ｒ１１０、コンデンサＣ１１０、抵抗Ｒ１０５、基準電圧Ｖｒｅｆ、フィードバック抵抗Ｒ１０１、コンデンサＣ１０１の値を設定する。
【００４８】
放電灯Ｌａの周囲温度が変化し、放電灯ＬａのランプインピーダンスＲｌａが定格ランプインピーダンスＲｌａ１よりも小さい場合には固定の発振周波数ｆ１で動作する。この固定の発振周波数ｆ１では例えば放電灯Ｌａには略定格ランプ電流のランプ電流を流すように発振周波数ｆ１を設定することにより放電灯Ｌａの周囲温度の変動でランプインピーダンスが小さい場合には定電力性を無くして無駄な電力を消費させず、放電灯の短寿命を防止する。
【００４９】
また、略定格ランプインピーダンスＲｌａ１以上ではオぺアンプＩＣ１０２の出力電圧は集積回路ＩＣ１０１の内部電圧ＶＯＳＣと切替手段４１のダイオードＤ１０１の順電圧Ｖｆの差以下となり、抵抗Ｒ５１を流れる高周波電流の平均値、すなわち放電灯Ｌａで消費される電力（ここでは定格ランプ電力の０．９から１．２倍程度の設定）がほぼ一定に保つように各部品の定数を設定する。
【００５０】
次にランプインピーダンスＲｌａがランプインピーダンスＲｌａ１のおおよそ１．５倍のＲｌａ２（１．５×定格ランプ電力／（定格ランプ電流）2 ）となったときには、オぺアンプＩＣ１０２の出力電圧を切替手段４２の定電圧ダイオードＺＤ１０１にてクランプ（制御電源電圧Ｖｃｃ−定電圧ダイオードＺＤ１０１の電圧）することによりランプインピーダンスＲｌａがＲｌａ２以上となった場合には発振周波数ｆは固定の発振周波数ｆ２へと固定される。
【００５１】
これは放電灯ＬａのランプインピーダンスＲｌａがＲｌａ２に近づいたときに立ち消えした場合、ランプインピーダンスＲｌａは無限大となり、放電灯Ｌａのフィラメント部分での消費だけで略一定の出力電力にするために発振周波数ｆが低い点ｆ３に移動し、コンデンサＣ１の両端電圧が異常に大きくなる発振持続を阻止するためである。
【００５２】
本実施の形態によれば、放電灯の周囲温度が変化してランプインピーダンスが小さい場合にも過大なランプ電流を流すことなく、余計な電力を消費しなくて済むことになる。また、定格ランプインピーダンス以上では略定格ランプ電力にて定電力性を保つため、最適な光出力を得ることができ、さらに、ランプインピーダンスが寿命末期付近のインピーダンスでは立ち消え時の不具合を回避できる。
【００５３】
（実施の形態５）
本発明の第５の実施の形態を図１２に示す。この実施の形態では、図３に示した第２の実施の形態にランプ電圧を検出するランプ電圧検出回路部７１を追加したものであり、ランプ電圧検出回路部７１以外は実施の形態２と同様であるので、重複する説明は省略する。このランプ電圧検出回路部７１はバラストチョークＴ１の二次巻線と抵抗Ｒ２０１、Ｒ２０２、ダイオードＤ２０１、Ｄ２０２、コンデンサＣ２０１と比較器ｃｏｍｐ１と基準電圧Ｖｒｅｆ２から構成される。
【００５４】
このランプ電圧検出回路部７１の動作は、バラストチョークＴ１の二次巻線から抵抗Ｒ２０１とダイオードＤ２０２を介し、半波電圧にてランプ電圧の比例値相当を検出し、コンデンサＣ２０１にて平滑し、コンパレータｃｏｍｐ１のプラス入力端子へ入力する。コンパレータｃｏｍｐ１のマイナス入力端子には所定の基準電圧Ｖｒｅｆ２が設定されており、正常点灯時にはコンパレータｃｏｍｐ１のプラス入力端子の電圧値は基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも低いため、コンパレータｃｏｍｐ１の出力はＬｏｗとなっている。
【００５５】
放電灯Ｌａが寿命末期状態（エミレス状態など）の場合にはランプインピーダンスが正常よりも極めて大きくなるため、ランプ電圧が正常点灯時に比べ増加する。従って、コンパレータｃｏｍｐ１のプラス入力端子の電圧が上昇し、基準電圧Ｖｒｅｆ２を超えるとコンパレータｃｏｍｐ１の出力はＨｉｇｈとなり、その信号を集積回路ＩＣ１０１のＳＴＯＰ端子が受け、ＳＴＯＰ端子の入力信号がＬｏｗからＨｉｇｈに変わったところで、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５へのドライブ信号を停止する。
【００５６】
ランプインピーダンスＲｌａがＲｌａ１よりも小さい場合には切替手段４１のダイオードＤ１０１により固定の発振周波数ｆ１となり、定電力性を無くして過大なランプ電流を流すことはないので、放電灯Ｌａの短寿命を防止できる。そして、略定格ランプインピーダンスＲｌａ１以上ではオぺアンプＩＣ１０２の出力電圧は集積回路ＩＣ１０１の内部電圧ＶＯＳＣと切替手段４１のダイオードＤ１０１の順電圧Ｖｆの差以下となり、抵抗Ｒ６を流れる高周波電流の平均値、すなわち放電灯Ｌａで消費される電力（ここでは定格ランプ電力の０．９から１．２倍程度の設定）を一定に保つように動作する。従って、ランプインピーダンスＲｌａがＲｌａ１を超えると、発振周波数ｆは固定の周波数ｆ１から徐々に増加する。
【００５７】
放電灯Ｌａがエミレス状態になった場合、ランプインピーダンスＲｌａが略定格ランプインピーダンスＲｌａ１のおおよそ１．５倍のＲｌａ２（１．５×定格ランプ電力／（定格ランプ電流）2 ）となったときにはランプ電圧検出回路部７１が動作し、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の発振を停止させる。
【００５８】
本実施の形態によれば、放電灯の寿命末期までは出力電力を略一定化させるので、放電灯自身の発熱を抑えることができ、また、従来例ではエミレス状態で発振停止させていなかったが、この実施の形態ではさらにランプ電圧検出回路部７１によりインバータ回路１の発振を停止させるため、より安全である。
【００５９】
【発明の効果】
請求項１の発明によれば、放電灯の定格ランプインピーダンス近傍以上のランプインピーダンスの範囲ではランプインピーダンスが上昇するにつれて発振周波数が高くなるように制御することにより負荷電力が略一定となる定電力制御を行うように、また、放電灯の定格ランプインピーダンス近傍未満のランプインピーダンスの範囲では発振周波数が略一定となるようにインバータ回路の発振周波数制御手段を動作させるようにしたので、放電灯の周囲温度が変化しランプインピーダンスが小さい場合でも余計な電力を消費することは無く、ランプの短寿命を防ぐことが可能である。また、定格ランプインピーダンス近傍以上では略定格ランプ電力にて定電力性を保つため、最適な光出力を得ることができる。
【００６０】
請求項２の発明によれば、放電灯の定格ランプ電圧近傍以上のランプ電圧の範囲ではランプ電圧が上昇するにつれて発振周波数が高くなるように制御することにより負荷電力が略一定となる定電力制御を行うように、また、放電灯の定格ランプ電圧近傍未満のランプ電圧の範囲では発振周波数が略一定となるようにインバータ回路の発振周波数制御手段を動作させるようにしたので、放電灯の周囲温度が変化しランプ電圧が小さい場合でも余計な電力を消費することは無く、ランプの短寿命を防ぐことが可能である。また、定格ランプ電圧近傍以上では略定格ランプ電力にて定電力性を保つため、最適な光出力を得ることができる。
【００６１】
また、請求項３又は４の発明によれば、寿命末期付近のランプインピーダンスまたはランプ電圧では発振周波数が略一定となるようにインバータ回路の発振周波数制御手段を動作させるようにしたので、ランプ立ち消え時の不具合を回避できる。
また、請求項７の発明によれば、寿命末期時にインバータ回路の発振を停止するように制御するため、より安全性が高くなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の回路図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態の動作説明図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態の回路図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態の電源投入後の発振周波数の変化を示す動作説明図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態の発振周波数制御回路の動作説明のための波形図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態の発振周波数と共振電圧の関係を示す周波数特性図である。
【図７】本発明の第２の実施の形態の動作説明のための波形図である。
【図８】本発明の第３の実施の形態の回路図である。
【図９】本発明の第４の実施の形態の回路図である。
【図１０】本発明の第４の実施の形態の動作説明のための波形図である。
【図１１】本発明の第４の実施の形態の動作説明図である。
【図１２】本発明の第５の実施の形態の回路図である。
【図１３】従来例の回路図である。
【図１４】従来例の動作説明のための波形図である。
【図１５】従来例における放電灯の温度特性を示す特性図である。
【符号の説明】
Ｅ 直流電源
Ｌａ 放電灯
１ インバータ回路
２ 共振回路
３ インピーダンス検出手段
４ 切替手段
５ 発振周波数制御手段
Claims (7)
- 直流電源と、直流電源の出力を高周波でスイッチングするスイッチング素子を有するインバータ回路と、インバータ回路の高周波出力を印加されるインダクタとコンデンサからなる共振回路と、共振回路の共振電圧を印加される放電灯と、前記インバータ回路の発振周波数を切り替える発振周波数制御手段と、前記放電灯の定格ランプインピーダンス近傍以上のランプインピーダンスの範囲ではランプインピーダンスが上昇するにつれて発振周波数が高くなるように制御することにより負荷電力が略一定となる定電力制御を行うように前記発振周波数制御手段を動作させ、前記放電灯の定格ランプインピーダンス近傍未満のランプインピーダンスの範囲では発振周波数が略一定となるように前記発振周波数制御手段を動作させる切替手段を有することを特徴とする放電灯点灯装置。
- 直流電源と、直流電源の出力を高周波でスイッチングするスイッチング素子を有するインバータ回路と、インバータ回路の高周波出力を印加されるインダクタとコンデンサからなる共振回路と、共振回路の共振電圧を印加される放電灯と、前記インバータ回路の発振周波数を切り替える発振周波数制御手段と、前記放電灯の定格ランプ電圧近傍以上のランプ電圧の範囲ではランプ電圧が上昇するにつれて発振周波数が高くなるように制御することにより負荷電力が略一定となる定電力制御を行うように前記発振周波数制御手段を動作させ、前記放電灯の定格ランプ電圧近傍未満のランプ電圧の範囲では発振周波数が略一定となるように前記発振周波数制御手段を動作させる切替手段を有することを特徴とする放電灯点灯装置。
- 前記発振周波数制御手段はランプ寿命と判別できるランプインピーダンスを超えると、負荷電力が略一定となる定電力制御から発振周波数が略一定となる固定周波数制御に切り替えることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
- 前記発振周波数制御手段はランプ寿命と判別できるランプ電圧を超えると、負荷電力が略一定となる定電力制御から発振周波数が略一定となる固定周波数制御に切り替えることを特徴とする請求項２記載の放電灯点灯装置。
- 前記放電灯の電力を検出するランプ電力検出手段を備え、このランプ電力検出手段の検出出力に基づいて発振周波数を制御することで前記定電力制御を行うことを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
- 前記ランプ電力検出手段は前記共振回路の共振電流を検出することを特徴とする請求項５記載の放電灯点灯装置。
- 前記放電灯の電圧を検出するランプ電圧検出手段を備え、このランプ電圧検出手段の検出出力が所定値を超えるとインバータ回路のスイッチング素子の動作を停止させることを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
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