JPH06242166A - 表面電位センサ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 本発明は、回路の簡略化，小型化が可能で、
かつ、取り付け距離の依存性を無せる表面電位センサを
提供する。 【構成】 本発明は、圧電音叉３０，検知電極４を用い
たセンサ部５と、音叉駆動回路１５と、センサ部５の検
知電極４に接続されたプリアンプ回路１２と、増幅回路
と、同期検波回路１７と、積分回路１８と、トランスを
用いた高圧増幅回路１９とを有し、圧電音叉３０，検知
電極４，プリアンプ回路１２，増幅回路，同期検波回路
１７，積分回路１８，高圧増幅回路１９の一次側及びト
ランスを用いた電源回路２１の２次側及びそのシールド
を電源からフローティングさせ、かつ、高圧増幅回路１
９の発生電圧を少なくともセンサ部５のコモングランド
に帰還させた。この構成により、センサ部の取り付け距
離の依存性が無くなりその取り付け精度を緩和できると
ともに、回路の簡略化，小型化をも図れる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、表面電位センサに関
し、より詳しくは、複写機，プリンター等の帯電ドラム
の電位測定に好適な表面電位センサに関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、複写機，プリンター等の帯電ドラ
ムの電位測定に用いられる表面電位センサとして、図１
７に示すものが知られている。

【０００３】同図に示す表面電位センサは、圧電素子２
を取り付けた音叉３と、音叉３の近傍に配置した検知電
極４とを有するセンサ部５と、検知電極４で検知した交
流信号をインピーダンス変換するインピーダンス変換回
路１０２と、このインピーダンス変換回路１０２の出力
信号を増幅するプリアンプ回路１０３と、プリアンプ回
路１０３の出力信号をフォトカプラを用いたアイソレー
タ１０４を介して取り込むとともに、前記音叉３を駆動
する音叉駆動回路１０５からマルチバイブレータ回路１
０６を経て送られてくる検波用の信号により前記音叉３
からの信号を同期検波する同期検波回路１０７と、同期
検波回路１０７の出力信号を平滑する積分回路１０８
と、この積分回路１０８の出力信号を昇圧する高電圧増
幅回路１０９と、高電圧増幅回路１０９で昇圧された信
号を出力信号として送出する出力回路１１０と、前記各
回路要素に電力を供給する電源回路１１１とを具備して
いる。

【０００４】また、前記高圧増幅回路１０９で昇圧され
た信号を、帰還電圧Ｖｆとして前記センサ部５，インピ
ーダンス変換回路１０２，プリアンプ回路１０３，アイ
ソレータ１０４，音叉駆動回路１０５，電源回路１１１
のコモングランドに帰還している。

【０００５】前記アイソレータ１０４の２次側，マルチ
バイブレータ回路１０６，同期検波回路１０７，積分回
路１０８，高圧増幅回路１０９，出力回路１１０は各々
接地されている。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た表面電位センサの場合、プリアンプ回路１０３の出力
信号はフォトカプラを用いたアイソレータ１０４を介し
て同期検波回路１０７に入力するようにしているので、
図１８に示すように前記出力信号は被測定電位と帰還電
圧との差電位に比例した振幅の交流信号となり、コモン
電位が基準にならない。このため、マルチバイブレータ
回路１０６を設け同期検波回路１０７の出力波形を制御
しなければならない。即ち、マルチバイブレータ回路１
０６は、基準点（０Ｖ）を得るために使用するものであ
る。また、マルチバイブレータ回路１０６は、音叉駆動
回路１０５を電源アースからフロートさせるためにも使
用している。

【０００７】また、前記プリアンプ回路と同期検波回路
の間のアイソレータ１０４は、これらの間を絶縁し、前
記センサ部５を電源からフロートさせるためのものであ
る。

【０００８】この結果、従来の表面電位センサの場合、
アイソレータ１０４，マルチバイブレータ回路１０６を
用いることが必要となり回路が複雑化し小型化できない
という問題があった。また従来の表面電位センサの場
合、オフセット等の補正が難かしいという問題もあっ
た。

【０００９】また、表面電位センサは、図１９に示すよ
うに、複写機等の感光体ドラム１５０の表面電位を非接
触で測定するものであるが、検知電極４上に誘起される
電荷の量をチョッパー部１５１により変化させて交流信
号を得ている。

【００１０】この場合、図２０に等価的に示すように、
検知電極４と感光体ドラム１５０との対向距離をＤ，検
知電極４の実効面積をＳ，交流信号の周波数をｆとする
とき等価回路の静電容量Ｃは、Ｃ＝Ｃ0 （１＋αｓｉｎ
ωｔ），Ｃ0 ＝ε（Ｓ／Ｄ）となって、対向距離Ｄによ
って出力が変わってしまい、高い取付け精度が要求され
るという問題もあった。

【００１１】そこで、本発明は、回路の簡略化，小型化
が可能で、かつ、距離依存性が無く取り付け精度を緩和
できる表面電位センサを提供することを目的とするもの
である。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明は、圧電音叉及び
検知電極を有するセンサ部を備えた表面電位センサにお
いて、前記圧電音叉を駆動する音叉駆動回路と、前記検
知電極で受けた交流信号をインピーダンス変換するイン
ピーダンス変換回路と、インピーダンス変換回路の出力
を増幅する増幅回路と、前記音叉駆動回路からの信号で
前記検知電極からの信号を同期検波する同期検波回路
と、この同期検波回路の出力を平滑する積分回路と、積
分回路の出力を昇圧するトランスを用いた高圧増幅回路
とを有し、前記圧電音叉，検知電極，インピーダンス変
換回路，増幅回路，同期検波回路，積分回路，高圧増幅
回路の一次側及び電源供給用のトランスを用いた電源回
路の２次側及びそのシールドを電源からフローティング
させるとともに、前記高圧増幅回路の発生電圧を少なく
とも前記センサ部のコモングランドに帰還させたもので
ある。

【００１３】

【作用】上述した構成の表面電位センサによれば、高圧
増幅回路及び電源回路に使用されるトランスの一次側と
二次側との絶縁を利用して、前記圧電音叉，検知電極，
インピーダンス変換回路，増幅回路，同期検波回路，積
分回路，トランスを用いた高圧増幅回路の一次側及び電
源供給用のトランスを用いた電源回路の２次側及びその
シールドを電源からフローティングさせているので、ア
イソレータや同期信号を発生させるマルチバイブレータ
等を使用する必要がなくなり、回路構成を簡略化，小型
化を図れる。

【００１４】また、前記高圧増幅回路の発生電圧を、少
なくとも前記センサ部のコモングランドに帰還させてい
るので、測定対象物の電位とセンサ部との電位差をゼロ
にすることができ、この結果、センサ部の取り付けの際
に距離依存性を無くすことができる。

【００１５】

【実施例】図１，図２に示す表面電位センサ１は、圧電
素子２を取り付けた音叉３からなる圧電音叉３０、圧電
素子２により励振駆動されるチョッパー部２５、検知電
極４を有するセンサ部（プローブ）５と、前記検知電極
４で検知した交流信号をインピーダンス変換するインピ
ーダンス変換回路１２と、このインピーダンス変換回路
１２の出力信号を増幅する増幅回路１３と、前記圧電素
子２をチョッパー部２５の自己共振周波数（約７００Ｈ
ｚ）で駆動する音叉駆動回路１５と、この音叉駆動回路
１５からの信号で前記検知電極３からの信号を同期検波
する同期検波回路１７と、この同期検波回路１７の出力
を積分増幅する積分回路１８と、積分回路１８の出力
（０乃至約１０Ｖ）を高電圧（０乃至−１０００Ｖ）に
昇圧するトランスＴ2 を用いた高圧増幅回路１９と、高
圧増幅回路１９からの帰還電圧Ｖｆ（０乃至−１０００
Ｖ）を０乃至５Ｖの電圧に分圧し、かつ、低インピーダ
ンス化して出力信号として送出する出力回路２０と、前
記各回路要素に電力を供給する電源回路２１とを具備し
ている。この電源回路２１の２次側はコモングランド
（フローティンググランド）に対して＋，−両極性のフ
ローティング電源となっている。

【００１６】前記圧電音叉３０，検知電極４，インピー
ダンス変換回路１２，増幅回路１３，音叉駆動回路１
５，同期検波回路１７，積分回路１８，高圧増幅回路１
９の一次側及び電源供給用のトランスＴ1 を用いた電源
回路２１の２次側及びこれらのシールドを電源からフロ
ーティングさせている。

【００１７】また、前記高圧増幅回路１９の発生電圧Ｖ
ｆを、前記センサ部５，増幅回路１３，音叉駆動回路１
５，同期検波回路１７，積分回路１８，高圧増幅回路１
９のトランスＴ2 の一次側、電源供給用のトランスＴ1
を用いた電源回路２１の２次側、チョッパー部２５及び
シールド等に帰還させフィードバック制御を行うように
なっている。

【００１８】上述した表面電位センサ１の作用を以下に
説明する。

【００１９】この表面電位センサ１によれば、図２に概
略的に示すように、検知電極４，チョッパー部２５，ケ
ース３０ａのコモングランド（ＣＯＭ）に、高圧増幅回
路１９の発生電圧Ｖｆを帰還させている。

【００２０】例えば、図３に示すように、測定電位Ｅ＝
５００Ｖとすると、高圧増幅回路１９により電位差がゼ
ロになるように、発生電圧（帰還電圧）Ｖｆ＝５００Ｖ
とする。チョッパー部２５の駆動電圧が±１２Ｖだとす
ると、コモングランドに５００Ｖ重畳され、入力電圧の
アース部から見るとチョッパー部２５の駆動電圧が５０
０±１２Ｖ，コモングランドが５００Ｖとなる（このた
め、電源回路２１の一次側と、検知電極４，チョッパー
部２５，ケース３０ａとを絶縁する必要がある）。

【００２１】即ち、図３乃至図６に示すように、帯電体
ドラム１５０に対する測定電位をＥとし、図３乃至図６
において記号＋，−は一定の電荷密度を表しこれに対応
して一本の電気力線が生じるものとすると、出力信号ｂ
が表れないのは図３に示すようにチョッパー部２５が停
止し検知電極４上の電荷が定常状態になっている場合
と、図６に示すように圧電音叉３０のケース３０ａに電
圧Ｅ1 ＝帰還電圧Ｖｆが印加され、検知電極４自体が測
定電位Ｅと同電位となっている（電気力線が発生せず、
センサ部５自体が帯電体ドラム１５０の測定部位と同一
極性、同一電荷密度となっている）場合である。この結
果、検知電極４の帯電体ドラム１５０に対する取り付け
位置の距離依存性を無くすことができる。

【００２２】一方、チョッパー部２５が動作した図４に
示す状態では帯電体ドラム１５０の電荷との均衡を図る
ため接地側から検知電極４に電子の移動が生じ検知電極
４から接地に向けて電流ｉ1 が流れる。また、図５に示
すチョッパー部２５の状態では、検知電極４から接地に
向けて電子が流出し接地側から検知電極４に向けて電流
ｉ2 が流れる。

【００２３】次に、前記表面電位センサ１の各部の信号
と波形との関係について図７乃至図１２をも参照して説
明する。

【００２４】前記音叉駆動回路１５からの駆動信号（駆
動パルス）をａ、検知電極４からインピーダンス回路１
２を経て出力される出力信号をｂ、増幅回路１３の出力
信号をｃ、同期検波回路１７の出力信号をｄ、積分回路
１８の出力信号をｅ、高圧増幅回路１９の出力信号を
ｆ、出力回路２０の出力信号をｇとして以下の説明を行
う。

【００２５】前記音叉駆動回路１５から圧電素子２に図
７に示す駆動信号ａを送り圧電素子２を駆動すると、図
６に示す電位Ｅ1 〈帯電体ドラム１５０に対する測定電
位Ｅのときには、図７に示すように、検知電極４から正
弦波状の出力信号ｂが出力され、この出力信号ｂは前記
増幅回路１３で反転増幅されて図７に示すコモングラン
ドを基準とする出力信号ｃとなり、さらに、この出力信
号ｃは同期検波回路１７において前記音叉駆動回路１５
からの駆動信号ａにより同期検波され図７に示すコモン
グランドを基準とする出力信号ｄとなる。

【００２６】また、図６に示す電位Ｅ1 〉帯電体ドラム
１５０に対する測定電位Ｅのときには、図９に示すよう
に、検知電極４から上述した場合と逆極性の正弦波状の
出力信号ｂが出力され、この出力信号ｂは前記増幅回路
１３で反転増幅されて図８に示すコモングランドを基準
とする出力信号ｃとなり、さらに、この出力信号ｃは同
期検波回路１７において前記音叉駆動回路１５からの駆
動信号ａにより同期検波され図７に示すコモングランド
を基準とする上述した場合とは逆極性の出力信号ｄとな
る。

【００２７】一方、図６に示す電位Ｅ1 ＝帯電体ドラム
１５０に対する測定電位Ｅのときには、図８に示すよう
に、前記音叉駆動回路１５から圧電素子２に図８に示す
駆動信号ａを送り圧電素子２を駆動した場合、出力信号
ｂには一定レベルの直流バイアス分のみが出力され、交
流出力はない。

【００２８】次に、前記出力信号ｄを前記積分回路１８
のオペアンプＡ2 を用いて積分した場合、図１０に示す
ように、出力信号ｄに含まれる直流分はコモングランド
を基準に比較増幅され、積分回路１８の出力信号ｅは、
前記出力信号ｄに含まれる直流成分のコモングランドに
対するわずかな変化幅±Ｖs でフル出力となる。例え
ば、オペアンプＡ2 の直流増幅度が１０⁵ であるとすれ
ば、変化幅Ｖs が＋１ｍＶ又は−１ｍＶで、−１０Ｖ又
は＋１０Ｖとなる。

【００２９】次に、図１１に示すように、前記出力信号
ｅを前記高圧増幅回路１９に入力すると、高圧増幅回路
１９の出力信号ｆは図１２に示すようにコモングランド
と最大電圧＋ＶE との間で０〜−１０００Ｖに至るまで
直線的に変化し、また、この出力信号ｆを取り込む出力
回路２０の出力信号ｇは図１３に示すように、出力信号
ｆの−１０００Ｖからグランドに至る変化に対して５Ｖ
からグランドレベルまで直線的に変化する。但し、前記
前記出力信号ｅはコモングランド基準の電圧でフローテ
ィングであり、前記出力信号ｆはグランド基準である。

【００３０】前記変化幅Ｖs が、０から１ｍＶに変化し
たとき、前記出力信号ｆの電圧Ｖｆは０から〜−１００
０Ｖに変化することになり、この電圧Ｖｆを帰還電圧Ｖ
ｆとしてコモングランドに帰還する。

【００３１】前記変化幅Ｖs が１ｍＶ変化するために必
要な測定電位Ｅと、帰還電圧Ｖｆとの差は非常に小さい
（センサ部５の検出感度によって定まる）。従って、測
定電位Ｅと、帰還電圧Ｖｆとに差が生じた場合、帰還電
圧Ｖｆは０から〜−１０００Ｖの間で測定電位Ｅ−帰還
電圧Ｖｆが略ゼロになるように動作する。

【００３２】次に、図１１に示すように、前記出力信号
ｆを抵抗を介して分圧検出することにより、オペアンプ
Ａ3 から前記帰還電圧Ｖｆに比例した出力信号ｇが出力
され、この出力信号ｇは帰還電圧Ｖｆの値を間接的に示
すことになる。

【００３３】次に、オフセットを考慮した表面電位セン
サ１の動作を説明する。

【００３４】上述した実施例では、センサ部５の出力信
号が理想的な場合について説明したが、測定電位Ｅ＝帰
還電圧Ｖｆのとき、センサ部５の出力信号はない。

【００３５】しかしながら、実際にはＥ＝Ｖｆでわずか
なノイズが現われ、出力信号ｄは一定の全波波形を現
す。この全波波形は、当然直流成分を含むため、初期的
に（Ｅ＝Ｖｆ）、従って図１４に示す可変抵抗ＶＲ1 に
よって基準レベルの設定を行っている。前記積分回路４
０の基準を出力信号ｄの直流分に合わせ込む必要が生じ
る。

【００３６】次に、前記表面電位センサ１の具体的回路
例を図１４乃至図１６を参照して説明する。

【００３７】この表面電位センサ１は、圧電素子２を取
り付けた音叉３からなる圧電音叉３０，チョッパー部２
５，検知電極４を有するセンサ部５と、検知電極４で検
知した交流信号をインピーダンス変換するインピーダン
ス変換回路１２と、このインピーダンス変換回路１２の
出力信号ｂを増幅する増幅回路１３と、前記圧電音叉３
０の圧電素子２を駆動する音叉駆動回路１５と、この音
叉駆動回路１５からの信号で前記検知電極３からの信号
を同期検波する同期検波回路１７と、この同期検波回路
１７の出力を平滑する積分回路１８と、積分回路１８の
出力を昇圧するトランスＴ2 を用いた高圧増幅回路１９
と、高圧増幅回路１９で昇圧された信号を出力信号とし
て送出する出力回路２０と、前記各回路要素に電力を供
給するトランスＴ1 を用いた電源回路２１とを具備して
いる。

【００３８】音叉駆動回路１５は、オペアンプＡ1 を具
備し、パルス状の駆動信号ａを前記圧電素子２へ供給す
るとともに、ダイオードＤ1 ，ＦＥＴ1 を介して駆動信
号ａを同期検波回路１７のオペアンプＡ6 に送るように
なっている。

【００３９】インピーダンス変換回路１２は、図１６に
示すように、ＦＥＴ4 を用いたソースフォロワで構成さ
れ、このインピーダンス変換回路１２により検知電極４
の検知信号が低インピーダンスの出力信号ｂとして出力
される。

【００４０】出力信号ｂは、オペアンプＡ3 ，Ａ5 を用
いた増幅回路１３により反転増幅され出力信号ｃとなっ
て同期検波回路１７に送られるようになっている。

【００４１】同期検波回路１７は、オペアンプＡ6 を具
備し、増幅回路１３からの出力信号ｃを、音叉駆動回路
１５からダイオードＤ1 ，ＦＥＴ1 を介して送られてく
る駆動信号ａを用いて同期検波して出力信号ｄとして積
分回路１８に送るようになっている。

【００４２】積分回路１８は、オペアンプＡ2 ，抵抗Ｒ
20及びコンデンサＣ13の帰還回路を具備し、前記出力信
号ｄを積分して出力信号ｅとして送出するようになって
いる。

【００４３】高圧増幅回路１９は、保護用ダイオードＤ
2 、トランジスタＴｒ、トランスＴ2 、このトランスＴ
2 の一次巻線に接続したスイッチング動作用のＦＥＴ2
、このＦＥＴ2 をスイッチング駆動するＩＣを用いた
発振回路３１、前記トランスＴ2 の二次巻線に接続した
ダイオードＤ6 乃至Ｄ9 のブリッジ接続からなる整流回
路３２を具備し、前記出力信号ｅをトランスＴ2 で昇圧
し整流回路３２により整流して高圧の出力信号ｆを出力
回路２０へ送るようになっている。

【００４４】前記出力回路２０は、オペアンプＡ7 ，抵
抗Ｒ25，コンデンサＣ19の並列回路からなる帰還回路を
具備し、図１３に示すような出力信号ｇを送出するよう
になっている。

【００４５】前記電源回路２１は、レギュレータ1 を具
備する入力回路と、ＩＣを用いた発振回路３３と、この
発振回路３３によりスイッチング駆動されるＦＥＴ3
と、このＦＥＴ3 が一次巻線に接続されたトランスＴ1
と、このトランスＴ1 の二次巻線側に接続したダイオー
ドＤ10乃至Ｄ13のブリッジ接続からなる整流回路３４
と、レギュレータ3 ，レギュレータ4 ，ツェナーダイオ
ードＺＤ2 ，ＺＤ3 ，ダイオードＤ3 ，Ｄ4 等を具備す
る平滑回路３５とを具備している。

【００４６】前記高圧増幅回路１９の発生電圧Ｖｆを、
抵抗Ｒ31又はこの抵抗Ｒ31の両端子を短絡するジャンパ
ー線を介してこの高圧増幅回路１９の一次側、即ち、コ
モングランド（フローティンググランド）へ帰還してい
る。

【００４７】また、前記高圧増幅回路１９の発生電圧Ｖ
ｆを、前記電源回路２１のトランスＴ1 の二次巻線、線
分回路１８のオペアンプＡ6 、音叉駆動回路１５のオペ
アンプＡ1 、同期検波回路１７のオペアンプＡ5 、増幅
回路１３のオペアンプＡ3 ，Ａ4 ，Ａ5 、圧電音叉３０
のケース３０ａへ各々帰還している。

【００４８】このようにすることにより、感光体ドラム
１５０の電位と検知電極４，チョッパー部２５及びケー
ス３０ａとの電位差をゼロにすることができる。

【００４９】また、前記電源回路２１のトランスＴ1 ，
高圧増幅回路１９のトランスＴ2 の各一次巻線，二次巻
線間の絶縁を利用して、電源回路２１の一次側と、圧電
音叉の３０のチョッパー部２５，ケース３０ａ及び圧電
素子２，検知電極４，インピーダンス変換回路１２，プ
リアンプ回路１３，同期検波回路１７，積分回路１８，
高圧増幅回路１９の一次側，シールド等とをフローティ
ングさせている。

【００５０】これにより、フォトカプラ等の絶縁部材が
不要となるとともに、マルチバイブレータを使用して波
形の基準点を作る必要も無くなり、回路構成の簡略化，
小型化を図ることができる。

【００５１】本発明は、上述した実施例の他、その要旨
の範囲内で種々の変形が可能である。

【００５２】

【発明の効果】以上詳述した本発明によれば、上述した
構成としたことにより、センサ部の取り付け距離の依存
性を無くせるとともに、回路構成の簡略化、小型化を図
ることができる表面電位センサを提供することができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の表面電位センサの実施例の構成を示す
ブロック図

【図２】本実施例の表面電位センサの構成を示すブロッ
ク図

【図３】本実施例の表面電位センサにおけるチョッパー
部の動作を示す説明図

【図４】本実施例の表面電位センサにおけるチョッパー
部の動作を示す説明図

【図５】本実施例の表面電位センサにおけるチョッパー
部の動作を示す説明図

【図６】本実施例の表面電位センサにおけるチョッパー
部の動作を示す説明図

【図７】本実施例の表面電位センサにおけるチョッパー
部の動作に伴う各部の波形図

【図８】本実施例の表面電位センサにおけるチョッパー
部の動作に伴う各部の波形図

【図９】本実施例の表面電位センサにおけるチョッパー
部の動作に伴う各部の波形図

【図１０】本実施例の表面電位センサにおける積分回路
の入出力特性を示す波形図

【図１１】本実施例の表面電位センサにおける高圧増幅
回路及び出力回路の回路図

【図１２】本実施例の表面電位センサにおける高圧増幅
回路の動作を示す波形図

【図１３】本実施例の表面電位センサにおける出力回路
の動作を示す波形図

【図１４】本実施例の表面電位センサの具体例を示す回
路図

【図１５】本実施例の表面電位センサの具体例を示す回
路図

【図１６】本実施例の表面電位センサのインピーダンス
変換回路の波形図

【図１７】従来の電位センサのブロック図

【図１８】従来の電位センサにおけるプリアンプ回路の
出力信号を示す波形図

【図１９】表面電位センサのセンサ部の概略構成図

【図２０】表面電位センサのセンサ部の等価回路図

【符号の説明】

１ 表面電位センサ ２ 圧電素子 ３ 音叉 ４ 検知電極 ５ センサ部 １２ インピーダンス変換回路 １３ 増幅回路 １７ 同期検波回路 １８ 積分回路 １９ 高圧増幅回路 ２０ 出力回路 ２１ 電源回路 ３０ 圧電音叉

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成５年５月３１日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】全文

【補正方法】変更

【補正内容】

【書類名】 明細書

【発明の名称】 表面電位センサ

【特許請求の範囲】

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、表面電位センサに関
し、より詳しくは、複写機，プリンター等の帯電ドラム
の電位測定に好適な表面電位センサに関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、複写機，プリンター等の帯電ドラ
ムの電位測定に用いられる表面電位センサとして、図１
７に示すものが知られている。

【０００３】同図に示す表面電位センサは、圧電素子２
を取り付けた音叉３と、音叉３の近傍に配置した検知電
極４とを有するセンサ部５と、検知電極４で検知した交
流信号をインピーダンス変換するインピーダンス変換回
路１０２と、このインピーダンス変換回路１０２の出力
信号を増幅するプリアンプ回路１０３と、プリアンプ回
路１０３の出力信号をフォトカプラを用いたアイソレー
タ１０４を介して取り込むとともに、前記音叉３を駆動
する音叉駆動回路１０５からマルチバイブレータ回路１
０６を経て送られてくる検波用の信号により前記音叉３
からの信号を同期検波する同期検波回路１０７と、同期
検波回路１０７の出力信号を平滑する積分回路１０８
と、この積分回路１０８の出力信号を昇圧する高電圧増
幅回路１０９と、高電圧増幅回路１０９で昇圧された信
号を出力信号として送出する出力回路１１０と、前記各
回路要素に電力を供給する電源回路１１１とを具備して
いる。

【０００４】また、前記高圧増幅回路１０９で昇圧され
た信号を、帰還電圧Ｖｆとして前記センサ部５，インピ
ーダンス変換回路１０２，プリアンプ回路１０３，アイ
ソレータ１０４，音叉駆動回路１０５，電源回路１１１
のコモングランドに帰還している。

【０００５】前記アイソレータ１０４の２次側，マルチ
バイブレータ回路１０６，同期検波回路１０７，積分回
路１０８，高圧増幅回路１０９，出力回路１１０は各々
接地されている。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た表面電位センサの場合、プリアンプ回路１０３の出力
信号はフォトカプラを用いたアイソレータ１０４を介し
て同期検波回路１０７に入力するようにしているので、
図１８に示すように前記出力信号は被測定電位と帰還電
圧との差電位に比例した振幅の交流信号となり、コモン
電位が基準にならない。このため、マルチバイブレータ
回路１０６を設け同期検波回路１０７の出力波形を制御
しなければならない。即ち、マルチバイブレータ回路１
０６は、基準点（０Ｖ）を得るために使用するものであ
る。また、マルチバイブレータ回路１０６は、音叉駆動
回路１０５を電源アースからフロートさせるためにも使
用している。

【０００７】また、前記プリアンプ回路と同期検波回路
の間のアイソレータ１０４は、これらの間を絶縁し、前
記センサ部５を電源からフロートさせるためのものであ
る。

【０００８】この結果、従来の表面電位センサの場合、
アイソレータ１０４，マルチバイブレータ回路１０６を
用いることが必要となり回路が複雑化し小型化できない
という問題があった。また従来の表面電位センサの場
合、オフセット等の補正が難かしいという問題もあっ
た。

【０００９】また、表面電位センサは、図１９に示すよ
うに、複写機等の感光体ドラム１５０の表面電位を非接
触で測定するものであるが、検知電極４上に誘起される
電荷の量をチョッパー部１５１により変化させて交流信
号を得ている。

【００１０】この場合、図２０に等価的に示すように、
検知電極４と感光体ドラム１５０との対向距離をＤ，検
知電極４の実効面積をＳ，交流信号の周波数をｆとする
とき等価回路の静電容量Ｃは、Ｃ＝Ｃ0 （１＋αｓｉｎ
ωｔ），Ｃ0 ＝ε（Ｓ／Ｄ）となって、対向距離Ｄによ
って出力が変わってしまい、高い取付け精度が要求され
る。従って、センサ部そのものが、被測定電位と同電位
になるように動作させる方式が考案されたが、高圧増幅
器を備え、この出力をセンサ部に帰還させる回路構成を
持つことから、回路の複雑化，大型化，高コスト化の問
題があった。

【００１１】そこで、本発明は、回路の簡略化，小型化
が可能で、かつ、距離依存性が無く取り付け精度を緩和
できる表面電位センサを提供することを目的とするもの
である。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明は、圧電音叉及び
検知電極を有するセンサ部を備えた表面電位センサにお
いて、前記圧電音叉を駆動する音叉駆動回路と、前記検
知電極に接続されたプリアンプ（前置増幅）回路と、プ
リアンプ回路の出力を増幅する増幅回路と、前記音叉駆
動回路からの信号で前記検知電極からの信号を同期検波
する同期検波回路と、この同期検波回路の出力を平滑す
る積分回路と、積分回路の出力を昇圧するトランスを用
いた高圧増幅回路とを有し、前記圧電音叉，検知電極，
プリアンプ回路，増幅回路，同期検波回路，積分回路，
高圧増幅回路の一次側及び電源供給用のトランスを用い
た電源回路の２次側及びそのシールドを電源からフロー
ティングさせるとともに、前記高圧増幅回路の発生電圧
を前記センサ部のコモングランドに帰還させたものであ
る。

【００１３】

【作用】上述した構成の表面電位センサによれば、高圧
増幅回路及び電源回路に使用されるトランスの一次側と
二次側との絶縁を利用して、前記圧電音叉，検知電極，
プリアンプ回路，増幅回路，同期検波回路，積分回路，
トランスを用いた高圧増幅回路の一次側及び電源供給用
のトランスを用いた電源回路の２次側及びそのシールド
を接地ラインからフローティングさせているので、アイ
ソレータや同期信号を発生させるマルチバイブレータ等
を使用する必要がなくなり、回路構成を簡略化，小型化
を図れる。

【００１４】また、前記高圧増幅回路の発生電圧を、少
なくとも前記センサ部のコモングランドに帰還させてい
るので、測定対象物の電位とセンサ部との電位差をゼロ
にすることができ、この結果、センサ部の取り付けの際
に距離依存性を無くすことができる。

【００１５】

【実施例】図１，図２に示す表面電位センサ１は、圧電
素子２を取り付けた音叉３からなる圧電音叉３０、圧電
素子２により励振駆動されるチョッパー部２５、検知電
極４を有するセンサ部（プローブ）５と、前記検知電極
４に接続されたプリアンプ回路１２と、このプリアンプ
回路１２の出力信号を増幅する増幅回路１３と、前記圧
電素子２をチョッパー部２５の自己共振周波数で駆動す
る音叉駆動回路１５と、この音叉駆動回路１５からの信
号で前記検知電極３からの信号を同期検波する同期検波
回路１７と、この同期検波回路１７の出力を積分増幅す
る積分回路１８と、積分回路１８の出力（コモングラン
ドに対して０乃至約１０Ｖ）を高電圧（接地レベルに対
して０乃至−１０００Ｖ）に昇圧するトランスＴ2 を用
いた高圧増幅回路１９と、高圧増幅回路１９からの帰還
電圧Ｖｆ（０乃至−１０００Ｖ）を０乃至５Ｖの電圧に
分圧し、かつ、低インピーダンス化して出力信号として
送出する出力回路２０と、前記各回路要素に電力を供給
する電源回路２１とを具備している。この電源回路２１
の２次側はコモングランド（フローティンググランド）
に対して＋，−両極性のフローティング電源となってい
る。尚、図２にはケース３０ａとこのケース３０ａに設
けられた電気力線導入用の開口部３０ｂが示されてい
る。

【００１６】前記圧電音叉３０，検知電極４，プリアン
プ回路１２，増幅回路１３，音叉駆動回路１５，同期検
波回路１７，積分回路１８，高圧増幅回路１９の一次側
及び電源供給用のトランスＴ1 を用いた電源回路２１の
２次側及びこれらのシールドを接地ラインからフローテ
ィングさせている。

【００１７】また、前記高圧増幅回路１９の発生電圧Ｖ
ｆを、前記センサ部５，増幅回路１３，音叉駆動回路１
５，同期検波回路１７，積分回路１８，高圧増幅回路１
９のトランスＴ2 の一次側、電源供給用のトランスＴ1
を用いた電源回路２１の２次側、チョッパー部２５及び
シールド等に帰還させフィードバック制御を行うように
なっている。

【００１８】上述した表面電位センサ１の作用を以下に
説明する。

【００１９】この表面電位センサ１によれば、図２に概
略的に示すように、検知電極４，チョッパー部２５，ケ
ース３０ａのコモングランド（ＣＯＭ）に、高圧増幅回
路１９の発生電圧Ｖｆを帰還させている。

【００２０】例えば、図３に示すように、被測定電位Ｅ
＝５００Ｖとすると、高圧増幅回路１９により電位差が
ゼロになるように、発生電圧（帰還電圧）Ｖｆ＝５００
Ｖとする。チョッパー部２５の駆動電圧が±１２Ｖだと
すると、コモングランドに５００Ｖ重畳され、入力電圧
のアース部から見るとチョッパー部２５の駆動電圧が５
００±１２Ｖ，コモングランドが５００Ｖとなる。この
ため、電源回路２１の一次側と、検知電極４，チョッパ
ー部２５，ケース３０ａとを絶縁する必要がある。

【００２１】即ち、図３乃至図６に示すように、帯電体
ドラム１５０の電位、すなわち被測定電位をＥとし、図
３乃至図６において記号＋，−は一定の電荷密度を表し
これに対応して一本の電気力線が生じるものとすると、
出力信号ｂが表れないのは図３に示すようにチョッパー
部２５が停止し検知電極４上の電荷が定常状態になって
いる場合と、図６に示すように圧電音叉３０のケース３
０ａに電圧Ｅ1 ＝帰還電圧Ｖｆが印加され、検知電極４
自体が被測定電位Ｅと同電位となっている（電気力線が
発生せず、センサ部５自体が帯電体ドラム１５０の測定
部位と同一極性、同一電位、すなわちＥ＝Ｅ1 ）場合で
ある。この結果、検知電極４の帯電体ドラム１５０に対
する取り付け位置の距離依存性を無くすことができる。

【００２２】一方、チョッパー部２５が動作した図４に
示す状態では帯電体ドラム１５０の電荷との均衡を図る
ため接地側から検知電極４に電荷の移動が生じ検知電極
４から接地に向けて電流ｉ1 が流れる。また、図５に示
すチョッパー部２５の状態では、検知電極４から接地に
向けて電荷が流出し接地側から検知電極４に向けて電流
ｉ2 が流れる。

【００２３】次に、前記表面電位センサ１の各部の信号
と波形との関係について図７乃至図１２をも参照して説
明する。

【００２４】前記音叉駆動回路１５からの駆動信号（駆
動パルス）をａ、検知電極４からプリアンプ回路１２を
経て出力される出力信号をｂ、増幅回路１３の出力信号
をｃ、同期検波回路１７の出力信号をｄ、積分回路１８
の出力信号をｅ、高圧増幅回路１９の出力信号をｆ、出
力回路２０の出力信号をｇとして以下の説明を行う。

【００２５】前記音叉駆動回路１５から圧電素子２に図
７に示す駆動信号ａを送り圧電素子２を駆動すると、図
６に示す電位Ｅ1 が被測定電位Ｅよりも低いときには、
図７に示すように、プリアンプ回路１２から正弦波状の
出力信号ｂが出力され、この出力信号ｂは前記増幅回路
１３で増幅されて図７に示すコモングランドを基準とす
る出力信号ｃとなり、さらに、この出力信号ｃは同期検
波回路１７において前記音叉駆動回路１５からの駆動信
号ａにより同期検波され図７に示すコモングランドを基
準とする出力信号ｄとなる。

【００２６】また、図６に示す電位Ｅ1 が被測定電位Ｅ
よりも高いときには、図９に示すように、プリアンプ回
路１２から上述した場合と逆極性の正弦波状の出力信号
ｂが出力され、この出力信号ｂは前記増幅回路１３で増
幅されて図８に示すコモングランドを基準とする出力信
号ｃとなり、さらに、この出力信号ｃは同期検波回路１
７において前記音叉駆動回路１５からの駆動信号ａによ
り同期検波され図７に示すコモングランドを基準とする
上述した場合とは逆極性の出力信号ｄとなる。

【００２７】一方、図６に示す電位Ｅ1 と被測定電位Ｅ
が等しいときには、図８に示すように、前記音叉駆動回
路１５から圧電素子２に図８に示す駆動信号ａを送り圧
電素子２を駆動した場合、出力信号ｂには一定レベルの
直流バイアス分のみが出力され、交流出力はない。

【００２８】次に、前記出力信号ｄを前記積分回路１８
のオペアンプＡ2 を用いて積分した場合、図１０に示す
ように、出力信号ｄに含まれる直流分はコモングランド
を基準に比較増幅され、積分回路１８の出力信号ｅは、
前記出力信号ｄに含まれる直流成分のコモングランドに
対するわずかな変化幅±Ｖs でフル出力となる。例え
ば、オペアンプＡ2 の直流増幅度が１０⁵ であるとすれ
ば、変化幅Ｖs が＋１ｍＶ又は−１ｍＶで、−１０Ｖ又
は＋１０Ｖとなる。

【００２９】次に、図１１に示すように、前記出力信号
ｅを前記高圧増幅回路１９に入力すると、高圧増幅回路
１９の出力信号ｆは図１２に示すようにコモングランド
と最大電圧＋ＶE との間で０〜−１０００Ｖに至るまで
直線的に変化し、また、この出力信号ｆを取り込む出力
回路２０の出力信号ｇは図１３に示すように、出力信号
ｆの−１０００Ｖからグランドに至る変化に対して５Ｖ
からグランドレベルまで直線的に変化する。但し、前記
出力信号ｅはコモングランド基準の電圧でフローティン
グであり、前記出力信号ｆはグランド基準である。

【００３０】前記変化幅Ｖs が、０から１ｍＶに変化し
たとき、前記出力信号ｆの電圧Ｖｆは０から〜−１００
０Ｖに変化することになり、この電圧Ｖｆを帰還電圧Ｖ
ｆとしてコモングランドに帰還する。

【００３１】前記変化幅Ｖs が１ｍＶ変化するために必
要な被測定電位Ｅと、帰還電圧Ｖｆとの差は非常に小さ
い（センサ部５の検出感度によって定まる）。従って、
被測定電位Ｅと、帰還電圧Ｖｆとに差が生じた場合、帰
還電圧Ｖｆは０から〜−１０００Ｖの間で被測定電位Ｅ
−帰還電圧Ｖｆが略ゼロになるように動作する。

【００３２】次に、図１１に示すように、前記出力信号
ｆを抵抗を介して分圧検出することにより、オペアンプ
Ａ3 から前記帰還電圧Ｖｆに比例した出力信号ｇが出力
され、この出力信号ｇは被測定電位Ｅの値を間接的に示
すことになる。

【００３３】次に、オフセットを考慮した表面電位セン
サ１の動作を説明する。

【００３４】上述した実施例では、センサ部５の出力信
号が理想的な場合について説明したが、この場合、被測
定電位Ｅ＝帰還電圧Ｖｆのとき、センサ部５の出力信号
はない。

【００３５】しかしながら、実際にはＥ＝Ｖｆでわずか
なノイズが現われる場合があり、この場合、出力信号ｄ
に含まれる直流成分が基準となるコモングランドからわ
ずかにずれることがあり、従って図１４に示す可変抵抗
ＶＲ1 によって初期的に基準レベルの設定が行われる。

【００３６】次に、前記表面電位センサ１の具体的回路
例を図１４乃至図１６を参照して説明する。

【００３７】この表面電位センサ１は、圧電素子２を取
り付けた音叉３からなる圧電音叉３０，チョッパー部２
５，検知電極４を有するセンサ部５と、検知電極４に接
続されるプリアンプ回路１２と、このプリアンプ回路１
２の出力信号ｂを増幅する増幅回路１３と、前記圧電音
叉３０の圧電素子２を駆動する音叉駆動回路１５と、こ
の音叉駆動回路１５からの信号で前記検知電極３からの
信号を同期検波する同期検波回路１７と、この同期検波
回路１７の出力を平滑する積分回路１８と、積分回路１
８の出力を昇圧するトランスＴ2 を用いた高圧増幅回路
１９と、高圧増幅回路１９で昇圧された信号を出力信号
として送出する出力回路２０と、前記各回路要素に電力
を供給するトランスＴ1 を用いた電源回路２１とを具備
している。

【００３８】音叉駆動回路１５は、オペアンプＡ1 を具
備し、パルス状の駆動信号ａを前記圧電素子２へ供給す
るとともに、ダイオードＤ1 ，ＦＥＴ1 を介して駆動信
号ａを同期検波回路１７のオペアンプＡ6 に送るように
なっている。図中２′はもう一方の圧電素子、ａ′はこ
の圧電素子から音叉駆動回路へ帰還される帰還信号であ
る。

【００３９】プリアンプ回路１２は、例えば図１６に示
すように、ＦＥＴ4 を用いたソース接地で構成され、Ｆ
ＥＴの順伝達アドミタンスをｇｍとすれば、増幅度

【数１】 ，入力インピーダンスＲ３３の増幅器として動作し、出
力信号ｂとして出力される。

【００４０】出力信号ｂは、オペアンプＡ3 ，Ａ5 を用
いた増幅回路１３により交流増幅され出力信号ｃとなっ
て同期検波回路１７に送られるようになっている。

【００４１】同期検波回路１７は、オペアンプＡ6 を具
備し、増幅回路１３からの出力信号ｃを、音叉駆動回路
１５からダイオードＤ1 ，ＦＥＴ1 を介して送られてく
る駆動信号ａを用いて同期検波して出力信号ｄとして積
分回路１８に送るようになっている。

【００４２】積分回路１８は、オペアンプＡ2 ，抵抗Ｒ
20及びコンデンサＣ13の帰還回路を具備し、前記出力信
号ｄを積分して出力信号ｅとして送出するようになって
いる。

【００４３】高圧増幅回路１９は、保護用ダイオードＤ
2 、トランジスタＴｒ、トランスＴ2 、このトランスＴ
2 の一次巻線に接続したスイッチング動作用のＦＥＴ2
、このＦＥＴ2 をスイッチング駆動するＩＣを用いた
発振回路３１、前記トランスＴ2 の二次巻線に接続した
ダイオードＤ6 乃至Ｄ9 のブリッジ接続からなる整流回
路３２を具備し、前記出力信号ｅをトランスＴ2 で昇圧
し整流回路３２により整流して高圧の出力信号ｆを出力
回路２０へ送るようになっている。

【００４４】前記出力回路２０は、オペアンプＡ7 ，抵
抗Ｒ25，コンデンサＣ19の並列回路からなる帰還回路を
具備し、図１３に示すような出力信号ｇを送出するよう
になっている。

【００４５】前記電源回路２１は、レギュレータ1 を具
備する入力回路と、ＩＣを用いた発振回路３３と、この
発振回路３３によりスイッチング駆動されるＦＥＴ3
と、このＦＥＴ3 が一次巻線に接続されたトランスＴ1
と、このトランスＴ1 の二次巻線側に接続したダイオー
ドＤ10乃至Ｄ13のブリッジ接続からなる整流回路３４
と、レギュレータ3 ，レギュレータ4 ，ツェナーダイオ
ードＺＤ2 ，ＺＤ3 ，ダイオードＤ3 ，Ｄ4 等を具備す
る平滑回路３５とを具備している。

【００４６】前記高圧増幅回路１９の発生電圧Ｖｆを、
抵抗Ｒ31又はこの抵抗Ｒ31の両端子を短絡するジャンパ
ー線を介してこの高圧増幅回路１９の一次側、即ち、コ
モングランド（フローティンググランド）へ帰還してい
る。

【００４７】このようにすることにより、感光体ドラム
１５０の電位と検知電極４，チョッパー部２５及びケー
ス３０ａとの電位差をゼロにすることができる。

【００４８】また、前記電源回路２１のトランスＴ1 ，
高圧増幅回路１９のトランスＴ2 の各一次巻線，二次巻
線間の絶縁を利用して、電源回路２１の一次側と、圧電
音叉３０のチョッパー部２５，ケース３０ａ及び圧電素
子２，検知電極４，プリアンプ回路１２，増幅回路１
３，同期検波回路１７，積分回路１８，高圧増幅回路１
９の一次側，シールド等とをフローティングさせてい
る。

【００４９】これにより、フォトカプラ等の絶縁部材が
不要となるとともに、マルチバイブレータを使用して波
形の基準点を作る必要も無くなり、回路構成の簡略化，
小型化を図ることができる。

【００５０】本発明は、上述した実施例の他、その要旨
の範囲内で種々の変形が可能である。

【００５１】

【発明の効果】以上詳述した本発明によれば、上述した
構成としたことにより、センサ部の取り付け距離の依存
性を無くせるとともに、回路構成の簡略化、小型化を図
ることができる表面電位センサを提供することができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の表面電位センサの実施例の構成を示す
ブロック図

【図２】本実施例の表面電位センサの構成を示すブロッ
ク図

【図３】本実施例の表面電位センサにおけるチョッパー
部の動作を示す説明図

【図４】本実施例の表面電位センサにおけるチョッパー
部の動作を示す説明図

【図５】本実施例の表面電位センサにおけるチョッパー
部の動作を示す説明図

【図６】本実施例の表面電位センサにおけるチョッパー
部の動作を示す説明図

【図７】本実施例の表面電位センサにおけるチョッパー
部の動作に伴う各部の波形図

【図８】本実施例の表面電位センサにおけるチョッパー
部の動作に伴う各部の波形図

【図９】本実施例の表面電位センサにおけるチョッパー
部の動作に伴う各部の波形図

【図１０】本実施例の表面電位センサにおける積分回路
の入出力特性を示す波形図

【図１１】本実施例の表面電位センサにおける高圧増幅
回路及び出力回路の回路図

【図１２】本実施例の表面電位センサにおける高圧増幅
回路の動作を示す波形図

【図１３】本実施例の表面電位センサにおける出力回路
の動作を示す波形図

【図１４】本実施例の表面電位センサの具体例を示す回
路図

【図１５】本実施例の表面電位センサの具体例を示す回
路図

【図１６】本実施例の表面電位センサのプリアンプ回路
の実施例

【図１７】従来の電位センサのブロック図

【図１８】従来の電位センサにおけるプリアンプ回路の
出力信号を示す波形図

【図１９】表面電位センサのセンサ部の概略構成図

【図２０】表面電位センサのセンサ部の等価回路図

【符号の説明】 １ 表面電位センサ ２ 圧電素子 ３ 音叉 ４ 検知電極 ５ センサ部 １２ プリアンプ回路 １３ 増幅回路 １７ 同期検波回路 １８ 積分回路 １９ 高圧増幅回路 ２０ 出力回路 ２１ 電源回路 ３０ 圧電音叉

【手続補正２】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図１

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１】

【手続補正３】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図２

【補正方法】変更

【補正内容】

【図２】

【手続補正４】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図７

【補正方法】変更

【補正内容】

【図７】

【手続補正５】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図８

【補正方法】変更

【補正内容】

【図８】

【手続補正６】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図９

【補正方法】変更

【補正内容】

【図９】

【手続補正７】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図１１

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１１】

【手続補正８】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図１４

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１４】

【手続補正９】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図１５

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１５】

【手続補正１０】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図１６

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１６】

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 圧電音叉及び検知電極を有するセンサ部
   を備えた表面電位センサにおいて、前記圧電音叉を駆動
   する音叉駆動回路と、前記検知電極で受けた交流信号を
   インピーダンス変換するインピーダンス変換回路と、イ
   ンピーダンス変換回路の出力を増幅する増幅回路と、前
   記音叉駆動回路からの信号で前記検知電極からの信号を
   同期検波する同期検波回路と、この同期検波回路の出力
   を平滑する積分回路と、積分回路の出力を昇圧するトラ
   ンスを用いた高圧増幅回路とを有し、前記圧電音叉，検
   知電極，インピーダンス変換回路，増幅回路，同期検波
   回路，積分回路，高圧増幅回路の一次側及び電源供給用
   のトランスを用いた電源回路の２次側及びそのシールド
   を電源からフローティングさせるとともに、前記高圧増
   幅回路の発生電圧を少なくとも前記センサ部のコモング
   ランドに帰還させたことを特徴とする表面電位センサ。