JP4318155B2 - 表面電位検出装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、表面電位を非接触方式で測定する表面電位検出装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、複写機やレーザビームプリンタ等において、感光ドラムの表面電位を非接触で検出するために用いられるこの種の表面電位検出装置は、特公平３−６４６７号公報等に開示されているように、検知電極と感光ドラムとの間の電界を、音叉で機械的に断続することにより、感光ドラムの表面電位に対応した交流信号を得る。そして、この交流信号をプリアンプで増幅するとともに、アイソレータを介して、同期検波回路に導き、機械的断続に同期した信号で、検波する。同期検波回路から出力された同期検波出力信号は、積分回路によって直流化される。積分回路によって得られた直流信号は、高電圧増幅器に入力される。
【０００３】
各回路は、コモングランド線を持っている。高電圧増幅器は、入力された直流信号に基づき、コモングランド線の電位が、被測定面である感光ドラム表面の電位と同じになるように、コモングランド線の電位を制御する。コモングランド線の電位を、減衰器やバッファアンプ等を介して取り出すことにより、表面電位信号が得られる。コモングランド線は、接地電位及びフレーム接地電位に対してフローティングな関係にある。
【０００４】
この表面電位検出方式の最大の利点は、音叉／検知電極を含む表面電位センサと被測定面である感光ドラムの表面との間の距離が変化しても、距離依存性が非常に少ない高精度な表面電位検出信号が得られることである。
【０００５】
上述した表面電位検出方式において、高精度な表面電位検出信号を実現するには、表面電位検出信号のオフセット調整が重要である。表面電位センサにおいて、被測定面の表面電位とコモングランド線の電位との差電圧がゼロのとき、表面電位検出信号がゼロとなるべきである。ところが、表面電位センサの多くは、検知電極の周辺がプラスまたはマイナスに若干帯電しているので、表面電位センサから交流信号が出力され、表面電位検出信号にオフセット電圧が生じる。例えば、検知電極の周辺がマイナスに帯電した場合、被測定面の表面電位が０ボルトのときでも、あたかも、被測定面の表面電位がプラスであるかのような表面電位検出信号を出力する。
【０００６】
特開平６−２４２１６６号公報は、オフセット調整手段を備えた表面電位検出装置を開示している。この表面電位検出装置は、電源回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ）を備えており、電源回路から導かれる正電源ライン及び負電源ラインの間に抵抗分圧回路を挿入してある。この抵抗分圧回路により、電源回路からの正電源電圧と負電源電圧との差電圧を抵抗分圧し、分圧電圧を、可変抵抗器でコモングランド線電位の近辺に調整する。調整した電圧を、バイアス電圧として積分回路に印加し、オフセット電圧をキャンセルさせる。具体的には、被測定面電位がゼロのとき、表面電位検出信号がゼロとなるようにオフセット調整する。
【０００７】
しかしながら、上述のオフセット調整手段では、電源回路の正電源電圧及び負電源電圧の両方を基準としてバイアス電圧を生成しているため、正電源電圧または負電源電圧が変動すると、バイアス電圧も変動してしまい、高精度なオフセット調整が困難である。バイアス電圧を安定化するには、正電源電圧及び負電源電圧の両方を高精度に安定化するように電源回路を構成しなければならない。
【０００８】
上述の公報に開示された表面電位検出装置では、正電源電圧及び負電源電圧の両方を安定化する手法として、高精度で、かつ、温度特性の良好な安定化電源を、正電源電圧及び負電源電圧ごとに設けてある。この手法では、２つの安定化電源が必要となり、電源回路のコストが高くなる。
【０００９】
しかも、安定化電源として代表的に用いられるドロッパー型安定化電源（三端子レギュレータ）は、電力効率が５０％程度と低い。ドロッパー型安定化電源を利用すると、表面電位検出装置の総合電力効率が低下する。
【００１０】
ドロッパー型安定化電源等の安定化電源を使用しない場合は、正電源電圧と負電源電圧とをバランスさせる必要がある。このため、電源回路の電源トランスとして、バイファイラ巻きの２次巻線を有するトランスを利用する。しかし、この種のトランスは高価であり、電源回路のコストが高くなる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の課題は、表面電位検出出力信号に生じるオフセットを容易に解消するための基礎を与える表面電位検出装置を提供することである。
【００１２】
本発明のもう一つの課題は、コストの安価な表面電位検出装置を提供することである。
【００１３】
本発明の更にもう一つの課題は、高い総合電力効率を実現し得る表面電位検出装置を提供することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するため、本発明に係る表面電位検出装置は、表面電位センサと、信号処理回路とを含む。前記表面電位センサ及び前記信号処理回路は、コモングランド線の電位を基準電位として動作する。前記コモングランド線は、接地電位に対してフローティングされた電位にある。前記表面電位センサは、検知電極と被測定面との間の電界を断続することにより交流信号を生成する。
【００１５】
前記信号処理回路は、同期検波回路と、積分回路と、高圧増幅回路と、第１のバイアス回路とを含む。前記同期検波回路は、前記表面電位センサから供給される前記交流信号を、前記表面電位センサの断続動作と同期して検波する。前記積分回路は、反転入力端子及び非反転入力端子を有するオペアンプを含み、前記同期検波回路からの検波出力信号が前記反転入力端子に供給され、供給された前記検波出力信号を直流に変換して出力する。前記高圧増幅回路は、前記積分回路から信号が供給され、前記コモングランド線の電位を、被測定面電位とほぼ等しくする直流高電圧を前記コモングランド線に供給する。
【００１６】
前記第１のバイアス回路は、前記コモングランド線の電位を基準とした正電圧を、前記積分回路の前記非反転入力端子に印加する。
【００１７】
上述した表面電位検出装置において、表面電位センサにより、被測定面の表面電位とコモングランド線の電位との差電圧に対応する交流信号を生成し、この交流信号を同期検波回路に供給する。同期検波回路では表面電位センサから供給される交流信号を、表面電位センサの断続動作と同期して検波し、検波出力信号を生成する。検波出力信号は積分回路を構成するオペアンプの反転入力端子に供給される。積分回路では検波出力信号を積分し、直流に変換して出力する。
【００１８】
高圧増幅回路は、上述の積分回路から信号が供給され、コモングランド線の電位を、被測定面電位とほぼ等しくする直流高電圧をコモングランド線に供給する。以上の回路構成により、コモングランド線の電位は、被測定面の表面電位とほぼ等しくなるように制御される。
【００１９】
コモングランド線の電位が被測定面の表面電位と等しくなったとき、表面電位センサの検知電極と、被測定面との間の電界は、ゼロとなる。従って、コモングランド線の電位を、表面電位検出信号として取り出すことにより、表面電位センサと被測定面との間の距離が変化しても、距離依存性が非常に少ない高精度な表面電位検出信号を得ることができる。
【００２０】
本発明の表面電位検出装置は、その特徴的構成として、信号処理回路が第１のバイアス回路を含み、第１のバイアス回路から、積分回路の非反転入力端子に正電圧を印加する。この正電圧のバイアスにより、被測定面電位に対する表面電位検出信号の関係（検出特性）が、同一の被測定面電位に対し、表面電位検出信号の値が高くなる方向に移動し、被測定面の電位が零であるとき、表面電位検出信号が正のある値（オフセット電圧と称する）になる。従って、被測定面の電位が零以上であれば、必ず表面電位検出信号を生じることになるので、不感帯を生じることがない。
【００２１】
しかも、第１のバイアス回路から、積分回路の非反転入力端子に印加される正電圧は、コモングランド線の電位を基準としている。従って、精度が高く安定したオフセット電圧が得られる。
【００２２】
このオフセット電圧は、積分回路より後段の回路における回路的手法により、容易に、かつ、高精度で調整することができる。即ち、本発明は、オフセット電圧を、容易に、かつ、高精度に調整または解消するための基礎を与える。
【００２３】
また、表面電位検出装置の電源回路に、高度の電圧安定精度が要求されないので、電源回路を低コスト化した表面電位検出装置が得られる。従来必要であったドロッパー型安定化電源（三端子レギュレータ）を省略することが可能であり、総合電力効率の高い表面電位検出装置が得られる。
【００２４】
第１のバイアス回路により生じるオフセット電圧をキャンセルする好ましい一つの態様は、信号処理回路に通常備えられる検出信号出力回路に、第２のバイアス回路を付加し、この第２のバイアス回路から、検出信号出力回路のオペアンプの非反転入力端子に、負電圧を印加することである。かかる構成によれば、被測定面電位に対する表面電位検出信号の特性は、同一の被測定面電位に対し、表面電位検出信号の値が低くなる方向に移動する。この移動量は、負電圧の大きさに対応する。従って、負電圧の大きさを調整することにより、第１のバイアス回路によって生じたオフセット電圧をキャンセルし、理想特性に合わせることができる。理想特性とは、被測定面電位と表面電位検出信号との関係が、グラフ上、原点を通る一次直線の関係になることを言う。
【００２５】
本発明の他の特徴及びそれによる作用効果は、添付図面を参照し、更に詳しく説明する。添付図面は単なる一例を示すに過ぎない。
【００２６】
【発明の実施の形態】
図１は本発明に係る表面電位検出装置を用いて、感光ドラムの表面電位を検出する場合の構成を概略的に示す図である。図１において、Ｋは感光ドラム、Ｖは転写ベルト、Ｗは転写ベルトの走行方向である。感光ドラムＫはブラック用である。感光ドラムＫには、帯電コロトロンＵ１、転写コロトロンＵ２、及び現像機Ｕ３が備えられている。本発明に係る表面電位検出装置１は、表面電位センサ１１と、信号処理回路３とを含む。表面電位センサ１１は、感光ドラムＫの表面から、例えば、２．５ｍｍの距離をおいて、固定して配置されている。図示実施例では、マイクロコンピュータ４を備えており、このマイクロコンピュータ４により、信号処理回路３を制御する。
【００２７】
図２は本発明に係る表面電位検出装置の構成を示すブロック図である。図２に示すように、本発明に係る表面電位検出装置は、表面電位センサ１１と、信号処理回路３とを含んでいる。表面電位センサ１１及び信号処理回路３は、コモングランド線Ｃ．ＧＮＤを有する。コモングランド線Ｃ．ＧＮＤは、接地電位（またはフレームグランド）に対してフローティングされた電位にある。
【００２８】
表面電位センサ１１は、検知電極１５と被測定面との間の電界を断続し、この断続動作により、コモングランド線Ｃ．ＧＮＤの電位と被測定面の表面電位との差電圧に対応する交流信号Ｓ１１を生成する。図示の表面電位センサ１１は、検知電極１５と、チョッパ１６と、プリアンプ１７と、チョッパ駆動回路１８とを含む。検知電極１５は、感光ドラムＫの表面電位を非接触で測定するための電界を生成する。
【００２９】
チョッパ１６は、感光ドラムＫの表面である被測定面と、検知電極１５との間の電界を周期的にチョッピングする。その具体的構造は既に知られている。例えば、音叉を圧電振動子で励振し、音叉に取り付けられた金属片を、感光ドラムＫの表面と、検知電極１５との間で振動させる。
【００３０】
プリアンプ１７は、検知電極１５で検出された交流信号のインピーダンスを、ローインピーダンスに変換する回路である。プリアンプ１７を通った交流信号Ｓ１１は、信号処理回路３に供給される。
【００３１】
チョッパ駆動回路１８は、チョッパ１６を励振する。具体的には、チョッパ駆動回路１８は、チョッパ１６を構成する圧電振動子に、所定の周波数を有する駆動信号を供給して励振する。更に、チョッパ駆動回路１８は、この駆動信号と同期した同期信号Ｓ１２を出力する。
【００３２】
信号処理回路３は、同期検波回路３１と、積分回路３２と、高圧増幅回路３３と、第１のバイアス回路３６とを含む。図示の信号処理回路３は、更に、増幅回路３０を含む。増幅回路３０は、表面電位センサ１１から交流信号Ｓ１１が供給され、この交流信号Ｓ１１を増幅して出力する。
【００３３】
同期検波回路３１は、表面電位センサ１１から交流信号Ｓ１１が供給され、この信号Ｓ１１を、表面電位センサ１１の断続動作と同期して検波し、検波出力信号ｃを出力する。図示の同期検波回路３１は、交流信号Ｓ１１が、表面電位センサ１１から増幅回路３０を介して供給される。更に、図示の同期検波回路３１は、表面電位センサ１１から同期信号Ｓ１２が供給され、この同期信号Ｓ１２と同期して上述の交流信号Ｓ１１を検波する。
【００３４】
積分回路３２は、反転入力端子（−）及び非反転入力端子（＋）を有するオペアンプＩＣ２を含んでいる。積分回路３２は、同期検波回路３１からの検波出力信号ｃが反転入力端子（−）に供給される。そして、積分回路３２は、供給された検波出力信号ｃを直流に変換して直流電圧信号ｄを出力する。
【００３５】
高圧増幅回路３３は、積分回路３２から信号ｄが供給され、コモングランド線Ｃ．ＧＮＤの電位を、被測定面電位とほぼ等しくする直流高電圧Ｖｆをコモングランド線Ｃ．ＧＮＤに供給する。具体的には、高圧増幅回路３３は、積分回路３２から供給される信号ｄを昇圧する。高圧増幅回路３３で昇圧された信号は、帰還電圧Ｖｆとして、音叉１６、プリアンプ１７、駆動回路１８に帰還される。これにより、コモングランド線Ｃ．ＧＮＤの電位が、感光ドラムＫの表面電位とほぼ等しくなるような帰還制御が加わる。
【００３６】
第１のバイアス回路３６は、コモングランド線Ｃ．ＧＮＤの電位を基準として正電圧Ｖ３を、積分回路３２の非反転入力端子（＋）に印加する。
【００３７】
信号処理回路３は、更に、検出信号出力回路３５を含む。検出信号出力回路３５は、反転入力端子（−）及び非反転入力端子（＋）を有するオペアンプＩＣ１により構成される。検出信号出力回路３５の反転入力端子（−）は、コモングランド線Ｃ．ＧＮＤに導かれる。検出信号出力回路３５は、表面電位検出信号Ｚを出力する。
【００３８】
信号処理回路３は、更に、電源回路３４を含む。電源回路３４は、トランスＴ１及びスイッチ素子Ｑ１を含んでいる。トランスＴ１は、第１の巻線Ｎｐ１と、第２の巻線ＮＳ１、ＮＳ２と、第３の巻線Ｎｂ１とを有する。第１の巻線Ｎｐ１は、一対の直流電圧入力端の間に接続されており、第２の巻線ＮＳ１、ＮＳ２は、第１の巻線Ｎｐ１にトランス結合されている。
【００３９】
スイッチ素子Ｑ１は、２つの主電極と、制御電極とを有する。そのようなスイッチ素子Ｑ１の典型例は、電解効果トランジスタ（ＦＥＴ）及びバイポーラトランジスタである。スイッチ素子Ｑ１の２つの主電極は第１の巻線Ｎｐ１と第３の巻線Ｎｂ１の一端にそれぞれ接続されている。制御電極は第３の巻線Ｎｂ１の他端に導かれている。スイッチ素子Ｑ１は、第３の巻線Ｎｂ１から制御電極に供給される信号（帰還信号）に基づいてスイッチング動作を継続する。
【００４０】
トランスＴ１は、中間タップ付きの２つの第２の巻線ＮＳ１、ＮＳ２を有している。第２の巻線ＮＳ１、ＮＳ２にはダイオードＤ１、Ｄ２及びコンデンサＣ４、Ｃ５を含む整流平滑回路が接続されている。この電源回路３４により、正電源電圧（＋Ｖ１）及び負電源電圧（−Ｖ２）が生成される。正電源電圧（＋Ｖ１）及び負電源電圧（−Ｖ２）はコモングランド線Ｃ．ＧＮＤを基準とする電圧である。正電源電圧（＋Ｖ１）及び負電源電圧（−Ｖ２）は各構成部分の動作電圧として供給される。
【００４１】
信号処理回路３は、更に、第２のバイアス回路３９を含む。第２のバイアス回路３９は、検出信号出力回路３５の非反転入力端子（＋）に、負電圧（−Ｖ５）を印加する。図示された第２のバイアス回路３９は、第３の巻線Ｎｂ１に接続され、スイッチ素子Ｑ１がターンオフしたとき第３の巻線Ｎｂ１に生じるフライバック電圧により負電圧（−Ｖ５）を生成する。
【００４２】
上述した表面電位検出装置において、表面電位センサ１１により、被測定面の表面電位とコモングランド線Ｃ．ＧＮＤの電位との差電圧に対応する交流信号Ｓ１１を生成し、この交流信号Ｓ１１を、プリアンプ１７及び増幅回路３０を経由して、同期検波回路３１に供給する。
【００４３】
同期検波回路３１では表面電位センサ１１から供給される交流信号Ｓ１１を、表面電位センサ１１の断続動作と同期して検波し、検波出力信号ｃを生成する。検波出力信号ｃは積分回路３２を構成するオペアンプＩＣ２の反転入力端子（−）に供給される。積分回路３２では検波出力信号ｃを積分し、直流信号ｄに変換して出力する。直流信号ｄのレベルは、被測定面の表面電位とコモングランド線Ｃ．ＧＮＤの電位との差電圧に対応する。
【００４４】
高圧増幅回路３３は、上述の積分回路３２から直流信号ｄが供給され、コモングランド線Ｃ．ＧＮＤの電位を、被測定面電位とほぼ等しくする直流高電圧Ｖｆをコモングランド線Ｃ．ＧＮＤに供給する。以上の回路動作により、コモングランド線Ｃ．ＧＮＤの電位は、被測定面の表面電位とほぼ等しくなるように制御される。
【００４５】
コモングランド線Ｃ．ＧＮＤの電位が被測定面の表面電位と等しくなったとき、表面電位センサ１１の検知電極と、被測定面との間の電界は、ゼロとなる。従って、コモングランド線Ｃ．ＧＮＤの電位を、検出信号出力回路３５より、表面電位検出信号Ｚとして取り出すことにより、表面電位センサ１１と被測定面との間の距離が変化しても、距離依存性が非常に少ない高精度な表面電位検出信号Ｚを得ることができる。
【００４６】
本発明の表面電位検出装置は、その特徴的構成として、信号処理回路３が第１のバイアス回路３６を含む。この第１のバイアス回路３６から、積分回路３２の非反転入力端子（＋）に正電圧（＋Ｖ３）を印加する。この正電圧（＋Ｖ３）のバイアスにより、被測定面の表面電位Ｖｓｕに対する表面電位検出信号Ｚの関係（検出特性）が、図３に示すようになる。
【００４７】
図３において、特性Ｌ０１は理想特性、特性Ｌ０３は第１のバイアス回路３６によるバイアスがない場合の特性、特性Ｌ０２は第１のバイアス回路３６によるバイアスを受けた場合の特性である。特性Ｌ０３は、被測定面の表面電位Ｖｓｕ＝Ｖｓｕ１を越えるまで、表面電位検出信号Ｚ＝０となる不感帯を有する。第１のバイアス回路３６から、積分回路３２の非反転入力端子（＋）に正電圧（＋Ｖ３）を印加することにより、特性Ｌ０３に、電圧△Ｚ１だけ加算した特性Ｌ０２を得ることができる。
【００４８】
特性Ｌ０２において、被測定面の表面電位Ｖｓｕがゼロのとき、表面電位検出信号Ｚが、正のオフセット電圧Ｖｏｓになる。従って、不感帯を生じることがない。
【００４９】
しかも、第１のバイアス回路３６から、積分回路３２の非反転入力端子（＋）に印加される正電圧（＋Ｖ３）は、コモングランド線Ｃ．ＧＮＤの電位を基準としている。従って、安定したオフセット電圧Ｖｏｓが得られる。
【００５０】
オフセット電圧Ｖｏｓは、積分回路３２より後段の回路における回路的手法により、容易に、かつ、高精度で調整することができる。即ち、本発明は、オフセット電圧Ｖｏｓを、容易に、かつ、高精度に調整または解消するための基礎を与える。
【００５１】
また、電源回路３４に、高度の電圧安定精度が要求されないので、電源回路３４を低コスト化した表面電位検出装置が得られる。実施例では、従来必要であったドロッパー型安定化電源（三端子レギュレータ）を省略してある。このため、総合電力効率の高い表面電位検出装置が得られる。
【００５２】
第１のバイアス回路３６により生じさせたオフセット電圧Ｖｏｓをキャンセルする好ましい一つの態様として、この実施例では、検出信号出力回路３５に、第２のバイアス回路３９を付加してある。この第２のバイアス回路３９から、検出信号出力回路３５の非反転入力端子（＋）に、負電圧（−Ｖ５）を印加する。
【００５３】
かかる構成によれば、図４に示すように、被測定面の表面電位Ｖｓｕに対する表面電位検出信号Ｚの特性を、同一の被測定面の表面電位Ｖｓｕに対し、表面電位検出信号Ｚの値が低くなる方向に移動させることができる。移動量ΔＺ２は、負電圧（−Ｖ５）の大きさに対応する。従って、負電圧（−Ｖ５）の大きさを調整することにより、第１のバイアス回路３６によって生じたオフセット電圧Ｖｏｓをキャンセルし、被測定面の表面電位Ｖｓｕと表面電位検出信号Ｚとの関係を、グラフ上、原点（０、０）を通る一次直線Ｌ０１の関係に設定することができる。これにより、オフセット電圧Ｖｏｓを持たない表面電位検出信号Ｚを得ることができる。調整方法の一具体例を開示すれば、負電圧（−Ｖ５）の大きさを、特性Ｌ０２のオフセット電圧Ｖｏｓの大きさと等しくなるように調整すると、特性Ｌ０２を、理想特性Ｌ０１に合わせることができる。
【００５４】
図５は本発明に係る表面電位検出装置に含まれる信号処理回路の更に具体的な回路構成を示す図である。増幅回路３０は、オペアンプＩＣ４、抵抗Ｒ８、Ｒ１３、Ｒ１４、コンデンサＣ１０、Ｃ１１を含み、コンデンサＣ１１を通して供給される検知信号Ｓ１１を増幅する。
【００５５】
増幅回路３０によって増幅された信号は、同期検波回路３１に供給される。同期検波回路３１はオペアンプＩＣ３、抵抗Ｒ９、Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２及びスイッチ素子を構成するＦＥＴ（電界効果トランジスタ）Ｑ５を備える。同期検波回路３１は、表面電位センサ１１〜１４の駆動回路１８（図３、４参照）から、ＦＥＴＱ５のゲートに供給される同期信号Ｓ１２に基づき、増幅回路３０から供給される信号を同期検波する。
【００５６】
同期検波された信号は、積分回路３２に供給され、直流に変換される。図示の積分回路３２はオペアンプＩＣ２、コンデンサＣ６、ダイオードＤ３及び出力抵抗Ｒ６を含んでいる。出力抵抗Ｒ６にはトランジスタＱ４及び発光ダイオードＰＣＡが接続されている。積分回路３２の出力によって、発光ダイオードＰＣＡが発光する。
【００５７】
第１のバイアス回路３６は、コモングランド線Ｃ．ＣＯＭを基準として、電源回路３４から供給された正電源電圧（＋Ｖ１）を、抵抗Ｒ３５とツェナーダイオードＺＤ３で分圧し、ツェナーダイオードＺＤ３の両端に現れる定電圧を、抵抗Ｒ３１、３３で分圧し、分圧された正電圧Ｖ３を、積分回路３２の非反転入力端子（＋）に供給する。この第１のバイアス回路３６の動作は、既に述べた通りである。
【００５８】
高圧増幅回路３３は、発振回路、トランスＴ２及び３倍電圧整流回路を含んでいる。発振回路は、トランジスタＱ２、Ｑ３、トランスＴ２の一次巻線Ｎｐ２１、Ｎｐ２２、トランスＴ２に備えられた補助巻線Ｎｂ２、コンデンサＣ３及びインダクタＬ１を含む。トランジスタＱ２、Ｑ３のスイッチング動作によって、トランスＴ２の一次巻線Ｎｐ２１、Ｎｐ２２を励磁するとともに、一次巻線Ｎｐ２１、Ｎｐ２２と誘導結合された補助巻線Ｎｂ２を介して、トランジスタＱ２、Ｑ３のベースに帰還信号を供給する。トランジスタＱ２、Ｑ３は上述した帰還信号と、コンデンサＣ３及びインダクタＬ１を含むＬＣ共振回路の共振現象により、自励発振動作を継続する。
【００５９】
３倍電圧整流回路は、トランスＴ２の２次巻線ＮＳに接続されており、発振回路の発振動作に伴って、２次巻線ＮＳに生じる交流電圧を３倍電圧整流し、その整流電圧をコモングランド線Ｃ．ＧＮＤに供給する。これにより、コモングランド線Ｃ．ＧＮＤの電位が制御される。図示された３倍電圧整流回路は、コンデンサＣ７〜Ｃ９と、ダイオードＤ４〜Ｄ６によって構成されている。
【００６０】
高圧増幅回路３３の入力側は、フォトトランジスタＰＣＢとトランジスタＱ６による入力回路が接続されている。フォトトランジスタＰＣＢは、積分回路３２の出力によって駆動される発光ダイオードＰＣＡと光学的に結合されている。従って、高圧増幅回路３３を構成する発振回路の入力側には、積分回路３２の出力信号に応じて制御された電圧が供給される。
【００６１】
コモングランド線Ｃ．ＧＮＤの電位は、検出信号出力回路３５によって適当な電位に変換され、表面電位検出信号Ｚとして出力される。
【００６２】
ＤＣ・ＤＣコンバータ３４は、トランスＴ１の一次巻線ＮＰ１を通して供給される直流入力電圧ＶＩＮをスイッチング素子Ｑ１によってスイッチングする。スイッチング動作に伴って、トランスＴ１の二次巻線ＮＳ１、ＮＳ２に生じる電圧を、ダイオードＤ１、Ｄ２によって整流するとともに、コンデンサＣ４、Ｃ５によって平滑し、直流電圧に変換する。直流電圧はツェナーダイオードＺＤ２によって安定化されるとともに、増幅回路３０、同期検波回路３１、積分回路３２及び発光ダイオードＰＣＡ等に供給される。
【００６３】
第２のバイアス回路３９は、スイッチ素子Ｑ１がターンオフしたとき、トランスＴ１の第３の巻線Ｎｂ１に生じるフライバック電圧により、ダイオードＤ７を通して、コンデンサＣ２を充電する。コンデンサＣ２の端子電圧を、抵抗Ｒ４３、Ｒ４５によって分圧して負電圧（−Ｖ５）を生成する。この負電圧（−Ｖ５）が検出信号出力回路３５の非反転入力端子（＋）に供給される。負電圧（−Ｖ５）は可変抵抗器である抵抗Ｒ４３によって調整される。
【００６４】
図５は信号処理回路の一例を示すに過ぎない。本発明において、信号処理回路は、種々の回路構成を採用し得る。
【００６５】
図６は表面電位センサ１１の具体的な回路構成を示す図である。説明の簡単化のため、図において、チョッパ１６は、音叉１６１に圧電振動子１６２を取り付け、この圧電振動子１６２によって音叉１６１を所定の周波数で励振する。音叉１６１の振動は圧電振動子１６３によって検出され、帰還信号として、チョッパ駆動回路１８に入力される。
【００６６】
音叉１６１の自由端側には金属片１６４、１６５が取り付けられている。この金属片１６４、１６５は、感光ドラムＫ（図１参照）の表面と、検知電極１５との間に配置されている。従って、音叉１６１の振動により、金属片１６４、１６５が励振されると、感光ドラムＫの表面である被測定面と、検知電極１５との間の電界が周期的にチョッピングされる。
【００６７】
プリアンプ１７は、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）で構成された増幅素子Ｑ０、ゲート抵抗Ｒ１及びソース抵抗Ｒ２を含み、検知電極１５で検出された交流信号のインピーダンスを、ローインピーダンスに変換する。更に詳しくは、プリアンプ回路１７において、増幅素子Ｑ０を構成するＦＥＴのソースが、抵抗Ｒ２を通して、接地されている。検知電極１５に現れた交流信号が増幅素子Ｑ０のゲートに加えられ、増幅素子Ｑ０が動作すると、その増幅信号により、ソース抵抗Ｒ２により、増幅素子Ｑ０が負にバイアスされ、増幅素子Ｑ０の入力側で見たハイインピーダンス信号が、ローインピーダンス信号にインピーダンス変換され、増幅素子Ｑ０のドレインＤに信号が現れる。
【００６８】
チョッパ駆動回路１８は、オペアンプＩＣ５、抵抗Ｒ１５〜Ｒ１８及びコンデンサＣ１２を含んでいる。オペアンプＩＣ５から圧電振動子１６２に駆動信号が与えられると、圧電振動子１６２により音叉１６１が励振される。音叉１６１の振動により、圧電振動子１６３に帰還信号が発生し、抵抗Ｒ１８、コンデンサＣ１２、抵抗Ｒ１７、Ｒ１６により、オペアンプＩＣ５に正帰還がかかり、次の駆動パルスが圧電振動子１６２に印加される。この動作の繰り返しにより、音叉１６１が自己の機械的共振点で特有の周波数（例えば６８０Ｈｚ）で振動を継続する。
【００６９】
音叉１６１の振動により、その自由端に取り付けられている金属片１６４、１６５が振動し、検知電極１５と感光ドラムＫの被測定面との間の電界がチョッピングされる。この結果、検知電極１５と感光ドラムＫの被測定面との間の静電容量が、無励振時の静電容量Ｃｏを中心に、略正弦波状に増減し、それに対応して、交流の検知信号Ｓ１１が得られる。
【００７０】
チョッパ駆動回路１８によって生成された駆動信号またはそれと同期する信号Ｓ１２は、同期検波回路３１に供給される（図２参照）。
【００７１】
図７は本発明に係る表面電位検出装置を用いて、タンデム配置された４本の感光ドラムの表面電位を検出する場合の構成を概略的に示す図である。図示実施例では、転写ベルトＶの走行方向Ｗに沿って、４本の感光ドラムＣ、Ｍ、Ｙ、Ｋがタンデムに配置されている。感光ドラムＣはシアン用、感光ドラムＭはマゼンタ用、感光ドラムＹはイエロー用、感光ドラムＫはブラック用である。感光ドラムＫ〜Ｃのそれぞれには、帯電コロトロンＵ１、転写コロトロンＵ２、及び現像機Ｕ３が備えられている。
【００７２】
図８は図７に図示された表面電位検出装置の具体的な回路構成を示す図である。図において、図２に現れた構成部分と同一の構成部分については、同一の参照符号を付してある。図８において、表面電位検出装置１は、複数（４個）の表面電位センサ１１〜１４と、切替回路２と、１つの信号処理回路３とを含む。
【００７３】
４個の表面電位センサ１１〜１４のそれぞれは、図５に示したような回路構成を持ち、互いに独立する。表面電位センサ１１〜１４のそれぞれは、感光ドラムＫ〜Ｃのそれぞれ毎に個別に備えられ、感光ドラムＫ〜Ｃの表面から、例えば、２．５ｍｍの距離をおいて、固定して配置されている。表面電位センサ１１〜１４のそれぞれにおいて得られた信号Ｓ１１〜Ｓ４１、Ｓ１２〜Ｓ４２は、同軸ケーブル等を介して、切替回路２に送られる。
【００７４】
切替回路２は、表面電位センサ１１〜１４から供給される信号を、表面電位センサ１１〜１４毎に、異なる時間的タイミングで選択して出力する。
【００７５】
信号処理回路３は、１つであって、切替回路２を介して４個の表面電位センサ１１〜１４に接続され、４個の表面電位センサ１１〜１４によって共用されている。この信号処理回路３は、図２、図６で説明したものと同じであり、第１のバイアス回路３６及び第２のバイアス回路３９を有する。
【００７６】
第１のバイアス回路３６は、コモングランド線Ｃ．ＣＯＭを基準として、電源回路３４から供給された正電源電圧（＋Ｖ１）を分圧し、分圧された正電圧（＋Ｖ３）を積分回路３２に供給する。この第１のバイアス回路３６の動作は、既に述べた通りである。
【００７７】
第２のバイアス回路３９は、スイッチ素子Ｑ１がターンオフしたとき、トランスＴ１の第３の巻線Ｎｂ１に生じるフライバック電圧を利用して、負電圧（−Ｖ５）を生成する。この負電圧（−Ｖ５）は検出信号出力回路３５に供給される。第２のバイアス回路３９による回路作用についても既に述べた通りである。
【００７８】
図７〜図９に示す表面電位検出装置は、４個の表面電位センサ１１〜１４を備えており、４個の表面電位センサ１１〜１４のそれぞれは、互いに独立するから、高速化を目的としたタンデムタイプの複写機やレーザビームプリンタ等の画像形成装置において、表面電位センサ１１〜１４を４本の感光ドラムＫ〜Ｃに対応させ、その表面電位を、個別的に検出できる。
【００７９】
切替回路２は、４個の表面電位センサ１１〜１４から供給される信号Ｓ１１〜Ｓ４１、Ｓ１２〜Ｓ４２を、表面電位センサ１１〜１４毎に、異なる時間的タイミングで選択して出力する。従って、４個の表面電位センサ１１〜１４から出力される信号を、時間的に分離することができる。
【００８０】
図９は切替回路の信号選択動作の具体例を示すタイムチャートである。まず、図９（ａ）に示すように、ｔ１時からｔ２時の間において、感光ドラムＫに備えられた表面電位センサ１１から出力される信号のみを選択する。次に、図９（ｂ）に示すように、ｔ３時からｔ４時の間において、感光ドラムＹに備えられた表面電位センサ１２から出力される信号のみを選択する。
【００８１】
更に、図９（ｃ）に示すように、ｔ５時からｔ６時の間において、感光ドラムＭに備えられた表面電位センサ１３から出力される信号のみを選択し、図９（ｄ）に示すように、ｔ７時からｔ８時の間において、感光ドラムＣに備えられた表面電位センサ１４から出力される信号のみを選択する。
【００８２】
信号Ｓ１１〜Ｓ４１、Ｓ１２〜Ｓ４２を、表面電位センサ１１〜１４毎に、異なる時間的タイミングで選択する手段としては、マイクロコンピュータ４から切替回路２に制御信号ＣＳ１〜ＣＳ４を与える手法を採用することができる。
【００８３】
信号処理回路３は、切替回路２を介して、４個の表面電位センサ１１〜１４に接続されている。従って、信号処理回路３は、表面電位センサ１１〜１４毎の信号を、時間的に分離された状態で受信する。そして、表面電位センサ１１〜１４毎に割り当てられた時間内に、必要な信号処理を行う。
【００８４】
信号処理回路３は、４個の表面電位センサ１１〜１４によって共用されている。従って、信号処理回路３は１個で済む。このため、４本の感光ドラムＫ〜Ｃに対して、表面電位センサ１１〜１４及びその信号処理装置のセットを、４組備える必要があった従来技術と比較して、回路構成が著しく簡素化される共に、形状、重量、及び、コストが著しく低減される。
【００８５】
図１０は切替回路の具体例を示す電気回路図である。図示された切替回路２は、第１の切替回路２０１〜第４の切替回路２０４を有する。第１の切替回路２０１は、感光ドラムＫに備えられた表面電位センサ１１から供給される検知信号Ｓ１１及び同期信号Ｓ１２を選択するスイッチＳＷ１１（Ｋ）、ＳＷ１２（Ｋ）を備える。これらのＳＷ１１（Ｋ）、ＳＷ１２（Ｋ）はＣＭＯＳで構成された駆動回路ＤＲ１によって同時に駆動される。即ち、連動動作を行う。
【００８６】
第２の切替回路２０２は、感光ドラムＹに備えられた表面電位センサ１２から供給される検知信号Ｓ２１及び同期信号Ｓ２２を選択するスイッチＳＷ２１（Ｙ）、ＳＷ２２（Ｙ）を備える。これらのＳＷ２１（Ｙ）、ＳＷ２２（Ｙ）はＣＭＯＳで構成された駆動回路ＤＲ２によって同時に駆動される。
【００８７】
第３の切替回路２０３は、感光ドラムＭに備えられた表面電位センサ１３から供給される検知信号Ｓ３１及び同期信号Ｓ３２を選択するスイッチＳＷ３１（Ｍ）、ＳＷ３２（Ｍ）を備える。これらのスイッチＳＷ３１（Ｍ）、ＳＷ３２（Ｍ）はＣＭＯＳで構成された駆動回路ＤＲ３によって同時に駆動される。
【００８８】
第４の切替回路２０４は、感光ドラムＣに備えられた表面電位センサ１４から供給される検知信号Ｓ４１及び同期信号Ｓ４２を選択するスイッチＳＷ４１（Ｃ）、ＳＷ４２（Ｃ）を備える。これらのスイッチＳＷ４１（Ｃ）、ＳＷ４２（Ｃ）はＣＭＯＳで構成された駆動回路ＤＲ４によって同時に駆動される。
【００８９】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、次のような効果を得ることができる。
（ａ）表面電位検出出力信号に生じるオフセットを容易に解消するための基礎を与える表面電位検出装置を提供することができる。
（ｂ）コストの安価な表面電位検出装置を提供することができる。
（ｃ）高い総合電力効率を実現し得る表面電位検出装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る表面電位検出装置を用いて、感光ドラムの表面電位を検出する場合の構成を概略的に示す図である。
【図２】本発明に係る表面電位検出装置の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明に係る表面電位検出装置に含まれる第１のバイアス回路によるオフセット調整を説明する図である。
【図４】本発明に係る表面電位検出装置に含まれる第２のバイアス回路によるオフセット調整を説明する図である。
【図５】本発明に係る表面電位検出装置に含まれる信号処理回路の更に具体的な回路構成を示す図である。
【図６】表面電位センサの具体的な回路構成を示す図である。
【図７】本発明に係る表面電位検出装置を用いて、タンデム配置された４本の感光ドラムの表面電位を検出する場合の構成を概略的に示す図である。
【図８】図７に示された表面電位検出装置の構成を更に具体的に示すブロック図である。
【図９】図７、図８に図示された表面電位検出装置に含まれる切替回路の信号選択動作の具体例を示すタイムチャートである。
【図１０】図７、図８に図示された表面電位検出装置に含まれる切替回路の具体例を示す電気回路図である。
【符号の説明】
１１ 表面電位センサ
２ 切替回路
３ 信号処理回路
３０ 増幅回路
３１ 同期検波回路
３２ 積分回路
３３ 高圧増幅回路
３４ 電源回路
３５ 検出信号出力回路
３６ 第１のバイアス回路
３９ 第２のバイアス回路

Claims (4)

1. 表面電位センサと、信号処理回路とを含む表面電位検出装置であって、
   前記表面電位センサ及び前記信号処理回路は、接地電位に対してフローティングされたコモングランド線の電位を基準電位として動作しており、
   前記表面電位センサは、検知電極と被測定面との間の電界を断続することにより、前記コモングランド線の電位と前記被測定面の電位の差電圧に対応する交流信号を生成して前記信号処理回路に供給し、
   前記信号処理回路は、同期検波回路と、積分回路と、高圧増幅回路と、検出信号出力回路と、第１のバイアス回路とを含み、
   前記同期検波回路は、前記交流信号を、前記表面電位センサの断続動作と同期して検波することにより検波出力信号を生成し、
   前記積分回路は、オペアンプを含み、このオペアンプの反転入力端子に前記検波出力信号が供給されることによって、前記検波出力信号を直流電圧信号に変換し、
   前記高圧増幅回路は、前記直流電圧信号を昇圧して得た帰還電圧を前記コモングランド線に供給することによって、前記コモングランド線の電位に対する帰還制御を行い、
   前記検出信号出力回路は、前記コモングランド線の電位を変換して得た表面電位検出信号を出力しており、
   前記第１のバイアス回路は、前記表面電位検出信号が正のオフセット電圧となるように、前記コモングランド線の電位を基準とした正電圧を、前記オペアンプの非反転入力端子に印加する
   表面電位検出装置。
2. 請求項１に記載された表面電位検出装置であって、
   前記信号処理回路は、更に第２のバイアス回路とを含み、
   前記検出信号出力回路は、オペアンプを含み、このオペアンプの反転入力端子が前記コモングランド線に導かれており、
   前記第２のバイアス回路は、前記表面電位検出信号の値が前記被測定面の電位に対して正比例の関係となるように、前記オペアンプの非反転入力端子に負電圧を印加する
   表面電位検出装置。
3. 請求項２に記載された表面電位検出装置であって、
   前記信号処理回路は、更に、電源回路を含み、
   前記電源回路は、トランスと、スイッチ素子とを含み、
   前記トランスは、第１の巻線と、第２の巻線と、第３の巻線とを有し、
   前記第１の巻線は、一対の直流電圧入力端の間に接続されており、
   前記第２の巻線は、前記第１の巻線にトランス結合されており、
   前記スイッチ素子は、２つの主電極と、制御電極とを有し、前記２つの主電極が前記第１の巻線と前記第３の巻線の一端にそれぞれ接続され、前記制御電極が前記第３の巻線の他端に導かれ、前記第３の巻線から前記制御電極に供給される信号に基づいてスイッチング動作を継続し、
   前記第２のバイアス回路は、前記第３の巻線に接続され、前記スイッチ素子がターンオフしたとき前記第３の巻線に生じるフライバック電圧により前記負電圧を生成する
   表面電位検出装置。
4. 請求項１乃至３の何れかに記載された表面電位検出装置であって、
   前記第１のバイアス回路は、ツェナーダイオードと、抵抗分圧回路とを含み、
   前記ツェナーダイオードは、アノードが前記コモングランド線に導かれ、
   前記抵抗分圧回路は、前記ツェナーダイオードに並列に接続され、分圧電圧が前記積分回路の非反転入力端子に供給される
   表面電位検出装置。

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