JPH0634688A - 電気信号生成装置 - Google Patents
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- JPH0634688A JPH0634688A JP5090133A JP9013393A JPH0634688A JP H0634688 A JPH0634688 A JP H0634688A JP 5090133 A JP5090133 A JP 5090133A JP 9013393 A JP9013393 A JP 9013393A JP H0634688 A JPH0634688 A JP H0634688A
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- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
- G01R19/0023—Measuring currents or voltages from sources with high internal resistance by means of measuring circuits with high input impedance, e.g. OP-amplifiers
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R1/00—Details of instruments or arrangements of the types included in groups G01R5/00 - G01R13/00 and G01R31/00
- G01R1/30—Structural combination of electric measuring instruments with basic electronic circuits, e.g. with amplifier
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R29/00—Arrangements for measuring or indicating electric quantities not covered by groups G01R19/00 - G01R27/00
- G01R29/12—Measuring electrostatic fields or voltage-potential
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- General Physics & Mathematics (AREA)
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
- Measuring Instrument Details And Bridges, And Automatic Balancing Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は、静電位を測定するための装置に関
し、信頼性の高い静電位を測定するための装置を提供す
ることを目的とする。 【構成】 ＮＭＯＳＦＥＴＱ１は、約０Ｖから少なくと
も−１７００Ｖまでの範囲で動作する高電圧ディプレッ
ション型ＮＭＯＳドライバである。また、約２ＫＶの静
電放電電圧に耐えることのできる保護デバイス２１がＮ
ＭＯＳＦＥＴに包含される。高電圧抵抗Ｒ１及びＲ２
は、少なくとも０Ｖから−１２００Ｖの範囲の電圧で動
作することのできる７．６９Ｍオームの抵抗である。抵
抗Ｒ１及びＲ２は、ＥＳＶの動作温度の範囲で互いに追
従する。
し、信頼性の高い静電位を測定するための装置を提供す
ることを目的とする。 【構成】 ＮＭＯＳＦＥＴＱ１は、約０Ｖから少なくと
も−１７００Ｖまでの範囲で動作する高電圧ディプレッ
ション型ＮＭＯＳドライバである。また、約２ＫＶの静
電放電電圧に耐えることのできる保護デバイス２１がＮ
ＭＯＳＦＥＴに包含される。高電圧抵抗Ｒ１及びＲ２
は、少なくとも０Ｖから−１２００Ｖの範囲の電圧で動
作することのできる７．６９Ｍオームの抵抗である。抵
抗Ｒ１及びＲ２は、ＥＳＶの動作温度の範囲で互いに追
従する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、一般的には静電位を測
定することに関し、より詳細には信頼性の高い静電位を
測定するための装置に関する。
定することに関し、より詳細には信頼性の高い静電位を
測定するための装置に関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】本発明
は、デバイスの入力端子に流入する微小電流によって静
電位を測定することのできるデバイスである。一般的
に、そのようなデバイスは、関連する電圧計アセンブリ
とともに動作するプローブまたはセンサアセンブリを包
含し、その電圧計アセンブリはプローブから信号を受信
して出力信号を生成する。その後に、その出力信号が指
示装置を駆動するのに使用されてもよく、あるいは測定
された静電位の関数としての静電プロセスを制御するの
に使用されてもよい。したがって、本発明の特徴は印刷
技術において、より詳細には、静電写真プロセスを制御
する電子写真再生システムにおいて使用することができ
ることである。これらの静電電圧計すなわちＥＳＶ(ele
ctrostatic voltmeters)は（例えば、感光体のような）
受光体の表面電荷を測定するのに特に良く適しており、
そのことが機械的な特性の自動調節を可能にして高品質
のリプログラフィック（複製）出力を実現する。
は、デバイスの入力端子に流入する微小電流によって静
電位を測定することのできるデバイスである。一般的
に、そのようなデバイスは、関連する電圧計アセンブリ
とともに動作するプローブまたはセンサアセンブリを包
含し、その電圧計アセンブリはプローブから信号を受信
して出力信号を生成する。その後に、その出力信号が指
示装置を駆動するのに使用されてもよく、あるいは測定
された静電位の関数としての静電プロセスを制御するの
に使用されてもよい。したがって、本発明の特徴は印刷
技術において、より詳細には、静電写真プロセスを制御
する電子写真再生システムにおいて使用することができ
ることである。これらの静電電圧計すなわちＥＳＶ(ele
ctrostatic voltmeters)は（例えば、感光体のような）
受光体の表面電荷を測定するのに特に良く適しており、
そのことが機械的な特性の自動調節を可能にして高品質
のリプログラフィック（複製）出力を実現する。
【０００３】以前から、検出プローブすなわち検出電極
は、その電界を正確に測定するために測定される電界に
関して変調されなければならないことが知られていた。
さらに、電極の必要とされる変調を実現する２つの方法
が知られており、その一方は、Vosteen に対する米国特
許第3,921,087 号（1975年11月18日に発行) あるいはBu
chheitに対する米国特許第4,149,119 号（1979年 4月10
日に発行) で説明されるように、電極に及ぶ電界を変調
するために静止電極および振動要素すなわち羽根(vane)
を必要とする。もう１つの方法は、Williamsらに対する
米国特許第3,852,667 号（1974年12月 3日に発行) に開
示されるように、あるいはまた1992年 3月 9日に出願の
A. Werner による米国特許出願第07/848,563号に開示さ
れるように、振動要素の端部に取り付けられた移動電極
を利用するものである。
は、その電界を正確に測定するために測定される電界に
関して変調されなければならないことが知られていた。
さらに、電極の必要とされる変調を実現する２つの方法
が知られており、その一方は、Vosteen に対する米国特
許第3,921,087 号（1975年11月18日に発行) あるいはBu
chheitに対する米国特許第4,149,119 号（1979年 4月10
日に発行) で説明されるように、電極に及ぶ電界を変調
するために静止電極および振動要素すなわち羽根(vane)
を必要とする。もう１つの方法は、Williamsらに対する
米国特許第3,852,667 号（1974年12月 3日に発行) に開
示されるように、あるいはまた1992年 3月 9日に出願の
A. Werner による米国特許出願第07/848,563号に開示さ
れるように、振動要素の端部に取り付けられた移動電極
を利用するものである。
【０００４】ＥＳＶはまた、特徴とされる表面の電位を
表現する信号を生成するために、Williamsによる米国特
許第4,270,090 号（1981年 5月26日に発行) に開示され
る”イオンプローブ”に類似したものを利用してもよ
い。
表現する信号を生成するために、Williamsによる米国特
許第4,270,090 号（1981年 5月26日に発行) に開示され
る”イオンプローブ”に類似したものを利用してもよ
い。
【０００５】さらに、検出電極によって生成される信号
を処理するために多くの方法が知られており、それによ
って、静電界電位の測定を可能にする。いくつかの信号
処理方法が関連する以下の明細書に例示されている。
を処理するために多くの方法が知られており、それによ
って、静電界電位の測定を可能にする。いくつかの信号
処理方法が関連する以下の明細書に例示されている。
【０００６】Seachmanに対する米国特許第3,667,036 号
は、絶縁表面に形成された静電荷の電位を測定するため
の電位計増幅回路を開示する。
は、絶縁表面に形成された静電荷の電位を測定するため
の電位計増幅回路を開示する。
【０００７】Meade に対する米国特許第4,027,240 号
は、規則点弧回路(ordinance firingcircuit)における
電子的な電圧信号を検出するのに使用される電圧計を開
示し、ここでその電圧計は１対の背中合わせに並列接続
された制限ダイオードによって保護される。
は、規則点弧回路(ordinance firingcircuit)における
電子的な電圧信号を検出するのに使用される電圧計を開
示し、ここでその電圧計は１対の背中合わせに並列接続
された制限ダイオードによって保護される。
【０００８】Suzukiに対する米国特許第4,061,983 号
は、バイポーラトランジスタを包含するトランジスタ増
幅器を開示する。
は、バイポーラトランジスタを包含するトランジスタ増
幅器を開示する。
【０００９】Buchheitに対する米国特許第4,149,119 号
は、検査表面に現れる静電荷を検出するためのプローブ
センサを包含する静電電圧計または電位計を示唆する。
は、検査表面に現れる静電荷を検出するためのプローブ
センサを包含する静電電圧計または電位計を示唆する。
【００１０】Eda その他に対する米国特許第4,330,749
号は、光導電性ドラムの表面の静電位を測定するための
電位計装置を示唆する。
号は、光導電性ドラムの表面の静電位を測定するための
電位計装置を示唆する。
【００１１】Vosteen らに対する米国特許第4,853,639
号は、検査表面の電位をモニタするための非接触型の電
位計装置を開示する。
号は、検査表面の電位をモニタするための非接触型の電
位計装置を開示する。
【００１２】Williamsに対する米国特許第4,797,620 号
は、非空間依存型高電圧静電測定装置において高電圧回
路を使用することを取り除いた非接触型静電検出器を開
示する。
は、非空間依存型高電圧静電測定装置において高電圧回
路を使用することを取り除いた非接触型静電検出器を開
示する。
【００１３】Sometaniらに対する米国特許第4,804,922
号およびFolkins に対する米国特許第4,868,907 号の両
方は、静電圧を電流に比例して変換する装置を開示す
る。
号およびFolkins に対する米国特許第4,868,907 号の両
方は、静電圧を電流に比例して変換する装置を開示す
る。
【００１４】Williamsに対する米国特許第4,878,017 号
は、検出器の電極と測定された表面との間の容量または
静電界の変調周波数に依存しない応答速度を有する非接
触型静電圧ホロワを示唆する。
は、検出器の電極と測定された表面との間の容量または
静電界の変調周波数に依存しない応答速度を有する非接
触型静電圧ホロワを示唆する。
【００１５】Wilsonに対する米国特許第4,973,910 号
は、静電圧をそれに比例した電流に変換するのに使用さ
れるセンサとして電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を組
み込んだ静電アナライザを示唆する。
は、静電圧をそれに比例した電流に変換するのに使用さ
れるセンサとして電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を組
み込んだ静電アナライザを示唆する。
【００１６】本発明は、単一の集積回路に提供される高
電圧素子を用いた静電電圧計のレイアウトを備え、それ
によって、静電電圧計の製造構成における個々に分離し
た素子の必要性を減少させるものである。単一の集積回
路に高電圧素子を提供することによって、それらの素子
の性能および信頼性もまた改善される。さらに、高電圧
集積回路素子は、接触型および非接触型静電電圧計のい
ずれにも使用することができる。
電圧素子を用いた静電電圧計のレイアウトを備え、それ
によって、静電電圧計の製造構成における個々に分離し
た素子の必要性を減少させるものである。単一の集積回
路に高電圧素子を提供することによって、それらの素子
の性能および信頼性もまた改善される。さらに、高電圧
集積回路素子は、接触型および非接触型静電電圧計のい
ずれにも使用することができる。
【００１７】
【課題を解決するための手段及び作用】本発明の一態様
は、表面の静電位に比例した電気的な信号を生成する装
置であって、表面の静電位を表現する電圧信号を生成す
る検出手段と、電源の電位を生成するように適合された
高電圧電源と、表面の静電位と電源の電位との間の差分
に比例した電流信号を生成するために前記検出手段と前
記高電圧電源とを結合する高電圧回路と、電流信号を表
面の静電位と電源の電位との間の差分を指示する電圧信
号に変換するために高電圧回路に接続された増幅器と、
を備える。本発明によれば、表面に存在する静電位に比
例して修正（変調）された低電圧電気信号を生成する装
置が提供される。その装置は、表面の静電位を表現する
電圧信号を生成するセンサと、高電圧電源電位と、セン
サおよび高電圧電位に接続される高電圧回路とを備え、
それによって表面電位と高電圧電源電位との間の差分に
比例した電流信号が生成される。その装置はまた、高電
圧回路によって出力される電流信号出力を検査表面電位
を指示する低電圧信号に変換するために、高電圧回路の
出力に接続される増幅器を備える。
は、表面の静電位に比例した電気的な信号を生成する装
置であって、表面の静電位を表現する電圧信号を生成す
る検出手段と、電源の電位を生成するように適合された
高電圧電源と、表面の静電位と電源の電位との間の差分
に比例した電流信号を生成するために前記検出手段と前
記高電圧電源とを結合する高電圧回路と、電流信号を表
面の静電位と電源の電位との間の差分を指示する電圧信
号に変換するために高電圧回路に接続された増幅器と、
を備える。本発明によれば、表面に存在する静電位に比
例して修正（変調）された低電圧電気信号を生成する装
置が提供される。その装置は、表面の静電位を表現する
電圧信号を生成するセンサと、高電圧電源電位と、セン
サおよび高電圧電位に接続される高電圧回路とを備え、
それによって表面電位と高電圧電源電位との間の差分に
比例した電流信号が生成される。その装置はまた、高電
圧回路によって出力される電流信号出力を検査表面電位
を指示する低電圧信号に変換するために、高電圧回路の
出力に接続される増幅器を備える。
【００１８】
【実施例】本発明の静電電圧計の一般的な理解のために
図面の参照がなされる。図面においては同様の英数字の
参照符号が全図面を通して同一の要素を指示するように
使用される。図１は接触型および非接触型静電電圧計の
具体例に用いられる簡単化された電気回路を示す。ＮＭ
ＯＳＦＥＴＱ１は、約 0Ｖから少なくとも -1700Ｖまで
の範囲で動作する高電圧ディプレション型ＮＭＯＳドラ
イバである。また、約 2ＫＶの静電放電電圧に耐えるこ
とのできる保護デバイス２１がＮＭＯＳＦＥＴに包含さ
れる。この実施例においては、高電圧抵抗Ｒ１およびＲ
２は、少なくとも 0Ｖから-1200 Ｖの範囲の電圧で動作
することのできる7.69ＭΩの抵抗である。さらに、抵抗
Ｒ１およびＲ２はＥＳＶの動作温度の範囲でお互いに追
従するように設計される。一般的に、高電圧抵抗は薄膜
集積回路抵抗であってもよい。
図面の参照がなされる。図面においては同様の英数字の
参照符号が全図面を通して同一の要素を指示するように
使用される。図１は接触型および非接触型静電電圧計の
具体例に用いられる簡単化された電気回路を示す。ＮＭ
ＯＳＦＥＴＱ１は、約 0Ｖから少なくとも -1700Ｖまで
の範囲で動作する高電圧ディプレション型ＮＭＯＳドラ
イバである。また、約 2ＫＶの静電放電電圧に耐えるこ
とのできる保護デバイス２１がＮＭＯＳＦＥＴに包含さ
れる。この実施例においては、高電圧抵抗Ｒ１およびＲ
２は、少なくとも 0Ｖから-1200 Ｖの範囲の電圧で動作
することのできる7.69ＭΩの抵抗である。さらに、抵抗
Ｒ１およびＲ２はＥＳＶの動作温度の範囲でお互いに追
従するように設計される。一般的に、高電圧抵抗は薄膜
集積回路抵抗であってもよい。
【００１９】動作において、約 -1200Ｖの範囲での高電
圧がセンサ（図示されない）によって検出され、入力ラ
イン２０を介して図１の回路に供給される。高電圧抵抗
Ｒ１とともにＮＭＯＳＦＥＴＱ１がソースホロワを形成
し、そこでは、ソースホロワを介しての電流がＱ１のゲ
ート（または、入力電圧）と高電圧電源の電位つまり−
ＨＶとの間の電位差の大きさを表す。図１に示される実
施例は”浮動状態の(floating)”構成であり、そこで
は、図４（Ｂ）に示されるように高電圧素子が基板とと
もに浮動状態であることに注意されたい。−ＨＶとして
示される高電圧電源は、たとえデバイスが一般に約 -12
00Ｖの電圧を測定するように動作させられるとしても、
測定されるもっとも負極性である電圧よりいくぶん負極
性ではあるが約-1700 Ｖのデバイス定格の範囲内である
電位を提供することのできるいかなる適切な電源であっ
てもよい。高電圧電源に要求される最大電流は並列抵抗
Ｒ１およびＲ２によって決定され、それは一般的な動作
範囲に対しては 500μＡより小さい。高電圧電源に要求
される電流は小さいので、Folkins によって米国特許第
4,868,907 号（1989年 9月19日に発行）に記述されるよ
うに、高電圧基準電位の電源としてスコロトロン（ｓｃ
ｏｒｏｔｒｏｎ）グリッドが使用されてもよい。
圧がセンサ（図示されない）によって検出され、入力ラ
イン２０を介して図１の回路に供給される。高電圧抵抗
Ｒ１とともにＮＭＯＳＦＥＴＱ１がソースホロワを形成
し、そこでは、ソースホロワを介しての電流がＱ１のゲ
ート（または、入力電圧）と高電圧電源の電位つまり−
ＨＶとの間の電位差の大きさを表す。図１に示される実
施例は”浮動状態の(floating)”構成であり、そこで
は、図４（Ｂ）に示されるように高電圧素子が基板とと
もに浮動状態であることに注意されたい。−ＨＶとして
示される高電圧電源は、たとえデバイスが一般に約 -12
00Ｖの電圧を測定するように動作させられるとしても、
測定されるもっとも負極性である電圧よりいくぶん負極
性ではあるが約-1700 Ｖのデバイス定格の範囲内である
電位を提供することのできるいかなる適切な電源であっ
てもよい。高電圧電源に要求される最大電流は並列抵抗
Ｒ１およびＲ２によって決定され、それは一般的な動作
範囲に対しては 500μＡより小さい。高電圧電源に要求
される電流は小さいので、Folkins によって米国特許第
4,868,907 号（1989年 9月19日に発行）に記述されるよ
うに、高電圧基準電位の電源としてスコロトロン（ｓｃ
ｏｒｏｔｒｏｎ）グリッドが使用されてもよい。
【００２０】また、整合(matched) トランジスタＱ２お
よびＱ３は１：１の電流ミラーを形成し、そこでは、ト
ランジスタＱ３からの電流ｉ1 がトランジスタＱ２での
電流に追従し、そのＱ２での電流はまたＮＭＯＳＦＥＴ
Ｑ１からの電流となる。それと同時に、高電圧抵抗Ｒ２
での電流ｉ2 が高電圧電源の電圧の大きさを表す。した
がって、抵抗Ｒ２からの電流とトランジスタＱ３からの
電流との間の差分すなわちｉ1 −ｉ2 がライン２０の入
力電圧の正確な大きさである。この差分電流（ｉ1 −ｉ
2 ）が抵抗Ｒｆｂを介して増幅器２２によって供給され
るので、増幅器２２の出力はまた入力電圧の大きさを表
す。より明確には、ＥＳＶによって必要とされる非常に
高い入力インピーダンスを保持するとともに、また測定
されている静電位にほぼ等しい電圧において浮動状態で
あるいかなる低電圧電源をも必要とすることもなく、Ｎ
ＭＯＳＦＥＴＱ１および電流ミラーシステムＱ２−Ｑ３
が接地電位において高電圧入力を低電圧出力に変換して
いる。
よびＱ３は１：１の電流ミラーを形成し、そこでは、ト
ランジスタＱ３からの電流ｉ1 がトランジスタＱ２での
電流に追従し、そのＱ２での電流はまたＮＭＯＳＦＥＴ
Ｑ１からの電流となる。それと同時に、高電圧抵抗Ｒ２
での電流ｉ2 が高電圧電源の電圧の大きさを表す。した
がって、抵抗Ｒ２からの電流とトランジスタＱ３からの
電流との間の差分すなわちｉ1 −ｉ2 がライン２０の入
力電圧の正確な大きさである。この差分電流（ｉ1 −ｉ
2 ）が抵抗Ｒｆｂを介して増幅器２２によって供給され
るので、増幅器２２の出力はまた入力電圧の大きさを表
す。より明確には、ＥＳＶによって必要とされる非常に
高い入力インピーダンスを保持するとともに、また測定
されている静電位にほぼ等しい電圧において浮動状態で
あるいかなる低電圧電源をも必要とすることもなく、Ｎ
ＭＯＳＦＥＴＱ１および電流ミラーシステムＱ２−Ｑ３
が接地電位において高電圧入力を低電圧出力に変換して
いる。
【００２１】Ｒ１、Ｒ２、およびＲｆｂの抵抗比を回路
に対する約 0°Ｃ〜50°Ｃの動作温度範囲に非常に厳密
に追従させることによって、ライン２４の増幅器２２に
よって出力される電圧がその温度範囲で入力ライン２０
に現れる入力電圧の電圧を正確かつ確実に追跡する。図
１に示される基本的な回路はまた抵抗ＲZ を通って流れ
る電流ＩZ によって表現される零点回路を包含し、それ
によって出力範囲を零点調整位置にシフトする。抵抗Ｒ
ｆｂによるように、抵抗ＲZ の温度変化に対する応答は
高電圧抵抗Ｒ１およびＲ２の応答を正確に追従しなけれ
ばならないことに注意されたい。スパン抵抗ＲS1および
ＲS2を含む標準的なスパン調整回路が増幅器２２の出力
とグランドとの間に接続される。スパン調整回路は並列
抵抗ＲS1およびＲS2がＲfbより非常に小さいことを必要
とする。加えて、同一の高電圧集積回路にＲ１、Ｒ２、
ＲZ 、およびＲfbを組み立てることが非常に望ましい。
別の方法として、Ｒ１、Ｒ２、ＲZ 、およびＲｆｂの代
わりに薄膜抵抗の外部整合回路が使用されてもよい。
に対する約 0°Ｃ〜50°Ｃの動作温度範囲に非常に厳密
に追従させることによって、ライン２４の増幅器２２に
よって出力される電圧がその温度範囲で入力ライン２０
に現れる入力電圧の電圧を正確かつ確実に追跡する。図
１に示される基本的な回路はまた抵抗ＲZ を通って流れ
る電流ＩZ によって表現される零点回路を包含し、それ
によって出力範囲を零点調整位置にシフトする。抵抗Ｒ
ｆｂによるように、抵抗ＲZ の温度変化に対する応答は
高電圧抵抗Ｒ１およびＲ２の応答を正確に追従しなけれ
ばならないことに注意されたい。スパン抵抗ＲS1および
ＲS2を含む標準的なスパン調整回路が増幅器２２の出力
とグランドとの間に接続される。スパン調整回路は並列
抵抗ＲS1およびＲS2がＲfbより非常に小さいことを必要
とする。加えて、同一の高電圧集積回路にＲ１、Ｒ２、
ＲZ 、およびＲfbを組み立てることが非常に望ましい。
別の方法として、Ｒ１、Ｒ２、ＲZ 、およびＲｆｂの代
わりに薄膜抵抗の外部整合回路が使用されてもよい。
【００２２】もう１つの方法として、そして一般に知ら
れた方法として、ここに記述された実施例で使用される
電流ミラーシステムは適切なオペレーション増幅器−抵
抗システムに置き換えられてもよい。しかしながら、そ
のような置き換えはまた、それぞれの実施例で例示され
るＥＳＶ回路により大きな複雑さを相当にもたらすこと
に注意することが重要である。
れた方法として、ここに記述された実施例で使用される
電流ミラーシステムは適切なオペレーション増幅器−抵
抗システムに置き換えられてもよい。しかしながら、そ
のような置き換えはまた、それぞれの実施例で例示され
るＥＳＶ回路により大きな複雑さを相当にもたらすこと
に注意することが重要である。
【００２３】つぎに図２を参照すると、ここでは接触型
静電電圧計４０の詳細を示し、それは、電荷をその部分
に保持するのに適した光導電性部材またはそれに類似す
る部材である絶縁表面４２が導電性部材４４に接触す
る。理想的には、電位を減少させることなく、またはそ
の部分に存在する電荷のいかなるパターンをも再分配す
ることなく、導電性部材４４は表面４２に存在する静電
位と結合することができる。ある実施例では、米国特許
第4,270,090 号においてWilliamsによって記述されるよ
うに部材４４はイオンプローブであってもよく、そこで
は、測定されるべき電位に応答してイオン電流が生成さ
れる。もう１つの実施例では、導電性部材４４はブラシ
であってもよく、そのブラシ内の炭素繊維が表面４２の
ブラシによって接触される電荷に対する適切な経路とし
て作用する。炭素繊維は接触型静電電圧計４０への入力
である共通接続２０で結合される。ブラシの炭素繊維が
お互いから絶縁される場合、有効並列繊維接触は一般的
には約 5×108 Ωcmの高い電気的な抵抗を現し、そして
画像の再分配あるいはスメアーが存在しない。しかしな
がら、例えば帯電動作の直後および露光の直前に光導電
性表面の電荷の再分配の心配がない場合には、炭素繊維
を絶縁することなくより低い抵抗のブラシ接触が用いら
れてもよい。
静電電圧計４０の詳細を示し、それは、電荷をその部分
に保持するのに適した光導電性部材またはそれに類似す
る部材である絶縁表面４２が導電性部材４４に接触す
る。理想的には、電位を減少させることなく、またはそ
の部分に存在する電荷のいかなるパターンをも再分配す
ることなく、導電性部材４４は表面４２に存在する静電
位と結合することができる。ある実施例では、米国特許
第4,270,090 号においてWilliamsによって記述されるよ
うに部材４４はイオンプローブであってもよく、そこで
は、測定されるべき電位に応答してイオン電流が生成さ
れる。もう１つの実施例では、導電性部材４４はブラシ
であってもよく、そのブラシ内の炭素繊維が表面４２の
ブラシによって接触される電荷に対する適切な経路とし
て作用する。炭素繊維は接触型静電電圧計４０への入力
である共通接続２０で結合される。ブラシの炭素繊維が
お互いから絶縁される場合、有効並列繊維接触は一般的
には約 5×108 Ωcmの高い電気的な抵抗を現し、そして
画像の再分配あるいはスメアーが存在しない。しかしな
がら、例えば帯電動作の直後および露光の直前に光導電
性表面の電荷の再分配の心配がない場合には、炭素繊維
を絶縁することなくより低い抵抗のブラシ接触が用いら
れてもよい。
【００２４】接触部材に加えて、図２はまた高電圧ＰＮ
Ｐ型トランジスタＱ４の追加を示しており、それは接触
型ＥＳＶにとって非常に有益である。トランジスタＱ４
は高電圧ＰＮＰ構造基板であり、典型的に約 -1200Ｖの
電位であるが、ほぼ 0Ｖから少なくとも -1250Ｖまでの
範囲で動作することができる。接触型ＥＳＶにおいて、
高電圧ＰＮＰ型トランジスタＱ４は複合ダーリントン
（Ｄａｒｌｉｎｇｔｏｎ）増幅器構成、すなわちトラン
ジスタＱ１およびＱ４を用いた回路構成４６を可能とす
る。高電圧ＮＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート−ソース間の電
圧変化を最小にするように、トランジスタＱ４のこの高
い共通エミッタ電流利得（β≒ 100）が効果的にトラン
ジスタＱ１のソースをブートストラップし、それによっ
て、回路４０の実効入力キャパシタンスを最小にする。
Ｐ型トランジスタＱ４の追加を示しており、それは接触
型ＥＳＶにとって非常に有益である。トランジスタＱ４
は高電圧ＰＮＰ構造基板であり、典型的に約 -1200Ｖの
電位であるが、ほぼ 0Ｖから少なくとも -1250Ｖまでの
範囲で動作することができる。接触型ＥＳＶにおいて、
高電圧ＰＮＰ型トランジスタＱ４は複合ダーリントン
（Ｄａｒｌｉｎｇｔｏｎ）増幅器構成、すなわちトラン
ジスタＱ１およびＱ４を用いた回路構成４６を可能とす
る。高電圧ＮＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート−ソース間の電
圧変化を最小にするように、トランジスタＱ４のこの高
い共通エミッタ電流利得（β≒ 100）が効果的にトラン
ジスタＱ１のソースをブートストラップし、それによっ
て、回路４０の実効入力キャパシタンスを最小にする。
【００２５】ここで図３を参照すると、それは非接触型
静電電圧計６０の詳細を示し、矢印６３の方向に振動す
る羽根６４あるいは類似のセンサ遮蔽機構を有する変調
器６２が使用されてセンサ電極６６によって受信される
信号を変調する。動作において、変調器６２は、絶縁表
面４２の表面に存在する静電界に関してセンサ電極６６
の露出を周期的に遮蔽する。非接触型ＥＳＶに関して一
般に知られているように、センサ電極６６からの信号は
電極６６と受光体のような表面４２との間の容量結合を
物理的に変調することによって実際に生成される。１つ
の変調方法が図３に例示されるが、容量結合関係の変調
を実現するための多くの方法が知られている。この変調
はＮＭＯＳ電界効果トランジスタのゲートまたは回路の
入力ライン２０で変調された電圧を生成することとな
る。
静電電圧計６０の詳細を示し、矢印６３の方向に振動す
る羽根６４あるいは類似のセンサ遮蔽機構を有する変調
器６２が使用されてセンサ電極６６によって受信される
信号を変調する。動作において、変調器６２は、絶縁表
面４２の表面に存在する静電界に関してセンサ電極６６
の露出を周期的に遮蔽する。非接触型ＥＳＶに関して一
般に知られているように、センサ電極６６からの信号は
電極６６と受光体のような表面４２との間の容量結合を
物理的に変調することによって実際に生成される。１つ
の変調方法が図３に例示されるが、容量結合関係の変調
を実現するための多くの方法が知られている。この変調
はＮＭＯＳ電界効果トランジスタのゲートまたは回路の
入力ライン２０で変調された電圧を生成することとな
る。
【００２６】図３の非接触型の実施例において、抵抗Ｒ
１を通る電流はここでは２つの電源つまり高電圧ＮＭＯ
ＳＦＥＴＱ１および高電圧ＰＮＰ型トランジスタＱ４に
よって供給されることに注意することが重要である。そ
のＮＭＯＳＦＥＴは”僅かに”ディプレッション型（モ
ード）であるように設計され、例えば、Ｖgsはほぼ 0Ｖ
に等しくかつＱ１はそれを通る小さな量の電流を有し、
それによってＱ１を”能動状態”にする。したがって、
トランジスタＱ１のゲートにおける信号の変調は高電圧
ＮＭＯＳＦＥＴを通る電流を変調することにもなる。
１を通る電流はここでは２つの電源つまり高電圧ＮＭＯ
ＳＦＥＴＱ１および高電圧ＰＮＰ型トランジスタＱ４に
よって供給されることに注意することが重要である。そ
のＮＭＯＳＦＥＴは”僅かに”ディプレッション型（モ
ード）であるように設計され、例えば、Ｖgsはほぼ 0Ｖ
に等しくかつＱ１はそれを通る小さな量の電流を有し、
それによってＱ１を”能動状態”にする。したがって、
トランジスタＱ１のゲートにおける信号の変調は高電圧
ＮＭＯＳＦＥＴを通る電流を変調することにもなる。
【００２７】図３の非接触型ＥＳＶと上述された実施例
との間のもう１つの差異は、トランジスタＱ５が抵抗６
８に電流を流してコンデンサ７０を介してＡＣ信号処理
ブロック７２に結合されるように、あるいはトランジス
タＱ５がＡＣ信号処理ブロック７２から”ＤＣ減結合さ
れる”ように、電流ミラーシステムＱ２−Ｑ３にトラン
ジスタＱ５を追加したことである。信号の交流（ＡＣ）
部分、例えば、センサ電極６６の変調による部分、は変
調されるセンサ装置を用いたＥＳＶに関して一般に知ら
れた方法によって処理される。一般に、信号の交流部分
は増幅され、復調され、そしてブロック７２によって積
算される。ＮＭＯＳＦＥＴＱ１およびミラーシステムＱ
２−Ｑ５はこのＡＣ信号処理をグランド電位に効率的に
シフトすることにも注意されたい。加えて、ＡＣ信号処
理ブロック７２は動的に制限される増幅器を用いてもよ
い。
との間のもう１つの差異は、トランジスタＱ５が抵抗６
８に電流を流してコンデンサ７０を介してＡＣ信号処理
ブロック７２に結合されるように、あるいはトランジス
タＱ５がＡＣ信号処理ブロック７２から”ＤＣ減結合さ
れる”ように、電流ミラーシステムＱ２−Ｑ３にトラン
ジスタＱ５を追加したことである。信号の交流（ＡＣ）
部分、例えば、センサ電極６６の変調による部分、は変
調されるセンサ装置を用いたＥＳＶに関して一般に知ら
れた方法によって処理される。一般に、信号の交流部分
は増幅され、復調され、そしてブロック７２によって積
算される。ＮＭＯＳＦＥＴＱ１およびミラーシステムＱ
２−Ｑ５はこのＡＣ信号処理をグランド電位に効率的に
シフトすることにも注意されたい。加えて、ＡＣ信号処
理ブロック７２は動的に制限される増幅器を用いてもよ
い。
【００２８】処理に続いて、積算された信号がブロック
７２から出力され、Ｑ４のコレクタ電流を抵抗Ｒ１に供
給するＰＮＰ型トランジスタＱ４のベースに供給され、
それによって、ＮＭＯＳＦＥＴＱ１のソース（およびゲ
ート）を変調されている入力信号の直流（ＤＣ）の値に
追従させるのに必要な高電圧ＤＣフィードバックを提供
する。ここでは、電流ミラーＱ２−Ｑ３がＮＭＯＳＦＥ
ＴＱ１の電流を増幅器２２の加算ノードに供給し、かつ
電流ミラーＱ７−Ｑ８がそのエミッタ電流つまりＰＮＰ
型トランジスタＱ４のコレクタ電流を供給するように、
抵抗Ｒ１を介しての電流が高電圧ＮＭＯＳＦＥＴＱ１と
ＰＮＰ型トランジスタＱ４との両方から供給されること
を除いて上述された実施例に関して説明されたように出
力信号が正確に得られる。当業者には一般に知られては
いるが、図示された電流ミラーシステムは例示の目的の
ために簡単化されており、また非接触型ＥＳＶの実施例
で用いられる実際の電流ミラーシステムは相当により複
雑であることに注意されたい。例えば、電流ミラーは、
他の特徴の中でもとりわけ、ＰＮＰ型トランジスタＱ４
のベース電流を補償するための手段を備える。
７２から出力され、Ｑ４のコレクタ電流を抵抗Ｒ１に供
給するＰＮＰ型トランジスタＱ４のベースに供給され、
それによって、ＮＭＯＳＦＥＴＱ１のソース（およびゲ
ート）を変調されている入力信号の直流（ＤＣ）の値に
追従させるのに必要な高電圧ＤＣフィードバックを提供
する。ここでは、電流ミラーＱ２−Ｑ３がＮＭＯＳＦＥ
ＴＱ１の電流を増幅器２２の加算ノードに供給し、かつ
電流ミラーＱ７−Ｑ８がそのエミッタ電流つまりＰＮＰ
型トランジスタＱ４のコレクタ電流を供給するように、
抵抗Ｒ１を介しての電流が高電圧ＮＭＯＳＦＥＴＱ１と
ＰＮＰ型トランジスタＱ４との両方から供給されること
を除いて上述された実施例に関して説明されたように出
力信号が正確に得られる。当業者には一般に知られては
いるが、図示された電流ミラーシステムは例示の目的の
ために簡単化されており、また非接触型ＥＳＶの実施例
で用いられる実際の電流ミラーシステムは相当により複
雑であることに注意されたい。例えば、電流ミラーは、
他の特徴の中でもとりわけ、ＰＮＰ型トランジスタＱ４
のベース電流を補償するための手段を備える。
【００２９】詳細に例示されなかったが、接触型および
非接触型のＥＳＶの実施例で記述された低電圧素子、そ
れは電流ミラーＱ２−Ｑ３および増幅器２２を含むが、
は 5ＶのＣＭＯＳの製造プロセスを用いて実現される１
つの低電圧ＩＣ上に提供される。低電圧ＩＣはまた、上
述された実施例での出力２４で測定される電圧の最小ま
たは最大の値のいずれかを追従しかつホールドするＭｉ
ｎ／Ｍａｘ回路を有する。最小／最大（Ｍｉｎ／Ｍａ
ｘ）の選択は単一のディジタル入力信号の”選択”を介
してなされ、一方、最小／最大のリセットはまたディジ
タル入力信号の”リセット”を介してなされる。ディジ
タル入力信号の”選択”および”リセット”のいずれも
が”オープンコレクタ(open collector)”と互換性があ
り、またそれと動作的に関連する内部のプルアップ抵抗
を有する。さらに、通常の”連続”出力つまりライン２
４および最小／最大の出力のいずれもがバッファされ、
かつ10ｎＦまでの容量性負荷を駆動することができる。
非接触型のＥＳＶの実施例で記述された低電圧素子、そ
れは電流ミラーＱ２−Ｑ３および増幅器２２を含むが、
は 5ＶのＣＭＯＳの製造プロセスを用いて実現される１
つの低電圧ＩＣ上に提供される。低電圧ＩＣはまた、上
述された実施例での出力２４で測定される電圧の最小ま
たは最大の値のいずれかを追従しかつホールドするＭｉ
ｎ／Ｍａｘ回路を有する。最小／最大（Ｍｉｎ／Ｍａ
ｘ）の選択は単一のディジタル入力信号の”選択”を介
してなされ、一方、最小／最大のリセットはまたディジ
タル入力信号の”リセット”を介してなされる。ディジ
タル入力信号の”選択”および”リセット”のいずれも
が”オープンコレクタ(open collector)”と互換性があ
り、またそれと動作的に関連する内部のプルアップ抵抗
を有する。さらに、通常の”連続”出力つまりライン２
４および最小／最大の出力のいずれもがバッファされ、
かつ10ｎＦまでの容量性負荷を駆動することができる。
【００３０】図４（Ａ）および図４（Ｂ）に示されるよ
うに、ＥＳＶの高電圧素子は、高電圧ＮＭＯＳＦＥＴＱ
１および高電圧ＰＮＰ型トランジスタＱ４を含んだ単一
の集積回路（ＩＣ）９０に包含される。同様にＩＣに含
まれるものに、非接触型ＥＳＶに使用される高電圧ダイ
オード９２と、精密に追従する抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒｆ
ｂ、およびＲZ とがある。以前の実施例とともに説明さ
れてはいないが、高電圧ＩＣ９０はまたタッピング抵抗
対Ｒａ１とＲａ２及びＲｂ１とＲｂ２を包含し、そのそ
れぞれが約 190Ωの抵抗を有する。これらの付加的な抵
抗は異なった個所でのタッピングを可能にしてＲ１とＲ
２に関連する全体的な抵抗を変更する。
うに、ＥＳＶの高電圧素子は、高電圧ＮＭＯＳＦＥＴＱ
１および高電圧ＰＮＰ型トランジスタＱ４を含んだ単一
の集積回路（ＩＣ）９０に包含される。同様にＩＣに含
まれるものに、非接触型ＥＳＶに使用される高電圧ダイ
オード９２と、精密に追従する抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒｆ
ｂ、およびＲZ とがある。以前の実施例とともに説明さ
れてはいないが、高電圧ＩＣ９０はまたタッピング抵抗
対Ｒａ１とＲａ２及びＲｂ１とＲｂ２を包含し、そのそ
れぞれが約 190Ωの抵抗を有する。これらの付加的な抵
抗は異なった個所でのタッピングを可能にしてＲ１とＲ
２に関連する全体的な抵抗を変更する。
【００３１】支援する抵抗およびコンデンサとともに、
低電圧ＩＣ（図示されない）および高電圧ＩＣ９０が単
一のセラミックハイブリッド基板に構成されてもよい。
低電圧素子のための電力は24Ｖの電源（図示されない）
から供給され、低電圧ＩＣの内部シャントレギュレータ
が低電圧電力を制御する。他方、高電圧電力は、図１に
関して上述されたようにスコロトロングリッドの電源か
ら供給される。
低電圧ＩＣ（図示されない）および高電圧ＩＣ９０が単
一のセラミックハイブリッド基板に構成されてもよい。
低電圧素子のための電力は24Ｖの電源（図示されない）
から供給され、低電圧ＩＣの内部シャントレギュレータ
が低電圧電力を制御する。他方、高電圧電力は、図１に
関して上述されたようにスコロトロングリッドの電源か
ら供給される。
【００３２】ここで図５を参照すると、それは接触型Ｅ
ＳＶのための別の実施例を示し、ＮＭＯＳＦＥＴＱ１が
陽極性（正）電圧を検出するＥＳＶを提供するのに使用
される。Ｑ１は再びソースフォロワとして接続される
が、ここでは、Ｑ１のソース（およびドレイン）電流が
ゲート電圧つまり入力電圧の大きさ（尺度）を表すよう
に抵抗Ｒ１が本質的にグランドとして参照されるととも
に、ドレインが高電圧電源に接続される。したがって、
図１での回路の並列な高電圧の辺の必要性が取り除かれ
る。以前のように、トランジスタＱ１およびＱ２によっ
て形成される電流ミラーは増幅器２２の非反転入力への
ソース電流を”鏡像化する”のである。この電流は、増
幅器２２の出力電圧が入力２０での入力電圧の大きさを
表すように、再度抵抗Ｒｆｂを介して増幅器の出力によ
って供給される。
ＳＶのための別の実施例を示し、ＮＭＯＳＦＥＴＱ１が
陽極性（正）電圧を検出するＥＳＶを提供するのに使用
される。Ｑ１は再びソースフォロワとして接続される
が、ここでは、Ｑ１のソース（およびドレイン）電流が
ゲート電圧つまり入力電圧の大きさ（尺度）を表すよう
に抵抗Ｒ１が本質的にグランドとして参照されるととも
に、ドレインが高電圧電源に接続される。したがって、
図１での回路の並列な高電圧の辺の必要性が取り除かれ
る。以前のように、トランジスタＱ１およびＱ２によっ
て形成される電流ミラーは増幅器２２の非反転入力への
ソース電流を”鏡像化する”のである。この電流は、増
幅器２２の出力電圧が入力２０での入力電圧の大きさを
表すように、再度抵抗Ｒｆｂを介して増幅器の出力によ
って供給される。
【００３３】図６（Ａ）および図６（Ｂ）に示されるさ
らに別の実施例においては、負極性（負）電位を測定す
るために図１のＮＭＯＳＦＥＴに基づいた回路によって
使用された方法と同様の方法で、それぞれ、陽極性電圧
を検出する接触型および非接触型の静電電圧計を実現す
るのに高電圧Ｐ型金属─酸化膜─半導体電界効果トラン
ジスタ（ＰＭＯＳＦＥＴ）が用いられてもよい。図６
（Ａ）および図６（Ｂ）において、高電圧ＰＭＯＳＦＥ
Ｔは参照番号Ｔ１によって指示される。図６（Ａ）に示
される接触型ＥＳＶにおいて、増幅器２２へ入力される
電流を生成するために１対の電流ミラーＱ２−Ｑ３およ
びＱ８−Ｑ９が使用される。上述されたように、基準電
位ＶREF が増幅器の陽極性の入力に印加される。図示は
されないが、基準電圧は以前に記述されたような零点回
路を用いて提供される。増幅器２２の負極性の入力に適
用されるのは入力電圧の大きさを表す電流であり、その
電流はライン２０の入力電位と＋ＨＶの電位との間の差
分の関数として生成される。再度繰り返すと、ライン２
４に提供される増幅器２２から出力される信号は電位に
おける差分の特性表示（特徴化）であり入力電位の大き
さを表すのに使用されてもよい。
らに別の実施例においては、負極性（負）電位を測定す
るために図１のＮＭＯＳＦＥＴに基づいた回路によって
使用された方法と同様の方法で、それぞれ、陽極性電圧
を検出する接触型および非接触型の静電電圧計を実現す
るのに高電圧Ｐ型金属─酸化膜─半導体電界効果トラン
ジスタ（ＰＭＯＳＦＥＴ）が用いられてもよい。図６
（Ａ）および図６（Ｂ）において、高電圧ＰＭＯＳＦＥ
Ｔは参照番号Ｔ１によって指示される。図６（Ａ）に示
される接触型ＥＳＶにおいて、増幅器２２へ入力される
電流を生成するために１対の電流ミラーＱ２−Ｑ３およ
びＱ８−Ｑ９が使用される。上述されたように、基準電
位ＶREF が増幅器の陽極性の入力に印加される。図示は
されないが、基準電圧は以前に記述されたような零点回
路を用いて提供される。増幅器２２の負極性の入力に適
用されるのは入力電圧の大きさを表す電流であり、その
電流はライン２０の入力電位と＋ＨＶの電位との間の差
分の関数として生成される。再度繰り返すと、ライン２
４に提供される増幅器２２から出力される信号は電位に
おける差分の特性表示（特徴化）であり入力電位の大き
さを表すのに使用されてもよい。
【００３４】上述された図３の非接触型ＥＳＶに類似し
て、陽極性を検出する図６（Ｂ）の非接触型ＥＳＶは、
入力ライン２０に提供される変調された（ＡＣ）信号を
処理するのに適したデバイスを備える。図３のＮＭＯＳ
ＦＥＴＱ１が変調されたセンサからの入力を受信するの
に用いられたように、図６（Ｂ）の陽極性電位を検出す
る実施例でもＰＭＯＳＦＥＴＴ１が使用される。また、
電流を鏡像化する２つのトランジスタシステムＱ２−Ｑ
３−Ｑ８−Ｑ９およびＱ６−Ｑ７が、増幅器２２に入力
される入力電位を表現する電流を提供するために再び使
用される。図３に関して上述された方法と同様の方法で
変調された信号を処理するのに必要なデバイスがさらに
包含され、ＡＣ信号処理ブロック７２とトランジスタＱ
４、Ｑ５、Ｑ６、およびＱ７とを含む。
て、陽極性を検出する図６（Ｂ）の非接触型ＥＳＶは、
入力ライン２０に提供される変調された（ＡＣ）信号を
処理するのに適したデバイスを備える。図３のＮＭＯＳ
ＦＥＴＱ１が変調されたセンサからの入力を受信するの
に用いられたように、図６（Ｂ）の陽極性電位を検出す
る実施例でもＰＭＯＳＦＥＴＴ１が使用される。また、
電流を鏡像化する２つのトランジスタシステムＱ２−Ｑ
３−Ｑ８−Ｑ９およびＱ６−Ｑ７が、増幅器２２に入力
される入力電位を表現する電流を提供するために再び使
用される。図３に関して上述された方法と同様の方法で
変調された信号を処理するのに必要なデバイスがさらに
包含され、ＡＣ信号処理ブロック７２とトランジスタＱ
４、Ｑ５、Ｑ６、およびＱ７とを含む。
【００３５】最後に図７の概略図を参照すると、それは
両極性静電電圧計回路の基本的な素子を示し、高電圧Ｐ
ＭＯＳＦＥＴＴ２およびＴ３が電流ミラーを提供するの
に使用されるとともに高電圧ＮＭＯＳＦＥＴＱ１がライ
ン２０に提供される入力信号とのインタフェースに使用
される。回路の動作は図１に関して上述した動作と同様
であり、そこでは入力電位と高電圧電源の電位との間の
差分に応答して電流が回路の第２の辺に提供され、そし
て増幅器２２の負極性の入力に適用される。しかしなが
ら、この実施例は＋ＨＶ電源に接続されることのできる
高電圧Ｐチャンネル電流ミラーを使用し、したがって、
入力信号が２つの高電圧電源＋ＨＶから−ＨＶの間のほ
とんど全範囲で変化することを可能にする。
両極性静電電圧計回路の基本的な素子を示し、高電圧Ｐ
ＭＯＳＦＥＴＴ２およびＴ３が電流ミラーを提供するの
に使用されるとともに高電圧ＮＭＯＳＦＥＴＱ１がライ
ン２０に提供される入力信号とのインタフェースに使用
される。回路の動作は図１に関して上述した動作と同様
であり、そこでは入力電位と高電圧電源の電位との間の
差分に応答して電流が回路の第２の辺に提供され、そし
て増幅器２２の負極性の入力に適用される。しかしなが
ら、この実施例は＋ＨＶ電源に接続されることのできる
高電圧Ｐチャンネル電流ミラーを使用し、したがって、
入力信号が２つの高電圧電源＋ＨＶから−ＨＶの間のほ
とんど全範囲で変化することを可能にする。
【００３６】要点を繰り返して述べると、本発明は接触
型または非接触型の陽極性または負極性の電位を検出す
る形態の静電電圧計のいずれにも使用することに適した
静電電圧計回路である。本発明は、総合的な設計による
高電圧集積回路を用いて柔軟性のある低価格の静電電圧
計が提供されることを可能にする。本発明はさらに、す
べての信号処理が低電圧およびグランド電位でなされる
ような方法で高電圧検出および高電圧フィードバックを
可能にするシステムを提供し、それによって、静電電圧
計の典型である”浮動状態”の低電圧電源の必要性を除
去する。
型または非接触型の陽極性または負極性の電位を検出す
る形態の静電電圧計のいずれにも使用することに適した
静電電圧計回路である。本発明は、総合的な設計による
高電圧集積回路を用いて柔軟性のある低価格の静電電圧
計が提供されることを可能にする。本発明はさらに、す
べての信号処理が低電圧およびグランド電位でなされる
ような方法で高電圧検出および高電圧フィードバックを
可能にするシステムを提供し、それによって、静電電圧
計の典型である”浮動状態”の低電圧電源の必要性を除
去する。
【００３７】したがって、本発明によれば、絶縁表面の
静電界の電位を表現する信号を効果的かつ正確に生成す
るための装置が提供されることは明らかである。
静電界の電位を表現する信号を効果的かつ正確に生成す
るための装置が提供されることは明らかである。
【図１】本発明のそれぞれの実施例に共通する電気的な
素子を概略的に例示する。
素子を概略的に例示する。
【図２】本発明の接触型静電電圧計の実施例のための回
路を示す電気的な概略図である。
路を示す電気的な概略図である。
【図３】本発明の非接触型静電電圧計の実施例のための
回路を示す電気的な概略図である。
回路を示す電気的な概略図である。
【図４】図４（Ａ）および（Ｂ）はそれぞれ、本発明の
高電圧集積回路素子のための集積回路パッケージおよび
ピン配列図を例示する。
高電圧集積回路素子のための集積回路パッケージおよび
ピン配列図を例示する。
【図５】本発明のもう１つの陽極性検出型の接触型静電
電圧計の実施例を例示する電気的な概略図である。
電圧計の実施例を例示する電気的な概略図である。
【図６】図６（Ａ）および（Ｂ）はそれぞれ、高電圧Ｐ
型金属─酸化膜─半導体電界効果トランジスタ（ＰＭＯ
ＳＦＥＴ）を使用した接触型および非接触型の陽極性検
出型静電電圧計の実施例を例示する電気的な概略図であ
る。
型金属─酸化膜─半導体電界効果トランジスタ（ＰＭＯ
ＳＦＥＴ）を使用した接触型および非接触型の陽極性検
出型静電電圧計の実施例を例示する電気的な概略図であ
る。
【図７】正およぶ負の両方の入力端子電位の特性表示を
可能にするために２つの高電圧ＰＭＯＳＦＥＴを使用し
た静電電圧計回路のさらにもう１つの実施例を例示する
電気的な概略図である。
可能にするために２つの高電圧ＰＭＯＳＦＥＴを使用し
た静電電圧計回路のさらにもう１つの実施例を例示する
電気的な概略図である。
２０・・・入力ライン ２１・・・保護デバイス ２２・・・増幅器 ２４・・・出力ライン ４０・・・接触型静電電圧計 ４２・・・絶縁表面 ４４・・・導電性部材 ４６・・・回路構成 ６０・・・非接触型静電電圧計 ６２・・・変調器 ６４・・・羽根 ６６・・・センサ電極 ６８・・・抵抗 ７０・・・コンデンサ ７２・・・ＡＣ信号処理ブロック ９０・・・集積回路
フロントページの続き (72)発明者 モハマッド エム．モジャラディ アメリカ合衆国 カリフォルニア州 90025 ロサンゼルス サルテア アベニ ュー 1312 アパートメント 107 (72)発明者 ギエルモ ラオ アメリカ合衆国 カリフォルニア州 90250 ハーソーン ワンハンドレッドサ ーティセカンド ストリート 4758 ウエ スト (72)発明者 デール スミダ アメリカ合衆国 カリフォルニア州 90024 ロサンゼルス ストラスモア ド ライブ 10944、ナンバー 407 (72)発明者 モスタファ アール．ヤズディ アメリカ合衆国 カリフォルニア州 90066 ロサンゼルス モア ストリート 3378 (72)発明者 ハリー ジェイ．マッキンタイヤ アメリカ合衆国 カリフォルニア州 90034 ロサンゼルス キーストン アベ ニュー 3726、ナンバー 15 (72)発明者 メルダッド ゾモロディ アメリカ合衆国 カリフォルニア州 91361 サウザンド オークス グリーン オーク コート 2228
Claims (1)
- 【請求項１】 表面の静電位に比例した電気的な信号を
生成する装置において、 表面の静電位を表現する電圧信号を生成する検出手段
と、 電源の電位を生成するように適合された高電圧電源と、 表面の静電位と電源の電位との間の差分に比例した電流
信号を生成するために前記検出手段と前記高電圧電源と
を結合する高電圧回路と、 電流信号を表面の静電位と電源の電位との間の差分を指
示する電圧信号に変換するために高電圧回路に接続され
た増幅器と、 を備えた電気信号生成装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US878658 | 1992-05-05 | ||
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