JP4991378B2

JP4991378B2 - 放電灯点灯装置及び照明器具

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Publication number: JP4991378B2
Application number: JP2007113448A
Authority: JP
Inventors: 敏也神舎
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2007-04-23
Filing date: 2007-04-23
Publication date: 2012-08-01
Anticipated expiration: 2027-04-23
Also published as: JP2008270049A

Description

本発明は制御用集積回路を用いた他励式インバータ回路により放電灯を高周波点灯させる放電灯点灯装置、及びこれを用いた照明器具に関するものである。

従来から、放電灯点灯装置における高周波電圧を発生するインバータ回路の周波数を決める制御方式には様々な方式が提案されている。最近では、半導体技術の進歩に伴い、インバータ回路の主スイッチング素子を駆動させるドライブ回路や、ドライブ周波数を決定する発振回路を一体のパッケージに収めた集積回路を用いた他励方式が多くなってきている。また、この種の集積回路には、電源投入から所定の時間に放電灯のフィラメントを予熱する先行予熱モード、その後放電灯を始動させるための始動モード、その後点灯モードに移行するシーケンス制御のためのタイマー回路や、放電灯の異常状態を検知し、所定の保護動作モードに移行するための保護回路も集積されることが多い。

従来例１を図１６〜図１８に示す。図１６は放電灯点灯装置の全体構成、図１７は制御用集積回路４の詳細な構成、図１８はタイミングチャートを示している。構成および動作の詳細については後述の実施形態において説明するが、図１８のタイミングチャートのように、タイマー回路４１から出力されるＯＵＴ１信号、ＯＵＴ２信号、ＯＵＴ３信号が時間の経過とともに“Ｈ”、“Ｌ”に変化することにより、予熱モード、始動モード、点灯モードの各周波数が切り替わるように構成されている。また、各モードの周波数は外付けの抵抗Ｒｏｓｃ１、Ｒｏｓｃ２、Ｒｏｓｃ３と外付けのコンデンサＣｐｌｓにより設定される。
特開２００６−１７２８３５号公報

上述の従来例では、集積回路の外部に接続する抵抗により、先行予熱モード、始動モード、通常点灯モードの動作周波数を容易に設定することができる。しかしながら、負荷部３を構成する共振回路のばらつきや、集積回路内部（周波数設定回路４２，４３や信号変換回路４５）のばらつきや、集積回路外部（抵抗Ｒｏｓｃ１、Ｒｏｓｃ２、Ｒｏｓｃ３、コンデンサＣｐｌｓ）のばらつきがそれぞれ独立して発生するため、ばらつきを補正する必要がある。

たとえば、図１７の抵抗Ｒｏｓｃ１を可変抵抗として、最も周波数特性の鋭い始動モードにおいて、図１９に示すように所定の始動電圧範囲となるように始動周波数ｆｓｔの調整を行ない、それに連動して、予熱時の周波数ｆｐや点灯時の周波数ｆｄを補正する方式が用いられている。すなわち、始動電圧が調整上限値と調整下限値の間に入るように始動周波数ｆｓｔを調整することにより、予熱時周波数ｆｐや点灯時周波数ｆｄが図示された範囲で補正される。図１７の抵抗Ｒｏｓｃ１は、予熱・始動・点灯の全モードの周波数設定に関わる抵抗のため、最も特性の鋭いモード（始動モード）で調整をすることにより、全モードの特性も共振負荷回路の特性に連動してある程度補正することができる点が良いところであった。

しかしながら、図２０に示すような点灯時の周波数特性も比較的鋭い共振負荷回路では、始動モードにおいて抵抗Ｒｏｓｃ１を調整しても、点灯時の出力特性が所定の範囲（出力電流上限規格値と出力電流下限規格値の間）に入らない場合があった。もしくは点灯時の特性を前記所定の範囲に入るようにするには、始動モードでの調整幅を極めて狭く設定する必要があり、実質的に調整が困難となってしまう課題があった。

さらには、上記課題を解決するため、抵抗Ｒｏｓｃ１とＲｏｓｃ２を共に可変抵抗とし、始動特性・点灯特性を共に所定範囲に入れる手段も採られたが、調整工程が増えるため、生産性が悪く、材料コストだけでなく生産コストも高くなってしまう課題があった。

また、図２０のような鋭い点灯時の周波数特性に対して、図２１の回路（従来例２）のように、スイッチング素子Ｑ２のソース電流を抵抗Ｒ６で検出し、それをフィードバック制御する対策が採られることもある。しかしながら、共振電流の流れる経路に抵抗Ｒ６が挿入されるため、インバータ部２の損失が大きくなる上、発熱も高く、抵抗を含めた周辺部品への熱ストレスが増大する。また部品点数が増えてしまい、コストが高くなる上、フィードバック制御の基準電圧Ｖｒｅｆのばらつきによって出力が変動するため、何らかの補正手段が必要となり、上述の場合と同様、生産性やコスト面において課題があった。

図１６の従来例１や図２１の従来例２においては、いずれも始動モードにおいて始動電圧を調整するための補正手段が必要となるが、始動モードは共振特性が鋭い上、放電灯負荷の配線長の影響による線間容量Ｃｆ（図２２の等価回路参照）により共振特性が図２３の実線から破線で示すようにシフトするため、あらかじめ線間容量Ｃｆによる電圧降下を配慮した高い調整値を設定しなればならず、共振回路部品のスペックも高くなってしまう問題があった。言い換えれば負荷の配線長の状態（線間容量Ｃｆ）により、始動電圧が変化してしまう問題があった。

また、上述した制御方式では図１８に示すように予熱・始動・点灯の周波数が固定されるモードが発生し、目視上では、先行予熱モードで管端が赤熱し（一般的には約１秒間程度）、その後、始動モードで通常点灯より暗い調光モードで点灯し、それから通常点灯の本来の光が出力される。つまり正常な動作であるにもかかわらず、始動時にちらつきがあると誤認されてしまう恐れがある。また、人体感知センサーなどで消灯・点灯制御される用途で用いられる場合には、できるだけ速く本来の明るさに到達することが望ましいが、始動モードの時間だけ明るさ変化に遅れが発生する問題があった。

本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであり、制御用集積回路を用いた他励式の放電灯点灯装置において、調整する工程を増やさずに、また、材料コスト・生産コストの上昇を抑制しつつ、始動電圧や出力の補正を比較的容易に実現する手段を提供すること、また、先行予熱以降に段階的な出力変化を抑制する手段を提供すること、さらには、負荷配線長の影響を受けずに、安定した始動電圧を供給できる手段を提供することを課題とする。

本発明によれば、上記の課題を解決するために、図１〜図３に示すように、少なくとも一つの平滑用コンデンサを有する直流電源部１と、前記直流電源部１の出力端に接続され、直列接続された２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路を有し、前記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオンオフするインバータ部２と、少なくとも一つの共振用インダクタＬ１、共振用コンデンサＣ１、及び放電灯Ｌａを有し、前記インバータ部２から出力される高周波電圧を入力し、共振作用によって放電灯Ｌａを点灯する負荷部３と、前記インバータ部２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を所定周波数で駆動制御する制御用集積回路４を備えた放電灯点灯装置であって、前記制御用集積回路４は、前記放電灯Ｌａのフィラメントを先行予熱する先行予熱状態、前記放電灯Ｌａへ始動電圧を印加する始動状態、及び放電灯Ｌａを所定出力で点灯する点灯状態へ順次切り替える状態切替時間を決定するタイマー回路４１と、定電圧Ｖｔｈ３を出力する第１のバッファ手段（ＯＰ１，Ｔｒ１）で構成され、前記第１のバッファ手段の出力電流値ＩＲｏｓｃ１に応じて、前記点灯状態でのインバータ部２の動作周波数を設定する第１の周波数設定回路４２と、定電圧Ｖｔｈ４を出力する第２のバッファ手段（ＯＰ２，Ｔｒ２）で構成され、前記第２のバッファ手段の出力電流値ＩＲｏｓｃ２に応じて、前記始動状態でのインバータ部２の動作周波数を設定する第２の周波数設定回路４３と、前記第１の周波数設定回路４２、第２の周波数設定回路４３からの信号を入力し、前記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２への駆動信号を生成するドライブ回路４７と、少なくとも２つの制御用スイッチ素子ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ５を有し、前記タイマー回路４１の出力信号に応じて個々の制御用スイッチ素子ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ５をオンオフすることにより、前記第１のバッファ手段の出力電流値ＩＲｏｓｃ１、または前記第２のバッファ手段の出力電流値ＩＲｏｓｃ２を切り替えて、前記先行予熱状態でのインバータ部２の動作周波数を設定するスイッチ回路４４とを備える放電灯点灯装置において、前記負荷部３の状態を検出し、検出信号の大きさに応じて、少なくとも前記始動状態でのインバータ部２の動作周波数が前記負荷部３の状態に応じて可変の周波数となるように、第１のバッファ手段もしくは第２のバッファ手段の出力電流を増減するように制御する検出回路５を具備し、前記検出回路５は、負荷の出力電圧もしくはそれに相当する電圧を検知し、その電圧が所定値を上回った場合にのみ動作することを特徴とするものである。

本発明によれば、負荷部の状態を検出し、検出信号の大きさに応じて、少なくとも始動状態でのインバータ部の動作周波数が負荷部の状態に応じて可変の周波数となるように、インバータ部の動作周波数設定用の第１のバッファ手段もしくは第２のバッファ手段の出力電流を増減するように制御する検出回路を具備し、前記検出回路は、負荷の出力電圧もしくはそれに相当する電圧を検知し、その電圧が所定値を上回った場合にのみ動作するので、調整工程を増やさず、もしくは削除しつつ、始動電圧・出力特性の補正が可能になる効果がある。また、始動モードと点灯モードとの照度差を小さくできるため、通常点灯状態への移行を速くすることができる効果がある。さらに、ランプ配線長の影響による線間容量により共振条件が変化しても、一定電圧を出力することが可能になる。

（実施形態１）
図１に本発明の実施形態１に係る放電灯点灯装置の構成を示す。基本構成は図１６の従来例とほぼ同じであり、交流電源Ｖｓを整流する整流器ＤＢと、少なくとも一つの平滑用コンデンサを有し、整流器ＤＢの出力端に接続される直流電源部１と、前記直流電源部１の出力端に接続され、直列接続されたスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路からなるインバータ部２と、少なくとも一つの共振用インダクタＬ１、共振用コンデンサＣ１、直流カット用コンデンサＣ２及び放電灯Ｌａを有し、前記スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を交互にオン・オフすることによってインバータ部２から出力される高周波電圧を入力し、共振作用によって放電灯Ｌａを点灯する負荷部３と、前記スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を直接オンオフ駆動することができる駆動信号出力端子を備え、１つの集積回路を構成する制御用集積回路４とを備えている。

制御用集積回路４は、放電灯Ｌａのフィラメントを先行予熱する先行予熱モード、放電灯Ｌａへ始動電圧を印加する始動モード、及び放電灯Ｌａを所定光出力で点灯する点灯モードへ、所定時間で順次切り替えるタイマー回路４１と、タイマー回路４１の出力に応じて、前記点灯モードでのインバータ動作周波数を決定する点灯周波数設定回路４２と、タイマー回路４１の出力に応じて、前記始動モードでのインバータ動作周波数を決定する始動周波数設定回路４３と、タイマー回路４１の出力に応じてオンオフする複数個の制御用スイッチ素子ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ５を備え、これらをオンオフ動作することによって前記各モードでのインバータ動作周波数を決定するスイッチ回路４４と、前記点灯周波数設定回路４２、及び始動周波数設定回路４３からの信号に応じた周波数信号を生成する信号変換回路４５と、制御電源Ｖｃｃからの供給電圧を入力し、所定の一定電圧を生成して制御用集積回路４内の各回路へ安定した基準電源を供給する基準電源回路４６を備えており、前記駆動信号出力端子から出力される駆動信号は、前記信号変換回路４５で生成された信号をドライブ回路４７を介して出力されている。

スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドライブ信号は、ドライブ回路４７へ入力される信号変換回路４５の周波数により決定される。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を交互にオン・オフすることによってインバータ部２から出力される高周波電圧を入力し、共振作用によって放電灯Ｌａが高周波で点灯する。

本発明の放電灯点灯装置によれば、図１に示すように、負荷部３の状態を検出し、制御用集積回路４の周波数設定回路４２、４３を制御する出力検出回路５を設けている。図１の出力検出回路５は、図２、図３に示すように、放電灯Ｌａの電圧を検出する抵抗Ｒ１、ダイオードＤ１、Ｄ２、抵抗Ｒ４、コンデンサＣ５、ツェナーダイオードＺＤ１、抵抗Ｒ３、ミラー回路Ｍ４から構成されている。ミラー回路Ｍ４は点灯周波数設定回路４２の出力端子に接続されている。図３の出力端ａ１は図２の入力端ａに接続される。

次に制御用集積回路４の具体構成について図２の具体回路図を用いて説明する。図２の点線で囲んだ回路は、制御用集積回路４内の点灯周波数設定回路４２、始動周波数設定回路４３、スイッチ回路４４、及び信号変換回路４５について具体構成を図示している。

点灯周波数設定回路４２は、主にオペアンプＯＰ１と、オペアンプＯＰ１の出力へ接続されるｎｐｎ型トランジスタＴｒ１と、トランジスタのエミッタ・グランド間に接続される抵抗Ｒｏｓｃ１で構成されるバッファ回路構成であり、オペアンプＯＰ１の＋側入力端子へ入力されるしきい値電圧Ｖｔｈ３に略等しい定電圧を前記トランジスタＴｒ１のエミッタ側に発生する回路である。

始動周波数設定回路４３は、主にオペアンプＯＰ２と、オペアンプＯＰ２の出力へ接続されるｎｐｎ型トランジスタＴｒ２と、トランジスタのエミッタ・グランド間に接続される抵抗Ｒｏｓｃ２で構成されるバッファ回路構成であり、オペアンプＯＰ２の＋側入力端子へ入力されるしきい値電圧Ｖｔｈ４に略等しい定電圧を前記トランジスタＴｒ２のエミッタ側に発生する回路である。

信号変換回路４５は、点灯周波数設定回路４２、及び始動周波数設定回路４３へ流れる電流を所定比で変換するミラー回路Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３を備えている。また、コンデンサＣｐｌｓの電圧と、トランスファゲート回路において設定されるしきい値Ｖｔｈ１またはＶｔｈ２とを比較する比較器ＣＰ１と、この比較器ＣＰ１の出力信号に応じてオンオフする制御用スイッチ素子ＳＷ１とを備えている。制御用スイッチ素子ＳＷ１がオフの場合はミラー回路Ｍ３へシンクされる一定電流でコンデンサＣｐｌｓを放電し、制御用スイッチ素子ＳＷ１がオンの場合はミラー回路Ｍ２からソースされる一定電流から前記ミラー回路Ｍ３へシンクされる一定電流を減じた電流でコンデンサＣｐｌｓを充電する。信号変換回路４５は、比較器ＣＰ１の出力に応じて、周期的に前記充電、放電の切り替えを行うとともに、充放電周期に等しい周期信号、すなわち周波数信号をドライブ回路４７へ出力する。なお、コンデンサＣｐｌｓは制御用集積回路４の外付け部品としても良い。

スイッチ回路４４は、前記点灯周波数設定回路４２を構成するトランジスタＴｒ１のベース・グランド間に接続される制御用スイッチ素子ＳＷ２と、前記始動周波数設定回路４３を構成するトランジスタＴｒ２のベース・グランド間に接続される制御用スイッチ素子ＳＷ３と、オープンドレインで構成されたスイッチ素子ＳＷ５を備えている。

タイマー回路４１は、前記スイッチ回路４４の各々のスイッチ素子へオンオフ信号を出力する。また、基準電源回路４６は前記各々の回路へ安定した制御電源を供給する。

始動周波数設定回路４３のバッファ回路出力端へ接続される抵抗Ｒｏｓｃ２、及び点灯周波数設定回路４２のバッファ回路出力端へ接続される抵抗Ｒｏｓｃ１を集積回路外に配置し、スイッチ回路４４の制御用スイッチ素子ＳＷ５のドレインを集積回路端子として、集積回路外部に配置される抵抗Ｒｏｓｃ３を介して点灯周波数設定回路４２のバッファ回路出力端へ接続している。なお、抵抗Ｒｅｓｄは制御用集積回路４の内部抵抗である。

本実施形態のタイムチャートを図４に示す。図１８の従来例１のタイムチャートに比べると、始動モードにおけるドライブ回路周波数と明るさ変化が破線（従来例１）から実線（本発明）のように変更されている。以下、図４を参照しながら、詳細な動作を説明する。まず、制御用集積回路４へ制御電源Ｖｃｃの供給を開始することによって、基準電源回路４６から出力される基準電源が立ち上がり、タイマー回路４１が動作を開始する。

基準電源が立ち上がると、所定の時間はスタンバイ状態となり、タイマー回路４１より各スイッチ素子ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ５への信号が出力される。スタンバイ状態においては、スイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ３はオン、スイッチング素子ＳＷ５はオフである。

ＯＵＴ１信号及びＯＵＴ２信号が“Ｈ”の場合、前述のトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のベース電流が供給できないため、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のエミッタ電圧、すなわちバッファ回路の出力電圧は略０Ｖとなる。すなわち、抵抗Ｒｏｓｃ１及び抵抗Ｒｏｓｃ２へ流れる電流も略０Ａとなるため、ミラー回路を流れる電流も０Ａとなり、前記コンデンサＣｐｌｓの充放電動作は行われないことになるため、ドライブ回路４７は発振しない。

その後、ＯＵＴ１信号及びＯＵＴ２信号が“Ｌ”、ＯＵＴ３信号が“Ｈ”となり、前記各々のバッファ回路出力段のトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２にベース電流が供給され、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のエミッタ電圧、すなわちバッファ回路の出力電圧はそれぞれに入力されるしきい値Ｖｔｈ３、Ｖｔｈ４に略等しい電圧となる。よって、抵抗Ｒｏｓｃ１及び抵抗Ｒｏｓｃ２へ電流が流れるため、ミラー回路を介して前記コンデンサＣｐｌｓへ充放電電流が供給されて、コンデンサＣｐｌｓに発生する電圧は三角波状波形となり、発振動作を開始する。この三角波周期に等しい周期信号がドライブ回路４７へ出力され、ドライブ回路４７からインバータ部２へ駆動信号が出力される。

先行予熱時、タイマー回路４１から出力されるＯＵＴ１信号、ＯＵＴ２信号、ＯＵＴ３信号は、ＯＵＴ１＝“Ｌ”、ＯＵＴ２＝“Ｌ”、ＯＵＴ３＝“Ｈ”となる。ＯＵＴ１信号、ＯＵＴ２信号はそれぞれスイッチ素子ＳＷ２、ＳＷ３のゲートへ入力され、ＯＵＴ３信号は、スイッチ素子ＳＷ５のゲートヘ入力される。制御用スイッチ素子ＳＷ２、ＳＷ３がオンすることによって、前記バッファ回路の出力電流ＩＲｏｓｃ１とＩＲｏｓｃ２を加算した電流がミラー回路Ｍ１から流れることになる。またこのとき、スイッチ素子ＳＷ５がオンしているため、出力電流ＩＲｏｓｃ１は、抵抗Ｒｏｓｃ１とＲｏｓｃ３に流れる電流の合成値となる。

始動時には、タイマー回路４１から出力されるＯＵＴ３信号が“Ｌ”となるため、抵抗Ｒｏｓｃ３に流れていた電流が遮断され、ミラー回路Ｍ１から流れる電流は、抵抗Ｒｏｓｃ１を流れる電流ＩＲｏｓｃ１と抵抗Ｒｏｓｃ２を流れる電流ＩＲｏｓｃ２の合成電流となる。

点灯時には、タイマー回路４１から出力されるＯＵＴ２信号が“Ｈ”となるため、ミラー回路Ｍ１から流れる電流はＩＲｏｓｃ１となる。

したがって、ミラー回路を介して、予熱時にはＩＲｏｓｃ１（Ｒｏｓｃ１とＲｏｓｃ３を流れる電流の合成）＋ＩＲｏｓｃ２に応じた周波数となり、始動時にはＩＲｏｓｃ１（Ｒｏｓｃ１を流れる電流）＋ＩＲｏｓｃ２に応じた周波数となり、点灯時にはＩＲｏｓｃ１（Ｒｏｓｃ１を流れる電流）に応じた周波数となる。つまり、集積回路４１の外部に接続する抵抗Ｒｏｓｃ１，Ｒｏｓｃ２，Ｒｏｓｃ３により、先行予熱モード、始動モード、通常点灯モードの動作周波数を容易に設定することができる。以上の動作は図１８の従来例と同様である。

さらに、本実施形態では、放電灯Ｌａの出力端の電圧を抵抗Ｒ１、ダイオードＤ１、Ｄ２、抵抗Ｒ４、コンデンサＣ５により直流電圧に変換し検出する。ここで、コンデンサＣ５に得られる検出電圧ＶＣ５が上昇し、ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧ＶＺＤ１を超えると、コンデンサＣ５の電圧ＶＣ５よりツェナーダイオードＺＤ１、抵抗Ｒ３、ミラー回路Ｍ４に電流が流れ始める。そうするとミラー回路Ｍ４のミラー電流に応じた電流が流れる（引き込まれる）。この結果、通常点灯モードの場合では、抵抗Ｒｏｓｃ１を流れる電流に加えて、ミラー回路Ｍ１への引き込み電流が加算され、ミラー回路Ｍ４が動作する前の周波数より高くなり、出力検出回路５の電圧と引き込み電流とのバランス点にまで周波数制御される。

また、抵抗Ｒｏｓｃ１の接続されている端子は、予熱モード・始動モード・点灯モードの何れにおいても電圧が出力されている端子のため、全モードにおいて、出力電圧の異常を検出し、出力電圧が所望の値以上には上がらないように抑制する制御が可能となる。

出力検出回路５が動作しない場合、インバータ部２の動作周波数は、先行予熱モードでは、抵抗Ｒｏｓｃ１の電流、抵抗Ｒｏｓｃ３の電流、抵抗Ｒｏｓｃ２の電流の合成電流で決定され、始動モードでは、抵抗Ｒｏｓｃ１の電流と抵抗Ｒｏｓｃ２の電流の合成電流で決定され、通常点灯モードでは、抵抗Ｒｏｓｃ１の電流で決定される。したがって、図４のタイムチャートに示すように、ドライブ回路周波数は、先行予熱モード、始動モード、点灯モードの順に低下して行くことになる。

ここで、抵抗Ｒｏｓｃ２の抵抗値として、制御用集積回路４１のばらつきや負荷部３の共振特性のばらつきにおいても十分に必要な始動電圧を出力できるような大きな抵抗値を選定している。この場合、フィラメントは活性化しているが、ランプが点灯しない状態において、非常に高い電圧を出力しようとするが、出力検出回路５により出力電圧の抑制が行われるから、この抑制された出力電圧をランプ始動に必要な電圧となるように設定することで、始動時の出力電圧の安定化を図ることが出来る。

また、図４のタイムチャートを図１８に示した従来例１のタイムチャートと比較すると、始動モードの動作周波数がΔｆだけ低下しており、これにより、始動モードの明るさがΔΦだけ増加していることが分かる。つまり、始動モードにおいて、ランプが点灯する場合（通常動作の場合）は、ランプが始動モードに移行した時にほとんど始動するので、出力検出回路５が動作せずに、抵抗Ｒｏｓｃ２とＲｏｓｃ１で決定される周波数に移行するが、上述したように抵抗Ｒｏｓｃ２の抵抗値を大きく設定しているため、始動モードの動作周波数を点灯モードの動作周波数に近くすることができるため、始動モードと点灯モードの明るさの差を大幅に小さくすることができる。これにより、先行予熱後に通常点灯時とほぼ同等の照度を出力することが可能になる。さらにここで、抵抗Ｒｏｓｃ２を非常に大きな値やオープン（抵抗値は無限大）に設定することで、完全に始動モードと通常点灯モードの照度差を無くすことも可能になる。

また、スイッチ素子ＳＷ５の抵抗Ｒｅｓｄを介したドレイン端子には、コンデンサＣ１５を接続しており、これにより、フィラメントが活性状態でランプが始動しない場合において、予熱モードから始動モードに切り替わる際に、抵抗Ｒｏｓｃ３の電流を徐々に減少させ、周波数の切り替わりを連続的にスイープさせている。これによって、例えば予熱モードから始動モードに切り替わる際に、出力検出回路５の動作遅れによる、出力電圧のオーバーシュートを抑制することができる。

図５はコンデンサＣ１５が無い場合、図６はコンデンサＣ１５が有る場合のタイムチャートであり、いずれもフィラメントが活性状態でランプが始動しない場合の動作を示している。コンデンサＣ１５が無い場合（図５）では、予熱モードから始動モードに移行して、ランプが始動しないときには、負荷部３の出力電圧は破線で示す高い電圧（Ｒｏｓｃ１とＲｏｓｃ２で設定される出力電圧）となるが、出力検出回路５により出力電圧の抑制が行われるから、実線で示す抑制された出力電圧となる。図中のΔＶが出力検出回路５により抑制された電圧成分であるが、出力検出回路５に動作遅れがあると、このΔＶの電圧成分の抑制に時間遅れが生じて、出力電圧のオーバーシュートを生じることがある。そこで、コンデンサＣ１５を設けて、予熱モードから始動モードに切り替わる際に、抵抗Ｒｏｓｃ３の電流を徐々に減少させ、周波数の切り替わりを連続的にスイープさせると、図６に示すように、負荷部３の出力電圧は連続的に変化するから、出力電圧のオーバーシュートを生じない。

また、点灯時の出力補正は、点灯モードにおいて抵抗Ｒｏｓｃ１の値を調整することで補正する。なお、点灯時の周波数特性が緩やかな場合は、抵抗Ｒｏｓｃ１の調整工程を削除することができる。

本実施形態によれば、調整工程を増やさず、もしくは削除しつつ、始動電圧・出力特性の補正が可能になる効果がある。また、始動モードと点灯モードとの照度差を小さくできるため、通常点灯状態への移行を速くすることができる。さらに、ランプ配線長の影響による線間容量Ｃｆにより共振条件が変化しても、出力検出回路により、一定電圧を出力することが可能になる。

（実施形態２）
第２の実施形態の要部構成を図７に示す。本実施形態では、実施形態１の出力検出回路の構成（図３）において、さらに直流成分カット用のコンデンサＣ４を追加したものである。図７の出力端ａ２は図２の入力端ａに接続される。

基本的な動作は、実施形態１と同様であるが、直流成分カット用のコンデンサＣ４を追加したことにより、放電灯Ｌａに発生する直流成分電圧をとり除いた電圧を検出することができるため、より精度良く共振電圧の成分を抽出することが可能になる。その他の構成及び動作については実施形態１と同様であり、実施形態１と同様の効果がより精度良く達成される。

（実施形態３）
第３の実施形態を図８に示す。本実施形態では、実施形態１の出力検出回路の構成（図３）において、ダイオードＤ１の両端に周波数特性補正用のコンデンサＣ３を追加したものである。図８の出力端ａ３は図２の入力端ａに接続される。

基本的な動作は、実施形態１と同様であるが、周波数特性補正用のコンデンサＣ３を付加したことにより、実施形態１の動作に加えて、出力検出回路５のコンデンサＣ５の電圧ＶＣ５に周波数特性を持たせることができる。予熱モードや始動モードなど、通常点灯時に比べて周波数が高い場合には、コンデンサＣ３のインピーダンスが比較的低くなり、通常点灯時では、コンデンサＣ３のインピーダンスが比較的大きくなる。

実施形態１において、例えば始動モードで所定の始動電圧Ｖｓｔで出力検出回路５が働くように設定した場合、通常点灯時にも出力検出回路５が働く出力電圧はほぼＶｓｔであり、出力検出回路５の感度レベルは変化しない。これに対して、本実施形態では、始動時の出力検出回路５の動作電圧をＶｓｔと設定しても、通常点灯時の出力検出感度Ｖｓｔ’は、Ｖｓｔ’＜Ｖｓｔとすることができるため、通常点灯時に発生する出力電圧異常をより感度良く検出することができる。

本実施形態においても実施形態１と同様の効果が得られるほか、実施形態１に比べ、始動電圧一定化の制御に加え、点灯時の異常電圧発生時の出力抑制制御をより精度良く行なえる効果もある。

（実施形態４）
第４の実施形態を図９に示す。本実施形態では、実施形態１の出力検出回路の構成（図３）において、さらに直流成分カット用のコンデンサＣ４を追加すると共に、ダイオードＤ１の両端に周波数特性補正用のコンデンサＣ３を追加したものである。図９の出力端ａ４は図２の入力端ａに接続される。

基本的な動作は、実施形態１と同様であるが、直流成分カット用のコンデンサＣ４を追加したことにより、放電灯Ｌａに発生する直流成分電圧をとり除いた電圧を検出することができるため、より精度良く共振電圧の成分を抽出することが可能になる。また、周波数特性補正用のコンデンサＣ３を付加したことにより、実施形態１の動作に加えて、出力検出回路５のコンデンサＣ５の電圧ＶＣ５に周波数特性を持たせることができ、例えば、通常点灯時に発生する出力電圧異常をより感度良く検出することができる。

本実施形態によれば、実施形態１と同様の効果が得られるほか、実施形態２及び実施形態３の効果も得られる。

（実施形態５）
第５の実施形態を図１０に示す。本実施形態によれば、実施形態１の出力検出回路５の構成として、インダクタＬ１の２次巻線よりダイオードＤ３、抵抗Ｒ２を介して直流電圧を検出する例である。図１０の出力端ａ５は図２の入力端ａに接続される。

本実施形態の構成において、インダクタＬ１に発生する電圧も、出力電圧に比例した電圧が発生するため、実施形態１と同様の動作となり、実施形態１と同様の効果が得られる。

さらに、実施形態１に比べると、インダクタＬ１の２次巻線からの検出電圧は小さくなるため、出力検出回路５の部品の定格を小さく、もしくは使用数を少なくすることができる。

（実施形態６）
第６の実施形態を図１１に示す。本実施形態では、実施形態５の構成に加え、実施形態３と同様に、ダイオードＤ４の両端に周波数特性補正用のコンデンサＣ３を追加して、検出電圧に周波数を持たせるようにした例である。図１１の出力端ａ６は図２の入力端ａに接続される。

本実施形態の動作は実施形態５と同様であるが、コンデンサＣ３の周波数特性によって、より通常点灯時に感度良く動作させることができる。すなわち、実施形態５に比べ、始動電圧一定化の制御に加え、点灯時の異常電圧発生時の出力抑制制御をより精度良く行なえる。

本実施形態によれば、実施形態１と同様の効果が得られるほか、実施形態５及び実施形態３の効果も得られる。

（実施形態７）
第７の実施形態の要部構成を図１２に示す。本実施形態では、実施形態１〜６において、出力検出回路５のミラー回路Ｍ４の出力を始動周波数設定回路４３の側に接続したものである。実施形態１〜６のいずれかの検出回路と組み合わせて使用されるものであり、図３、図７〜図１１の出力端ａ１〜ａ６が図１２の入力端ａ’に接続される。

本実施形態の動作は実施形態１〜６と同様であり、同様の効果が得られるが、出力検出回路５による出力抑制制御が可能となるのは、先行予熱モードと始動モードのみとなる。

（実施形態８）
第８の実施形態を図１３、図１４に示す。本実施形態では、実施形態１において、出力検出回路５の出力電圧を、負荷が異常時に所定の保護動作（出力停止または出力抑制）に移行制御する保護回路４８の入力電圧と兼用したものである。図３の出力端ａ１が図１４の入力端ａ”に接続される。

本実施形態の動作は実施形態１と同様である。また、出力検出回路５の出力電圧を、保護回路４８の入力電圧として兼用しているうえ、ツェナーダイオードＺＤ１を保護回路４８の入力端子への過電圧や静電気保護と兼用しているので、部品点数の削減とコストアップをせずに同様の効果を達成することができる。

本実施形態によれば、実施形態１と同様の効果が得られるほか、部品の共用化によるコスト抑制が可能となり、端子入力部の保護も兼用できる。

なお、本実施形態の保護回路４８を実施形態２〜６のような検出回路と組み合わせても同様の効果が得られる。その場合、図７〜図１１の出力端ａ１〜ａ６が図１４の入力端ａ”に接続される。また、実施形態７のように、図１４のミラー回路Ｍ４の出力を始動周波数設定回路４３の側に接続しても同様の効果が得られる。

（実施形態９）
上記各実施形態に示した放電灯点灯装置は図１５に示すような照明器具に搭載して使用されるものである。放電灯負荷Ｌａはソケット７ａ，７ｂにより器具本体８に装着されており、器具本体８の内部には実施形態１〜８のいずれかの点灯装置が収納されている。

本発明の実施形態１の全体構成を示す回路図である。本発明の実施形態１の制御用集積回路の構成を示す回路図である。本発明の実施形態１の検出部の構成を示す回路図である。本発明の実施形態１の動作を示すタイムチャートである。本発明の実施形態１の周波数スイープが無い場合の動作を示すタイムチャートである。本発明の実施形態１の周波数スイープが有る場合の動作を示すタイムチャートである。本発明の実施形態２の要部構成を示す回路図である。本発明の実施形態３の要部構成を示す回路図である。本発明の実施形態４の要部構成を示す回路図である。本発明の実施形態５の要部構成を示す回路図である。本発明の実施形態６の要部構成を示す回路図である。本発明の実施形態７の制御用集積回路の構成を示す回路図である。本発明の実施形態８の全体構成を示す回路図である。本発明の実施形態８の制御用集積回路の構成を示す回路図である。本発明の照明器具の外観を一例として示す斜視図である。従来例１の全体構成を示す回路図である。従来例１の制御用集積回路の構成を示す回路図である。従来例１の動作を示すタイムチャートである。従来例１の動作説明のための特性図である。従来例１の動作説明のための特性図である。従来例２の全体構成を示す回路図である。従来例１，２の負荷部の線間容量を含む等価回路図である。従来例１，２の動作説明のための特性図である。

符号の説明

１直流電源部
２インバータ部
３負荷部（共振回路および放電灯）
４制御用集積回路
５出力検出回路

Claims

少なくとも一つの平滑用コンデンサを有する直流電源部と、
前記直流電源部の出力端に接続され、直列接続された２つのスイッチング素子の直列回路を有し、前記スイッチング素子を交互にオンオフするインバータ部と、
少なくとも一つの共振用インダクタ、共振用コンデンサ、及び放電灯を有し、前記インバータ部から出力される高周波電圧を入力し、共振作用によって放電灯を点灯する負荷部と、
前記インバータ部のスイッチング素子を所定周波数で駆動制御する制御用集積回路を備えた放電灯点灯装置であって、
前記制御用集積回路は、
前記放電灯のフィラメントを先行予熱する先行予熱状態、前記放電灯へ始動電圧を印加する始動状態、及び放電灯を所定出力で点灯する点灯状態へ順次切り替える状態切替時間を決定するタイマー回路と、
定電圧を出力する第１のバッファ手段で構成され、前記第１のバッファ手段の出力電流値に応じて、前記点灯状態でのインバータ部の動作周波数を設定する第１の周波数設定回路と、
定電圧を出力する第２のバッファ手段で構成され、前記第２のバッファ手段の出力電流値に応じて、前記始動状態でのインバータ部の動作周波数を設定する第２の周波数設定回路と、
前記第１の周波数設定回路、第２の周波数設定回路からの信号を入力し、前記スイッチング素子への駆動信号を生成するドライブ回路と、
少なくとも２つの制御用スイッチ素子を有し、前記タイマー回路の出力信号に応じて個々の制御用スイッチ素子をオンオフすることにより、前記第１のバッファ手段の出力電流値、または前記第２のバッファ手段の出力電流値を切り替えて、前記先行予熱状態でのインバータ部の動作周波数を設定するスイッチ回路とを備える放電灯点灯装置において、
前記負荷部の状態を検出し、検出信号の大きさに応じて、少なくとも前記始動状態でのインバータ部の動作周波数が前記負荷部の状態に応じて可変の周波数となるように、第１のバッファ手段もしくは第２のバッファ手段の出力電流を増減するように制御する検出回路を具備し、
前記検出回路は、負荷の出力電圧もしくはそれに相当する電圧を検知し、その電圧が所定値を上回った場合にのみ動作することを特徴とする放電灯点灯装置。
請求項１において、第２の周波数設定回路により設定される始動時の動作周波数は、前記検出回路が前記所定値を上回る電圧を検知する動作周波数よりも低く設定したことを特徴とする放電灯点灯装置。
請求項１または２のいずれかにおいて、第１または第２のバッファ手段のいずれか一方の出力電流を調整することにより出力調整を行う補正手段を備え、前記検出回路は、検出信号の大きさに応じて、第１または第２のバッファ手段のいずれか他方の出力電流を増減するように制御することを特徴とする放電灯点灯装置。
請求項１〜３のいずれかにおいて、前記制御用集積回路は、負荷の異常を検出し、出力停止または抑制の制御を行う保護回路を備え、前記検出回路は前記保護回路の入力部と兼用したことを特徴とする放電灯点灯装置。
請求項１〜４のいずれかに記載の放電灯点灯装置を含む照明器具。