JP3570704B2 - 電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インピーダンスが一定な負荷または容量性負荷へ極性の異なる定電圧出力を供給するための電源装置に関し、特に、スペース・コストがＤＣ電源とほぼ変わらない構成で、極性の反転可能な定電圧出力およびパルス波形電圧出力の両方に対応できる電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、プリンタ、コピア、ＦＡＸ等の電子写真プロセスにおけるトナー現像装置に電源を供給するための電源装置としては、上記現像装置におけるインピーダンスが一定な負荷または容量性負荷へ、極性の異なる定電圧出力、さらに、パルス電圧出力を供給する電源装置が知られている。
図５および図６に従来の電源装置の例をあげる。
図５に示す電源装置はＤＣ電源ＡとＡＣ電源Ｂとを併用して所望のパルス電圧を負荷１０２に供給する電源装置である。
図５（ａ）に示す様に、ＤＣ電源Ａはスイッチングレギュレータ１０１により直流電流をスイッチングし、昇圧トランス１０３の２次側に整流平滑回路１０５を介して所望のＤＣ電圧を供給するもので、出力検出回路１０７により出力電圧に対応した信号を得て、スイッチングレギュレータ１に極性反転回路１０９を介してフィードバックすることにより、スイッチングレギュレータ１０１内で出力検出信号が所定の値になるように、スイッチング素子１１０を駆動するパルス信号のデューティの幅を制御している（通常このスイッチングパルスの周波数は２０〜３０ｋＨｚである）。
上記ＡＣ電源Ｂはプッシュプルスイッチングレギュレータ１１１により直流電流をプッシュプルスイッチングし、ＡＣ昇圧トランス１１３の２次側に所望のＡＣ電圧を供給するもので、入力電流を電流調整回路１１５により制御することにより出力電圧の振幅をコントロールする様になっている（通常この出力周波数は５００〜２ｋＨｚである）。なお、図５（ｂ）は、図５（ａ）に示した電源装置の出力電圧Ｖｏｕｔの波形図である。
また、図６に示す電源装置は、ＤＣ電源Ｃと上記ＤＣ電源Ｃと極性の異なるＤＣ電源Ｄをスイッチ素子１１７により切り替えることにより、所望の極性のＤＣ電圧を負荷１０２へ供給する様にしたものである（ＤＣ電源Ｃ、Ｄの動作については図５（ａ）のＤＣ電源Ａと同じである）。
なお、図６において、図５（ａ）に示した要素と同じ要素には同じ番号を付し説明を省略する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
近年の電子写真プロセスのトナー現像装置に必要とされる電源の機能として、極性の反転可能な定電圧出力、パルス波形電圧出力があげられる。しかしながら、上記従来の構成でこれを実施するためには、共に電源を２つ使用する必要があり、スペース・コストがＤＣ電源と比べると大きくなってしまう問題点があった。
本発明は、上述の如き従来の問題点を解決するためになされたもので、その目的は、スペース・コストがＤＣ電源とほぼ変わらない構成で、極性の反転可能な定電圧出力およびパルス波形電圧出力の両方に対応できる電源装置を提供することである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明は、直流電流を所定の周波数によりスイッチングするスイッチング素子と、該スイッチング素子によりスイッチングされた電流変化により生ずる電圧を昇圧する昇圧トランスと、該昇圧トランスの２次側出力を整流平滑する第１の整流平滑回路と、該第１の整流平滑回路と極性の異なる第２の整流平滑回路と、前記第１の整流平滑回路及び第２の整流平滑回路の出力電圧を検出する出力検出回路と、前記第２の整流平滑回路の出力とグランド間に配設する定電圧素子と、前記出力検出回路の出力検出信号の値を取り込むＡ／Ｄコンバータと前記スイッチング素子の駆動デューティ幅を制御するＰＷＭタイマとを有する制御装置と、を備え、前記第１の整流平滑回路の出力電圧が前記Ａ／Ｄコンバータの目標値により決定され、且つ前記第２の整流平滑回路の出力電圧が前記定電圧素子により決定されることを利用して、当該電源装置の出力電圧を前記Ａ／Ｄコンバータの目標値により任意に調整するように制御することを特徴とする。
上記請求項１に記載の発明によれば、部品点数を大幅に増やさない（特にトランスを追加なし）で両極性出力を実現することができる。
請求項２に記載の発明は、前記第２の整流平滑回路の出力電圧を検出する第２の出力検出回路を更に備え、該第２の出力検出回路の出力検出信号の値を前記Ａ／Ｄコンバータに取り込むことにより、前記定電圧素子の特性上のばらつきを補正することを特徴とする。
上記請求項２に記載の発明によれば、部品点数を大幅に増やさない（特にトランスを追加なし）で、より出力精度の高い両極性出力を実現することができる。
請求項３に記載の発明は、前記スイッチング素子の駆動デューティを一定周期で切替えることにより、当該電源装置の出力電圧を所定のデューティを有するパルス状の出力電圧とすることを特徴とする。
上記請求項３に記載の発明によれば、部品点数を大幅に増やさない（特にトランス追加なし）で、パルス電圧出力を実現することができる。
【０００５】
【発明の実現の形態】
以下、本発明の一実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本発明を実施した電源装置の回路構成図である。
図１に示す様に、この電源装置は、ＤＣ電源１よりの直流電流を通常２０〜３０ｋＨｚでスイッチングして昇圧するための昇圧トランス３およびスイッチング素子５を有しており、上記昇圧トランス３の２次側にその２次側出力を整流平滑する第１の整流平滑回路７とその出力電圧を検出する第１の出力検出回路９とを配設すると共に、上記第１の整流平滑回路７と極性の異なる第２の整流平滑回路１１とその第２の整流平滑回路１１の出力を一定に保持するための定電圧素子１３とを配設している。さらに、双方の整流平滑回路７、１１の出力に直列に分圧抵抗１５および１７を接続し、その分圧抵抗１５、１７の間に出力端ｖｏｕｔが配設されている。そして、上記出力端Ｖｏｕｔに負荷１９が接続されている。
なお、上記スイッチング素子５と第１の出力検出回路９には、上記第１の出力検出回路９よりの検出結果に基づいて上記スイッチング素子５のスイッチング制御を行うマイクロコンピュータ、Ａ／Ｄコンバータ、ＰＷＭタイマを有するＰＷＭ制御装置２１が接続されている。
【０００６】
次に、上記電源装置の動作について説明するが、まず、上記第２の整流平滑回路１１の極性の出力を供給するときの動作説明をする。
上記ＰＷＭ制御装置２１からＰＷＭ信号（通常２０〜３０ｋＨｚ）が上記スイッチング素子５に伝達され、上記昇圧トランス３の２次側に交番電圧が励起される。
この交番電圧により上記第１および第２の整流平滑回路７および１１に極性の異なる直流電圧が生じる。すなわち、上記第１の整流平滑回路７の出力部の電圧は上記第１の出力検出回路９のインピーダンスで決定される電圧（Ｖ３）となり、上記第２の整流平滑回路１１の出力部の電圧は上記定電圧素子１３により決定される電圧（Ｖ５）となる。そして、出力電圧（Ｖｏｕｔ）は以下の式１で求められる電圧となる。
Ｖｏｕｔ＝（Ｖ５×Ｒ７＋Ｖ３×Ｒ８）／（Ｒ７＋Ｒ８） … 式１
（ただし、Ｒ７：分圧抵抗１５、Ｒ８：分圧抵抗１７）
ここで、上記スイッチング素子５を駆動するＰＷＭ信号のデューティは上記定電圧素子１３が十分働く程度のデューティとなっている。
【０００７】
次に、上記第１の整流平滑回路７の極性の出力を補給する時の動作について説明をする。
上記ＰＷＭ制御装置２１のＡ／Ｄコンバータの値が目標の値になるようにマイクロコンピュータによりＰＷＭのデューティが制御され、そのＰＷＭ信号（通常２０〜３０ｋＨｚ）が上記スイッチング素子５に伝達され、上記昇圧トランス３の２次側に交番電圧が励起される。
この交番電圧により上記第１および第２の整流平滑回路７および１１に極性の異なる直流電圧が生じる。すなわち、上記第１の整流平滑回路７の出力部の電圧は上記第１の出力検出回路９のインピーダンスで決定される電圧（Ｖ３）となり、上記第２の整流平滑回路１１の出力部の電圧は定電圧素子１３により決定される電圧（Ｖ５）となる。
これによる出力電圧（Ｖｏｕｔ）は上記式１で求められる電圧になる。
ここで、上記第１の整流平滑回路７の出力部の電圧（Ｖ３）は、上記ＰＷＭ制御装置２１のＡ／Ｄコンバータの目標値により決定され、上記第２の整流平滑回路１１の出力部の電圧（Ｖ５）は上記定電圧素子１３により決まっているので、上記Ｖｏｕｔの値は上記ＰＷＭ制御装置２１のＡ／Ｄコンバータの目標値により任意に調整できる。この実施形態におけるＰＷＭデューティと電圧（Ｖ３・Ｖ５・Ｖｏｕｔ）の関係を図２に示す。
この様に、この実施形態によれば、部品点数を大幅に増やさない（特にトランスを追加なし）で、両極性出力を実現することができる。
【０００８】
次に、本発明による電源装置の第２実施形態について説明する。
【０００９】
図３に示すように、この第２実施形態の電源装置は、上記図１に示した第１実施形態の構成に第２の出力検出回路２３を追加したものである。他の構成動作については上記第１実施形態と同様である。
この第２実施形態では、上記定電圧素子１３が使用温度や製造のバラツキにより出力電圧にバラツキが発生するため、上記第２の出力検出回路２３により上記定電圧素子１３の出力を正確に得る様にしたものであり、上記出力電圧Ｖｏｕｔの精度をより高めることができる。
この第２実施形態によれば、部品点数を大幅に増やさない（特にトランスを追加なし）で、より出力精度の高い両極性出力を実現することができる。
【００１０】
次に、本発明による電源装置の第３実施形態について説明する。
この第３実施形態は、図１および図３に示す第１および第２実施形態において、上記スイッチング素子５に接続するＰＷＭ信号を一定周期で切り換えることによりパルス出力を提供する様にしたものである。
例えば、１ｍＳ毎に切り換えれば、１ｋＨｚの５０％デューティのパルス出力を提供できる（図４に各信号および出力のタイムチャートを記載した）。
さらに、異なる間隔で切り換えて制御すれば、デューティも変更できる。他の構成動作については、上記第１および第２実施形態と同様である。
この様に、この第３実施形態によれば、部品点数を大幅に増やさない（特にトランスを追加なし）で、パルス電圧出力を実現することができる。
【００１１】
【発明の効果】
以上の様に、本発明によれば、直流電流をスイッチングすることにより昇圧するスイッチング素子および昇圧トランスと上記昇圧トランスの２次側出力を整流平滑する第１の整流平滑回路とその出力電圧を検出する第１の出力検出回路とからなる電源装置において、上記第１の整流平滑回路と極性の異なる第２の整流平滑回路を配設すると共に、その第２の整流平滑回路の出力とグランド間に定電圧素子を配設し、双方の整流平滑回路の出力に直列に接続された分圧抵抗の間に出力端を配設し、さらに、上記第１の出力検出回路の出力検出信号の値を取り込むＡ／Ｄコンバータと上記スイッチング素子の駆動デューティ幅を制御するＰＷＭタイマとを有したＰＷＭ制御装置を配設したので、部品点数を大幅に増やさない（特にトランスを追加なし）で両極性出力を実現することができる。
また、使用温度や製造のバラツキによって出力電圧がばらついてしまう上記定電圧素子の出力電圧を検出する第２の出力検出回路とその信号を取り込むＡ／Ｄコンバータを配設したので部品点数を大幅に増やさない（特にトランスを追加なし）でより出力精度の高い両極性出力を実現することができる。
また、上記スイッチング素子の駆動デューティを上記定電圧素子の駆動デューティと検出回路信号により定電圧に制御するデューティに周期的に切り替えるり換える様にしたので部品点数を大幅に増やさない（特にトランス追加なし）で、パルス電圧出力を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を実施した電源装置の回路構成図である。
【図２】図１に示した実施形態における出力とＰＷＭデューティとの関係を示すグラフ図である。
【図３】本発明による電源装置の第２実施形態の回路構成図である。
【図４】本発明による電源装置の第３実施形態の各部の波形図である。
【図５】（ａ）及び（ｂ）は従来の電源装置の回路構成図および出力波形図である。
【図６】他の従来の電源装置の回路構成図である。
【符号の説明】
１…ＤＣ電源、 ３、１０３…昇圧トランス、
５、１１０…スイッチング素子、
７、１１、１０５…整流平滑回路、 ９、１０７…出力検出回路、
１３…定電圧素子、
１５、１７…分圧抵抗、 １９…負荷、
２１…ＰＷＭ制御装置、
１０１、１１１…スイッチングレギュレータ、
１０９…極性反転回路、 １１３…ＡＣ昇圧トランス、
１１５…電流調整回路、 １１７…スイッチ素子、
【発明の属する技術分野】
本発明は、インピーダンスが一定な負荷または容量性負荷へ極性の異なる定電圧出力を供給するための電源装置に関し、特に、スペース・コストがＤＣ電源とほぼ変わらない構成で、極性の反転可能な定電圧出力およびパルス波形電圧出力の両方に対応できる電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、プリンタ、コピア、ＦＡＸ等の電子写真プロセスにおけるトナー現像装置に電源を供給するための電源装置としては、上記現像装置におけるインピーダンスが一定な負荷または容量性負荷へ、極性の異なる定電圧出力、さらに、パルス電圧出力を供給する電源装置が知られている。
図５および図６に従来の電源装置の例をあげる。
図５に示す電源装置はＤＣ電源ＡとＡＣ電源Ｂとを併用して所望のパルス電圧を負荷１０２に供給する電源装置である。
図５（ａ）に示す様に、ＤＣ電源Ａはスイッチングレギュレータ１０１により直流電流をスイッチングし、昇圧トランス１０３の２次側に整流平滑回路１０５を介して所望のＤＣ電圧を供給するもので、出力検出回路１０７により出力電圧に対応した信号を得て、スイッチングレギュレータ１に極性反転回路１０９を介してフィードバックすることにより、スイッチングレギュレータ１０１内で出力検出信号が所定の値になるように、スイッチング素子１１０を駆動するパルス信号のデューティの幅を制御している（通常このスイッチングパルスの周波数は２０〜３０ｋＨｚである）。
上記ＡＣ電源Ｂはプッシュプルスイッチングレギュレータ１１１により直流電流をプッシュプルスイッチングし、ＡＣ昇圧トランス１１３の２次側に所望のＡＣ電圧を供給するもので、入力電流を電流調整回路１１５により制御することにより出力電圧の振幅をコントロールする様になっている（通常この出力周波数は５００〜２ｋＨｚである）。なお、図５（ｂ）は、図５（ａ）に示した電源装置の出力電圧Ｖｏｕｔの波形図である。
また、図６に示す電源装置は、ＤＣ電源Ｃと上記ＤＣ電源Ｃと極性の異なるＤＣ電源Ｄをスイッチ素子１１７により切り替えることにより、所望の極性のＤＣ電圧を負荷１０２へ供給する様にしたものである（ＤＣ電源Ｃ、Ｄの動作については図５（ａ）のＤＣ電源Ａと同じである）。
なお、図６において、図５（ａ）に示した要素と同じ要素には同じ番号を付し説明を省略する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
近年の電子写真プロセスのトナー現像装置に必要とされる電源の機能として、極性の反転可能な定電圧出力、パルス波形電圧出力があげられる。しかしながら、上記従来の構成でこれを実施するためには、共に電源を２つ使用する必要があり、スペース・コストがＤＣ電源と比べると大きくなってしまう問題点があった。
本発明は、上述の如き従来の問題点を解決するためになされたもので、その目的は、スペース・コストがＤＣ電源とほぼ変わらない構成で、極性の反転可能な定電圧出力およびパルス波形電圧出力の両方に対応できる電源装置を提供することである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明は、直流電流を所定の周波数によりスイッチングするスイッチング素子と、該スイッチング素子によりスイッチングされた電流変化により生ずる電圧を昇圧する昇圧トランスと、該昇圧トランスの２次側出力を整流平滑する第１の整流平滑回路と、該第１の整流平滑回路と極性の異なる第２の整流平滑回路と、前記第１の整流平滑回路及び第２の整流平滑回路の出力電圧を検出する出力検出回路と、前記第２の整流平滑回路の出力とグランド間に配設する定電圧素子と、前記出力検出回路の出力検出信号の値を取り込むＡ／Ｄコンバータと前記スイッチング素子の駆動デューティ幅を制御するＰＷＭタイマとを有する制御装置と、を備え、前記第１の整流平滑回路の出力電圧が前記Ａ／Ｄコンバータの目標値により決定され、且つ前記第２の整流平滑回路の出力電圧が前記定電圧素子により決定されることを利用して、当該電源装置の出力電圧を前記Ａ／Ｄコンバータの目標値により任意に調整するように制御することを特徴とする。
上記請求項１に記載の発明によれば、部品点数を大幅に増やさない（特にトランスを追加なし）で両極性出力を実現することができる。
請求項２に記載の発明は、前記第２の整流平滑回路の出力電圧を検出する第２の出力検出回路を更に備え、該第２の出力検出回路の出力検出信号の値を前記Ａ／Ｄコンバータに取り込むことにより、前記定電圧素子の特性上のばらつきを補正することを特徴とする。
上記請求項２に記載の発明によれば、部品点数を大幅に増やさない（特にトランスを追加なし）で、より出力精度の高い両極性出力を実現することができる。
請求項３に記載の発明は、前記スイッチング素子の駆動デューティを一定周期で切替えることにより、当該電源装置の出力電圧を所定のデューティを有するパルス状の出力電圧とすることを特徴とする。
上記請求項３に記載の発明によれば、部品点数を大幅に増やさない（特にトランス追加なし）で、パルス電圧出力を実現することができる。
【０００５】
【発明の実現の形態】
以下、本発明の一実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本発明を実施した電源装置の回路構成図である。
図１に示す様に、この電源装置は、ＤＣ電源１よりの直流電流を通常２０〜３０ｋＨｚでスイッチングして昇圧するための昇圧トランス３およびスイッチング素子５を有しており、上記昇圧トランス３の２次側にその２次側出力を整流平滑する第１の整流平滑回路７とその出力電圧を検出する第１の出力検出回路９とを配設すると共に、上記第１の整流平滑回路７と極性の異なる第２の整流平滑回路１１とその第２の整流平滑回路１１の出力を一定に保持するための定電圧素子１３とを配設している。さらに、双方の整流平滑回路７、１１の出力に直列に分圧抵抗１５および１７を接続し、その分圧抵抗１５、１７の間に出力端ｖｏｕｔが配設されている。そして、上記出力端Ｖｏｕｔに負荷１９が接続されている。
なお、上記スイッチング素子５と第１の出力検出回路９には、上記第１の出力検出回路９よりの検出結果に基づいて上記スイッチング素子５のスイッチング制御を行うマイクロコンピュータ、Ａ／Ｄコンバータ、ＰＷＭタイマを有するＰＷＭ制御装置２１が接続されている。
【０００６】
次に、上記電源装置の動作について説明するが、まず、上記第２の整流平滑回路１１の極性の出力を供給するときの動作説明をする。
上記ＰＷＭ制御装置２１からＰＷＭ信号（通常２０〜３０ｋＨｚ）が上記スイッチング素子５に伝達され、上記昇圧トランス３の２次側に交番電圧が励起される。
この交番電圧により上記第１および第２の整流平滑回路７および１１に極性の異なる直流電圧が生じる。すなわち、上記第１の整流平滑回路７の出力部の電圧は上記第１の出力検出回路９のインピーダンスで決定される電圧（Ｖ３）となり、上記第２の整流平滑回路１１の出力部の電圧は上記定電圧素子１３により決定される電圧（Ｖ５）となる。そして、出力電圧（Ｖｏｕｔ）は以下の式１で求められる電圧となる。
Ｖｏｕｔ＝（Ｖ５×Ｒ７＋Ｖ３×Ｒ８）／（Ｒ７＋Ｒ８） … 式１
（ただし、Ｒ７：分圧抵抗１５、Ｒ８：分圧抵抗１７）
ここで、上記スイッチング素子５を駆動するＰＷＭ信号のデューティは上記定電圧素子１３が十分働く程度のデューティとなっている。
【０００７】
次に、上記第１の整流平滑回路７の極性の出力を補給する時の動作について説明をする。
上記ＰＷＭ制御装置２１のＡ／Ｄコンバータの値が目標の値になるようにマイクロコンピュータによりＰＷＭのデューティが制御され、そのＰＷＭ信号（通常２０〜３０ｋＨｚ）が上記スイッチング素子５に伝達され、上記昇圧トランス３の２次側に交番電圧が励起される。
この交番電圧により上記第１および第２の整流平滑回路７および１１に極性の異なる直流電圧が生じる。すなわち、上記第１の整流平滑回路７の出力部の電圧は上記第１の出力検出回路９のインピーダンスで決定される電圧（Ｖ３）となり、上記第２の整流平滑回路１１の出力部の電圧は定電圧素子１３により決定される電圧（Ｖ５）となる。
これによる出力電圧（Ｖｏｕｔ）は上記式１で求められる電圧になる。
ここで、上記第１の整流平滑回路７の出力部の電圧（Ｖ３）は、上記ＰＷＭ制御装置２１のＡ／Ｄコンバータの目標値により決定され、上記第２の整流平滑回路１１の出力部の電圧（Ｖ５）は上記定電圧素子１３により決まっているので、上記Ｖｏｕｔの値は上記ＰＷＭ制御装置２１のＡ／Ｄコンバータの目標値により任意に調整できる。この実施形態におけるＰＷＭデューティと電圧（Ｖ３・Ｖ５・Ｖｏｕｔ）の関係を図２に示す。
この様に、この実施形態によれば、部品点数を大幅に増やさない（特にトランスを追加なし）で、両極性出力を実現することができる。
【０００８】
次に、本発明による電源装置の第２実施形態について説明する。
【０００９】
図３に示すように、この第２実施形態の電源装置は、上記図１に示した第１実施形態の構成に第２の出力検出回路２３を追加したものである。他の構成動作については上記第１実施形態と同様である。
この第２実施形態では、上記定電圧素子１３が使用温度や製造のバラツキにより出力電圧にバラツキが発生するため、上記第２の出力検出回路２３により上記定電圧素子１３の出力を正確に得る様にしたものであり、上記出力電圧Ｖｏｕｔの精度をより高めることができる。
この第２実施形態によれば、部品点数を大幅に増やさない（特にトランスを追加なし）で、より出力精度の高い両極性出力を実現することができる。
【００１０】
次に、本発明による電源装置の第３実施形態について説明する。
この第３実施形態は、図１および図３に示す第１および第２実施形態において、上記スイッチング素子５に接続するＰＷＭ信号を一定周期で切り換えることによりパルス出力を提供する様にしたものである。
例えば、１ｍＳ毎に切り換えれば、１ｋＨｚの５０％デューティのパルス出力を提供できる（図４に各信号および出力のタイムチャートを記載した）。
さらに、異なる間隔で切り換えて制御すれば、デューティも変更できる。他の構成動作については、上記第１および第２実施形態と同様である。
この様に、この第３実施形態によれば、部品点数を大幅に増やさない（特にトランスを追加なし）で、パルス電圧出力を実現することができる。
【００１１】
【発明の効果】
以上の様に、本発明によれば、直流電流をスイッチングすることにより昇圧するスイッチング素子および昇圧トランスと上記昇圧トランスの２次側出力を整流平滑する第１の整流平滑回路とその出力電圧を検出する第１の出力検出回路とからなる電源装置において、上記第１の整流平滑回路と極性の異なる第２の整流平滑回路を配設すると共に、その第２の整流平滑回路の出力とグランド間に定電圧素子を配設し、双方の整流平滑回路の出力に直列に接続された分圧抵抗の間に出力端を配設し、さらに、上記第１の出力検出回路の出力検出信号の値を取り込むＡ／Ｄコンバータと上記スイッチング素子の駆動デューティ幅を制御するＰＷＭタイマとを有したＰＷＭ制御装置を配設したので、部品点数を大幅に増やさない（特にトランスを追加なし）で両極性出力を実現することができる。
また、使用温度や製造のバラツキによって出力電圧がばらついてしまう上記定電圧素子の出力電圧を検出する第２の出力検出回路とその信号を取り込むＡ／Ｄコンバータを配設したので部品点数を大幅に増やさない（特にトランスを追加なし）でより出力精度の高い両極性出力を実現することができる。
また、上記スイッチング素子の駆動デューティを上記定電圧素子の駆動デューティと検出回路信号により定電圧に制御するデューティに周期的に切り替えるり換える様にしたので部品点数を大幅に増やさない（特にトランス追加なし）で、パルス電圧出力を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を実施した電源装置の回路構成図である。
【図２】図１に示した実施形態における出力とＰＷＭデューティとの関係を示すグラフ図である。
【図３】本発明による電源装置の第２実施形態の回路構成図である。
【図４】本発明による電源装置の第３実施形態の各部の波形図である。
【図５】（ａ）及び（ｂ）は従来の電源装置の回路構成図および出力波形図である。
【図６】他の従来の電源装置の回路構成図である。
【符号の説明】
１…ＤＣ電源、 ３、１０３…昇圧トランス、
５、１１０…スイッチング素子、
７、１１、１０５…整流平滑回路、 ９、１０７…出力検出回路、
１３…定電圧素子、
１５、１７…分圧抵抗、 １９…負荷、
２１…ＰＷＭ制御装置、
１０１、１１１…スイッチングレギュレータ、
１０９…極性反転回路、 １１３…ＡＣ昇圧トランス、
１１５…電流調整回路、 １１７…スイッチ素子、
Claims (3)
- 直流電流を所定の周波数によりスイッチングするスイッチング素子と、該スイッチング素子によりスイッチングされた電流変化により生ずる電圧を昇圧する昇圧トランスと、該昇圧トランスの２次側出力を整流平滑する第１の整流平滑回路と、該第１の整流平滑回路と極性の異なる第２の整流平滑回路と、前記第１の整流平滑回路及び第２の整流平滑回路の出力電圧を検出する出力検出回路と、前記第２の整流平滑回路の出力とグランド間に配設する定電圧素子と、前記出力検出回路の出力検出信号の値を取り込むＡ／Ｄコンバータと前記スイッチング素子の駆動デューティ幅を制御するＰＷＭタイマとを有する制御装置と、を備え、
前記第１の整流平滑回路の出力電圧が前記Ａ／Ｄコンバータの目標値により決定され、且つ前記第２の整流平滑回路の出力電圧が前記定電圧素子により決定されることを利用して、当該電源装置の出力電圧を前記Ａ／Ｄコンバータの目標値により任意に調整するように制御することを特徴とする電源装置。 - 前記第２の整流平滑回路の出力電圧を検出する第２の出力検出回路を更に備え、該第２の出力検出回路の出力検出信号の値を前記Ａ／Ｄコンバータに取り込むことにより、前記定電圧素子の特性上のばらつきを補正することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
- 前記スイッチング素子の駆動デューティを一定周期で切替えることにより、当該電源装置の出力電圧を所定のデューティを有するパルス状の出力電圧とすることを特徴とする請求項１又は２に記載の電源装置。
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| JP32387297A JP3570704B2 (ja) | 1997-11-10 | 1997-11-10 | 電源装置 |
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| JP32387297A JP3570704B2 (ja) | 1997-11-10 | 1997-11-10 | 電源装置 |
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| JPH11146646A JPH11146646A (ja) | 1999-05-28 |
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-
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