JP4310071B2 - 共振コンバータ用制御装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、制御システムを具える共振コンバータと、共振コンバータの制御方法と、スイッチモード電源とに関する。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチコンバータは、入力側におけるＤＣ電圧を出力側における１つ以上のＤＣ電圧に変換し、スイッチコンバータにおいて、前記入力側電圧をまず切断し、すなわち、スイッチドＡＣ電圧に変換し、このスイッチドＡＣ電圧によって、少なくとも１個のキャパシタを具える共振回路にパワーを供給し、前記キャパシタは、トランスの一次側を具える。二次側において、前記トランスは、１つ又は種々の巻線を具え、これらの電圧を整流し、ＤＣ出力電圧を発生する。
【０００３】
既知のスイッチモード電源は、幹線及びスイッチコンバータに接続する電源入力回路を具える。このスイッチモード入力回路は、中間回路ＤＣ電圧を、ＤＣ電圧を供給される前記スイッチコンバータに利用可能にする。前記中間回路ＤＣ電圧を、前記コンバータによって１つ以上の出力ＤＣ電圧に変換する。
【０００４】
スイッチコンバータに関する多くの回路が既知である。これは、共振コンバータに加えて、共振回路を使用しない回路も具える。この形式のコンバータに関して、安価で、小型で、軽量な電源ユニット／スイッチモード電源を製造することができ、セットトップボックス、衛星受信機、テレビジョン受像機、コンピュータモニタ、ビデオレコーダ及び小型オーディオシステムのような消費者向けエレクトロニクス装置において有利に使用することができる。これらの用途において、しばしば、１つの入力ＤＣ電圧から多コンバータ出力部における多出力電圧を発生するコンバータに対する必要性が存在する。
【０００５】
少なくとも１つの前記出力電圧を、慣例的には、設定値に制御する。複数の出力電圧を発生し、前記出力電圧の各々がトランスの二次巻線に割り当てられた最新技術のコンバータにおいて、種々の出力電圧を互いに無関係に制御することはできない。これらのような回路において、制御装置を、出力電圧の１つのみに関して設ける。巻線の数の比について制御された電圧に関する他の電圧を、これらの電圧と共に制御するとする。しかしながら、これは、強く異なる負荷の場合において、個々の出力部において相当の損失を有する。
【０００６】
コンバータの既知のトポロジは、負荷共振コンバータと言われるものを具える。これに関する既知の回路において、ＤＣ電圧を供給されるハーフブリッジをインバータとして使用し、このインバータブリッジは、共振キャパシタとトランスの一次側との直列の組み合わせに給電する。前記共振キャパシタは、前記トランスの漏れインダクタンスと、さらに二次側インダクタンス又はキャパシタンスと共に、共振回路を形成する。前記二次側において、前記負荷共振コンバータは、１つ以上の二次巻線を含む。このようにして、整流後、少なくとも１つの容量性フィルタによって慣例的にフィルタ処理された多数の出力ＤＣ電圧を供給する。
【０００７】
このような共振コンバータの出力電圧を制御するために、前記インバータの駆動を変化することが知られている。前記インバータの切り替えを、予め規定されたパラメータ（例えば周波数）を有するＡＣ電圧、多くの場合においてパルス幅変調電圧が発生されるように駆動する。この電圧の周波数の変化によって、前記出力電圧の値を制御することができる。前記出力電圧が上昇すると、前記周波数は、前記共振回路の前記共振周波数により近くなる。ＬＬＣコンバータは、一般的に超臨界的な領域において動作し、すなわち、前記共振周波数以上に上昇する周波数を有する電圧が前記共振回路に供給される。この場合において、前記出力電圧を、前記電圧の周波数を低下させることにおいて上昇させることができる。既知の負荷共振コンバータにおいて、１つの出力電圧のみを直接制御することができる。他の出力電圧を制御された出力電圧に巻線の数の比を介して直接結合し、したがって一緒に制御する。
【０００８】
消費者向けエレクトロニクス装置において優勢なコンバータの形式は、フライバックコンバータである。これは、非共振コンバータである。一次側において、一般的に１つのみのスイッチング素子が、前記インバータに必要である。前記フライバックインバータは、その出力部の各々において一方向整流を行う。前記出力部の１つを直接制御する。
【０００９】
前記フライバックコンバータが、直接制御しなければならない第２の出力電圧を有する必要がある場合、ステップダウンコンバータ又はバックコンバータとして知られる他のコンバータを前記フライバックコンバータの出力部の１つに接続し、前記他のコンバータに前記フライバックコンバータの第１出力電圧を供給し、前記第２出力電圧を別個の制御で発生することが知られている。このような２つのコンバータを具える回路は、しかしながら非常に高価である。
【００１０】
２つの制御された出力電圧を利用可能にする前記フライバックコンバータトポロジの他の拡張は、例えば、ＩＥＥＥ−ＰＥＳＣ １９８８、１４２ページ、ジェイ セバスチャン他による“ダブルフォワードフライバックコンバータの完全な研究”において記載されている。基本的なフライバックトポロジに関して、これは共振回路ではないが、簡単なスイッチを経て発生された一次側ＡＣ電圧は、前記トランスの一次側に直接給電する。二次側において、前記トランスの二次巻線と一方向整流素子（ダイオード）とによって各々形成された２つの二次ユニットが存在する。結果として生じる二次電圧を、一方の二次ユニットによって容量的に、他方の二次ユニットによって誘電的にフィルタ処理する。このようにして、一方の（誘電的にフィルタ処理された）出力電圧をパルス幅変調電圧のデューティ比によって、他方の（容量的にフィルタ処理された）出力電圧をパルス幅変調電圧の周波数によって制御することができる。しかし、この“ハードスイッチング”トポロジは、相当なスイッチングロスを有する。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
現代の消費者向けエレクトロニクス装置において、２つの電源電圧を別々に制御することができることは、さらに必要である。
【００１２】
したがって、本発明の目的は、費用効果的に実現することができ、それにもかかわらず複数の出力電圧の制御の可能性を提供することができる共振コンバータ及び制御方法を提供することである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
この目的は、請求項１において請求した共振コンバータと、請求項１３において請求した制御方法と、請求項１４において請求したスイッチモード電源とによって達成される。従属請求項は、本発明の有利な実施形態に関する。
【００１４】
本発明によって、共振トポロジを提案し、すなわち、共振回路にインバータによって給電し、この共振回路は、例えば直列のキャパシタンス及びトランスの一次側を具える。さらにまた、二次側素子を前記共振回路の一部としてもよい。このような共振トポロジにおいて、前記出力電圧を、一次側ＡＣ電圧の周波数によって制御することができる。超臨界的な動作によって、このような共振コンバータによって、ソースにおける前記共振回路が誘導負荷として動作し、ロスのないスイッチング（ゼロ電圧スイッチング）が可能になるようにすることを達成することができる。
【００１５】
異なった出力電圧の別々の制御は、本発明によって、トランスの二次巻線と少なくとも１個の整流素子とによって各々形成された２つの形式の二次ユニットを設けることにおいて可能になる。第１二次ユニット（それぞれ第１形式の二次ユニット）及び第２二次ユニット（それぞれ第２形式の二次ユニット）は、ここでは反対の方向を有する。この方向を、ここでは、前記整流素子を有する配線に関係する巻線の向きとして理解すべきである。例えば、反対の形式の２つの二次ユニットを、そうでなければ同じ回路であるが、共通トランスコアにおける巻線の向きが反対であることにおいて識別することができる。２つの二次巻線が同じ巻線方向を有する場合、第１及び第２形式の二次ユニットを、個々の変換された配線によって識別することもできる。配線を、ここでは、１つのブランチ内に組み込まれた好適には一方向整流素子、例えばダイオードである前記整流素子の接続を意味すると理解されたい。
【００１６】
２つの反対を向いた形式の二次ユニットにおける区別は、前記２つの二次ユニットがこれらの励起に直接依存して動作することを与える。ＡＣ電圧によって動作された場合、前記第１及び第２形式の二次ユニットは、連続的に給電される。本質的に、前記トランスの一次側における正電圧ピーク中、電流は前記第１形式の二次ユニットを流れる。以下に詳細に説明するように、この区別を、多かれ少なかれ電力が前記第１又は第２形式の二次ユニットによって適宜に意味のある励起によって供給される意味のある方法において用いることができる。
【００１７】
前記二次ユニットをＤＣ絶縁してもよい。しかし、２つの二次ユニットに関して、共通タッピングポイントを有することもできる。
【００１８】
二次電圧は、前記二次ユニットにおいて、前記整流素子による整流の結果として上昇する。これらの二次電圧を、慣例的に（好適には容量的）フィルタ処理の後、出力電圧として直接使用することができる。二次ユニット単独で前記出力電圧を発生するこのような出力を、ここでは直接出力と呼ぶ。しかし、例えば直列に接続された、前記第１形式の二次ユニットの１つ以上の二次電圧と、前記第２形式の二次ユニットの１つ以上の二次電圧とによって出力電圧が降下する“スタック出力”を与えることもできる。これらのようなトポロジの例を、以下に図面の参照と共に説明する。
【００１９】
本発明による制御システムは、前記第１及び第２出力電圧の双方を所望の値に、インバータを駆動することによって制御する。前記インバータは、スイッチドＡＣ電圧、好適には、慣例的には一定の振幅のパルス幅変調電圧を発生する。好適には、２つの制御変数を前記２つの出力電圧の別々の制御に使用し、前記制御値は、前記パルス幅変調電圧の波形を予め規定する。種々の提案は、これに関して、一方において、前記パルス幅変調信号の予め決められたスイッチング周波数及びデューティ比と、他方において、正及び負電圧パルスに関する予め規定されたスイッチオン時間とを与える。
【００２０】
パルス信号を前記インバータのスイッチを駆動することに関して予め規定することにおいて、前記インバータを前記制御装置の予め規定された値に基づいて駆動する変調器を好適には使用する。低電圧に関して特に、ハーフブリッジが、費用効果的な理由のため、インバータとして好適であり、このハーフブリッジによって、電圧パルスが入力ＤＣ電圧から２つのスイッチを交互にスイッチングすることによって発生される。
【００２１】
制御を種々のトポロジに関して結合する一般的なモデルを、図面の参照と共に以下に説明する。以後、制御を具体的にすることに関する本発明のいくつかの他の実施形態を考察する。
【００２２】
第１提案によれば、制御誤差サイズを、２つの出力電圧に、これら２つの出力電圧の別々の制御に関して決定する。これは、制御差の形成と、好適にはスケーリングも含む。このようなスケーリングは、前記２つの電圧が相当異なっている場合、特に有利である。さらに、合計及び差サイズを前記制御誤差から決定し、前記合計サイズは前記制御誤差の合計に依存し、前記差サイズは前記制御誤差間の差に依存する。“依存する”によって、ここでは、他の動作、例えばスケーリング又は他の動作を前記個々の誤差に、又は合計又は差に、適切なように用いることができることを意味する。合計及び差サイズは、前記制御誤差の差の合計と直接等しくてもよい。最終的に、前記合計サイズは前記パルス幅変調電圧の周波数を予め規定し、前記差サイズはデューティ比を予め規定し、好適には、一次元制御ユニット、例えば、Ｉ、ＰＩ又はＰＩＤコントローラを使用する。
【００２３】
第２提案によれば、２つの電圧を別々に制御し、最初には、上述したように、制御誤差の大きさを、前記２つの制御すべき出力電圧に関して決定する。前記パルス変調電圧の第１正電圧パルスの継続期間に関するデフォルト値を、前記第１制御誤差サイズから、好適には一次元コントローラ、例えばＰＩＤコントローラによって決定し、前記第２制御誤差サイズから、（フルブリッジを使用する場合）負電圧パルスの継続時間に関する、又は、（ハーフブリッジを使用する場合）前記パルス幅変調電圧の値がゼロに等しくなる継続時間に関するデフォルト値を決定する。この制御を、好適には、個々の電圧パルスに関する最短及び／又は最長継続時間のデフォルトと結合し、前記スイッチング周波数の動作範囲を規定する。超臨界領域、すなわち、前記共振周波数／前記共振回路の周波数を超えるスイッチング周波数の領域において、前記正電圧パルスの継続時間を設定することによって、（本質的に、前記負電圧パルス中に給電される）前記第２形式の二次ユニットの二次電圧を制御し、そしてこの逆をするように割り当てを選択すべきである。
【００２４】
前記提案を実現する制御ユニットを、多くの異なった様に設計してもよい。集積された又は別個のアナログ又はディジタル回路を考えてもよい。前記制御ユニットを、マイクロプロセッサにおいて動作するディジタル制御アルゴリズムとして完全に実現してもよい。費用効果的な解決法に関しては、誤差サイズ信号の形成用の少なくとも１個の誤差ユニットと、スイッチング信号を発生して前記インバータを制御する少なくとも１個のマルチバイブレータとを具えるアナログ回路が特に好適である。
【００２５】
本発明による共振コンバータは、互いに別々の２つの制御可能な出力信号を発生することができる。３つ以上の出力電圧がある用途に必要な場合、これらを２つのグループに分割し、各グループの電圧を他のグループの電圧とは別々に制御することができる。これらのグループの形成を、前記第１形式の二次ユニットが第１グループの出力電圧を発生し、前記第２形式の二次ユニットが第２グループの出力電圧を発生するように行う。代わりに、前記第２グループの出力電圧が、前記第１及び第２形式双方の二次ユニットによって供給される電圧を含むこともできる（スタック出力）。
【００２６】
本発明のこれら及び他の態様を、非限定的な例として、以下に説明する実施形態の参照によって明らかにする。
【００２７】
【発明の実施の形態】
図１は、共振コンバータ１０の第１実施形態の回路図を示す。共振コンバータ１０は、非対称スイッチングハーフブリッジとして配置されたインバータ１２を具え、インバータ１２は、キャパシタンスＣ及びトランス１６の一次側の形態における共振回路１４に給電する。図１は、一次側直列インダクタンスＬを示す。このインダクタンスは、前記トランスの一次側漏れインダクタンスと、ありうる外部直列インダクタンスとを結合する。トランスの主インダクタンスをＬｈと呼ぶ。インダクタンスＬ及びＬｈは、共振キャパシタンスＣと共に、直列共振回路を形成する。簡単にするために、共振キャパシタンスＣとトランス１６の一次側とを有する回路を、共振回路１４と呼ぶ。実際には、明らかに、加えて、前記二次側回路のリアクティブ素子が一次側において給電され、特に共振回路１４の共振動作に決定的に影響することができることを見落としてはならない。
【００２８】
共振コンバータ１０は、２つの二次ユニット２０ａ、２０ｂを有する。前記二次ユニットの各々は、二次巻線１８ａ、１８ｂとダイオードＤａ、Ｄｂを有する。二次ユニット２０ａ、２０ｂの出力部において存在する二次電圧Ｖａ、ＶｂをフィルタキャパシタＣａ、Ｃｂによって平滑化し、共振コンバータ１０の出力電圧（直接出力）を形成する。負荷Ｌａ、Ｌｂを、コンバータ１０の出力部に、伝達抵抗Ｒによって特徴付けられる端子（例えば、プラグ、ライン等）を経て接続する。
【００２９】
図１の例において、二次ユニット２０ａ、２０ｂを、二次巻線１８ａ、１８ｂがトランス１６の共通コアにおいて異なった巻線方向を有することにおいて区別する。これを、点による通常のやり方において示す。残りに関して、二次ユニット２０ａ、２０ｂは同一であり、すなわち、個々の二次巻線１８ａ、１８ｂは、個々の整流ダイオードＤａ、Ｄｂに関して同じ方向を有する。
【００３０】
より下の二次ユニット２０ａを、以下において、第１形式の二次ユニットと呼ぶ。図１における上部に示す二次ユニット２０ｂを、第２形式の二次ユニットと呼ぶ。上述したように、同じ配線を有する前記第１及び第２形式の二次ユニット間の違いは、反対の巻線方向から成る。同じ効果を、巻線方向が同じ場合、配線を交換する、すなわち、ダイオードＤａ又はＤｂを、各々、他の配線端に接続する、又は、その電極を交換する（図示せず）ことにおいて得ることもできる。この効果は、第１形式の二次ユニット２０ａによって、電流がダイオードＤａを本質的に正電圧スイング中に流れることであり、これは、第２形式の二次ユニット２０ｂにおける負電圧スイング中の場合である。これを、各々の二次ユニット２０ａ、２０ｂにおいて、個々の二次巻線１８ａ、１８ｂにおける電圧を半波整流することにおいて達成し、第１形式の二次ユニット２０ａにおいて、電流がダイオードＤａは正電圧スイングに関してのみ流れることができ、ダイオードＤａは負電圧スイングに関してブロックする。前記第２形式の二次ユニットに関しては、逆が保たれる。
【００３１】
インバータ１２は、動作時に、例えばＦＥＴによって実現されるその２個の制御されるスイッチの交互のスイッチングによって発生されるＡＣ電圧を発生する。インバータ１２を、次に、パルス幅変調スイッチドＡＣ電圧を共振システム１４に印加するように駆動する。
【００３２】
インバータ１２を、出力電圧Ｖａ、Ｖｂを制御する制御システム２２によって駆動する。出力電圧Ｖａ、Ｖｂを測定する。前記出力電圧を、図１に示すような個々の出力端子において測定することができる。代わりに、前記電圧を、前記負荷において検知することができる。特に、より大きい電流において、これはより正確である。
【００３３】
電圧Ｖａ、Ｖｂの測定の結果を、制御システム２２に測定信号ＶＡ、ＶＢとして供給する。制御システム２２は、測定された電圧信号ＶＡ、ＶＢを設定値（図示せず）と比較し、インバータ１２を、出力電圧Ｖａ、Ｖｂが前記所望の設定値に調節されるように駆動する。
【００３４】
この目的のため、インバータ１２を制御システム２２によって、パルス幅変調電圧を発生するように駆動する。このようなパルス幅変調電圧の波形を、図４ａにおいて上部に示す。長さｔ０の期間において、最初に、前記ハーフブリッジの上側スイッチを閉じ、振幅＋ＶＺを有する正電圧パルスが起こるようにする。このパルスは、継続時間ｔｓＨを有する。その後、前記上側スイッチを開き、下側スイッチを閉じ、ゼロ電圧が継続時間ｔｓＬの間に印加されるようにする。個々のＤＣ電圧によって予め規定される一定振幅ＶＺによって、前記パルス幅変調電圧の波形は、スイッチング周波数ｆ、ｆ＝１／ｔ０と、デューティ比δ、δ＝ｔｓＨ／ｔ０とによって決定される。代わりに、前記波形は、時間ｔｓＨ、ｔｓＬを予め規定することによっても完全に決定される。図４ａの例において、デューティ比は５０％である。
【００３５】
図４ａに示す波形は、明らかに理想化してある。実際には、逆転中に、短絡を回避するためのデッドタイムが存在し、このデッドタイムにおいて、前記スイッチのいずれも閉じない。加えて、パルスエッジは、実際には瞬時に立ち上がることはできず、有限の立ち上がり時間を有する波形が存在し、電圧パルスは、本質的に台形になる。
【００３６】
図１に示す共振コンバータによって、２つの電圧Ｖａ、Ｖｂを別々に制御することができる。２つの電圧Ｖａ、Ｖｂを、反対の形式の２つの二次ユニット２０ａ、２０ｂによって直接供給する。したがって、以下に説明するように、前記パルス幅変調電圧のパラメータ（ｆ、δ又はｔｓＨ、ｔｓＬそれぞれ）の適切な省略時設定は、出力電圧Ｖａ、Ｖｂを、互いに関係なく個々の公称値に制御することができるように、駆動を予め規定することができる。
【００３７】
上述したように、コンバータ１０は、直列キャパシタＣを有する共振トポロジである。このトポロジは、負荷依存共振周波数を有し、無負荷状態における共振周波数は、使用される構成要素に基づいて少なくとも近似的に知られる。前記回路を、個々の共振周波数より明らかに上であるスイッチング周波数ｆにおいて動作する。この動作範囲において、すでに電圧のいくぶんの増加がある。共振回路１４を、前記共振周波数により近くなる、より低い周波数で駆動することによって、共振の増加がより強くなり、出力電圧Ｖａ、Ｖｂは上昇するようになる。２つの反対の形式の二次ユニット２０ａ、２０ｂによって、デューティ比δを追加で予め規定することによって、出力電圧Ｖａ、Ｖｂを互いに関して上昇又は下降させることができる。これを、図４ａ−４ｃの参照と共にさらに説明する。
【００３８】
図４ａ、４ｂ、４ｃは、出力電圧Ｖａ及びＶｂの制御を、周波数ｆ又は周期ｔ０＝１／ｆ及びデューティ比δの適合によって可能にする方法を示す。インバータ１２の出力電圧（共振回路１４における励起電圧）の波形と、キャパシタＣを流れる電流Ｉｃの波形と、トランス１６の主インダクタンスを流れる磁化電流Ｉｈの波形と、二次巻線１８ａによって流される電流Ｉａの波形と、二次巻線１８ｂによって流される電流Ｉｂの波形とを、２つの期間ｔ０に関して示す。図４ａ、４ｂ、４ｃに示す波形を、前記２つの出力を互いに無関係に制御する原理を説明するためにのみ使用すべきである。示した波形は、すべての巻線比が１に等しく、２つの二次ユニット２０ａ、２０ｂの大きさが同じである、すなわち、Ｖａ＝Ｖｂであるという仮定の下での各々の大きさを示す。さらに、出力側における直列インダクタンスを、同一であるとする。
【００３９】
図４ａは、周波数ｆ０＝１／ｔ０をｆｒの１．４７倍とし、ｆｒを無負荷コンバータ１０の共振周波数とし、
【数１】

として近似的に決定し、ＣをキャパシタＣのキャパシタンスとし、Ｌを一次側直列インダクタンスの値とし、Ｌｈをトランス１６の主インダクタンスの値とした動作状態を示す。上記式は、しかしながら、出力側コンバータが無負荷の場合に関してのみ有効である。出力側負荷の場合において、出力側漏れインダクタンスの１つと、一般的に前記負荷に応じたシフトも存在する。負荷時コンバータ１０に関する正確な共振周波数を決定することは、比較的費用が掛かる。したがって、上記で示した共振周波数ｆｒのみを、前記周波数に関する基準の大きさとして使用する。
【００４０】
動作の場合におけるデューティ比を、図４ａに従って５０％であると選択する。時間空間ｔｓＨ及びｔｓＬ中に（実質的に）同一の半波を有するＩａ及びＩｂの電流特性を、各々、動作のこの状態における時間空間ｔｓＨ又はｔｓＬにおいて発生する。図４ｂによる動作の状態により、周波数ｆ０＝１／ｔ０はｆｒの１．５３倍に増加する。図４ａにおける動作の状態に比べて、電流特性Ｉａは、本質的に同じままである。電流特性Ｉｂは、ここで、振幅が減少した半波を有し、二次巻線１８ｂによって第２二次ユニット２０ｂの出力部に運ばれる電力が減少するようになる。図４ｃは、ｆｒの１．５５倍に等しい周波数ｆ０＝１／ｔ０と６５％デューティ比とによる動作を示す。この場合において、電流Ｉａは本質的にゼロに減少し、Ｉｂの半波の振幅は図４と比べて増加し、この場合において、二次巻線１８ａは電力を第１二次ユニット２０ａに運ばなくなり、二次巻線１８ｂは、図４ｂと比べて増加した電力を二次巻線１８ｂから二次ユニット２０ｂの出力部に運ぶようになる。
【００４１】
図４ａ−４ｃによる動作状態の例は、図１に示すコンバータ回路によって、種々のコンバータ出力の異なった負荷に対する高度な可変調節が可能になることを示す。このようなコンバータにより、特に、現代のマイクロプロセッサにおいて必要とされるような低出力電圧及び高出力電圧の場合においても、出力電圧の小さな公差を達成することができる。
【００４２】
図２は、共振コンバータ３０を第２実施形態において示す。コンバータ３０は、図１のコンバータ１０と大部分類似した構造を有し、同様の要素を同様の参照符によって示す。以下において、したがって、違いのみを考察する。
【００４３】
図１のコンバータ１０と異なり、図２のコンバータ３０による出力電圧を、前記回路の異なった点から分岐する。第１出力電圧Ｖａを、双方の場合において、第１二次ユニット２０ａの出力電圧とする（直接出力）。しかしながら、コンバータ２０に関して、第２出力電圧Ｖａｂを使用し、この第２出力電圧Ｖａｂは、前記第１二次ユニット及び第２二次ユニット２０ｂの直列結合を経て降下する。この形態の出力を、“スタック”出力と呼ぶ。このようなスタック出力の使用は、きわめて高い電力レベルがこの出力において必要な場合、特に有利である。出力電圧Ｖａｂを、追加のフィルタキャパシタンスＣａｂによってフィルタ処理する。
【００４４】
コンバータ３０の第２実施形態においても、２つの出力電圧、この場合においてＶａ、Ｖａｂを、制御システム２２によって別々に制御することができる。
【００４５】
図１及び図２に示す第１及び第２実施形態は、別々に制御することができる２つの出力電圧のみを有する個々のコンバータを示す。しかしながら、実際には、しばしば、複数の出力電圧、例えば、１０以上の異なった出力電圧を発生することができるコンバータが必要である。これは、点によって示したように二次巻線および整流素子を具える他の二次ユニットを追加した図１及び２からのコンバータ１０及び３０によって各々可能である。前記出力電圧を２つのグループに分け、第１グループの出力電圧を前記第１形式の二次素子において発生し、第２グループの出力電圧を前記第２形式の二次素子において発生する。前記２つのグループの出力電圧を、他のグループと別々に制御することができる。しかしながら、前記グループ内において、前記出力電圧は、個々の前記二次巻線の巻線数比によって強く相関する。したがって、前記第１グループの１つの電圧と、前記第２グループの１つの電圧のみを制御に関して考慮する。他の電圧を、“一緒に制御する”。
【００４６】
図１及び２に示す二次ユニットの配線の種々の方法を、ここで結合してもよい。図３は、コンバータ４０の個々の第３実施形態を例として示す。このコンバータ４０は、３つの負荷Ｌａ、Ｌｂ、Ｌｃに個々の出力電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃに供給する。出力電圧Ｖａ及びＶｂは、二次素子２０ａ、２０ｂの二次電圧に各々対応する。加えて、“スタック出力”は、前記第１形式の二次ユニットである二次ユニット２０ｃと、前記第２形式の二次ユニットである二次ユニット２０ｂとの直列接続によって電力を供給される出力電圧Ｖｃを発生する。示した例において、出力電圧Ｖａ、Ｖｂのみを、制御システム２２によって測定し、制御する。負荷Ｌｃに供給する出力電圧を、実際的には、“一緒に制御する”。代わりに、他の出力電圧を、例えば、Ｖｃ及びＶｂ又はＶａ及びＶｃを（直接）制御してもよい。
【００４７】
制御システム２２を、以下により詳細に説明する。この制御システムの基本的構造をあらわすブロック図を図５において示す。
【００４８】
制御システム２２は、２つの電圧測定信号を、２つの入力Ｖ１、Ｖ２においてピックアップする。例えば、コンバータ１０の第１実施形態において、信号ＶＡ、ＶＢを測定し、コンバータ３０の第２実施形態において、測定信号ＶＡ及びＶＡＢを測定する。その後、これらの信号を比較し、個々の基準電圧Ｖ１ｒｅｆ，Ｖ２ｒｅｆとの制御差を形成するようにする。これらを、基準電圧源又は制御システム２２におけるプリセット値によってプリセットしてもよい。代わりに、これらのプリセット値を入力信号として選ぶこともできる。これに続いて、係数ｃ１及びｃ２で標準化し、これらの係数を、好適には、ｃ１／ｃ２＝Ｖ２ｒｅｆ／Ｖ１ｒｅｆとなるように設定する。このスケーリングは、互いに大きく異なる２つの設定値Ｖ１ｒｅｆ、Ｖ２ｒｅｆをプリセットできるようにする。このようなスケーリングなしでは、より大きな設定値からの比例的にわずかな制御偏差は、前記制御にきわめて強い影響を有し、より小さい設定値からの比例的に重大な偏差は、わずかな影響しか持たない。このようにしてスケーリングされた偏差を、Δａ、Δｂと呼ぶ。
【００４９】
これらのスケーリングされた制御偏差Δａ、Δｂを、デカップリングユニット５０において減結合する。“減結合”は、ここでは、偏差Δａ、Δｂにおける結合された情報の、一方において周波数に属し、他方においてデューティ比に属する情報への再分として理解される。数学的に、これを、制御偏差（Δａ，Δｂ）のベクトルの減結合行列Ａ_Ｄによる掛け算によって表すことができる。前記減結合動作の結果は、大きさΔｆ及びΔδであり、これらを、周波数（Δｆ）及びデューティ比（Δδ）の適合に関するプリセット値として各々使用する。
【００５０】
前記デカップラの２つの出力値Δｆ及びΔδを、各々、一次元コントローラ５２、５４に供給する。コントローラ５２は、前記パルス幅変調電圧のスイッチング周波数ｆを制御し、コントローラ５４は、前記パルス幅変調電圧のデューティ比δを制御する。
【００５１】
コントローラ５２、５４の構造を、図５ａ及び５ｂにおいて、ブロック図の形態において示す。周波数に関するプリセット値Ｓｆを供給するコントローラ５２と、デューティ比に関するプリセット値Ｓδを供給するコントローラ５４の双方は、制御補正を加えた周波数に関する初期値ｆ０及びデューティ比に関する初期値δ０を利用する。デューティ比に関するプリセット値Ｓδを供給するコントローラ５４の場合において、前記制御補正を、Ｉ、ＰＩ又はＰＩＤコントローラによって、信号Δδから決定し、例えば５０％をプリセット値δ０に加える。周波数に関するコントローラ５０は、同じ構造を有する。ここでも、補正を、大きさΔｆから、Ｉ、ＰＩ又はＰＩＤコントローラによって決定し、この補正を、初期値ｆ０に加える。使用する前記コントローラの整数部分は、持続する制御誤差を、前記プリセット値ｆ０又はδ０の精度が各々決定的にならないように補正してもよい。
【００５２】
デューティ比コントローラ５４においても、最初に一定係数ｃ３による乗算がある。この係数を、ここでは、前記制御方法を制御すべき個々の利用可能なコンバータ回路に応じて規定するために使用する。図５において、測定信号Ｖ１が前記第１形式の二次ユニットの出力電圧であり、測定信号Ｖ２が前記第２形式の二次ユニットの出力電圧である場合、定数ｃ３は、値１を採用する。この比率を逆にした場合、すなわち、Ｖ１が前記第２形式の二次ユニットの出力電圧であり、Ｖ２が前記第１形式の二次ユニットの出力電圧である場合、定数Ｃ３は値−１を有する。
【００５３】
コントローラ５２、５４のプリセット制御値は、インバータ１２に関する駆動信号を発生する変調器Ｍを駆動する。図１−３に示す例において、インバータ１２は、ハーフブリッジドライバを有する非対称スイッチングハーフブリッジを具える。前記ハーフブリッジドライバにパルス信号を供給し、前記上側スイッチが、前記パルス信号のハイレベルの場合において閉じ、ロウレベルの場合において、前記ハーフブリッジの下側スイッチが閉じ、前記上側スイッチが開く。変調器Ｍは、このようなパルス信号を、スイッチング周波数に関して予め規定されたコントローラ５２と、デューティ比に関して予め規定されたコントローラ５４とに従って発生する。
【００５４】
図５において示すブロック図は、一般的に、前記２つの電圧の制御を、前記パルス幅変調電圧の周波数及びデューティ比を予め規定することによって保つ。以下の例において示すように、制御された電圧Ｖ１、Ｖ２の形式に応じて、異なったデカップラ５０を使用する。
【００５５】
例１：２つの独立した“直接”出力電圧。
反対の形式の２つの二次ユニット２０ａ、２０ｂの二次電圧が出力電圧Ｖａ、Ｖｂを直接形成する、図１に示すようなコンバータ１０の第１実施形態に関して、周波数コントローラ５２におけるプリセット値Δｆを、スケーリングされた制御偏差Δａ、Δｂの合計とし、デューティ比コントローラ５４の予め規定された値Δδを、これらスケーリングされた制御偏差間の差とする。この場合においてデカップラ５０によって行われる動作を行列乗算として表すと、
【数２】

を減結合行列として使用する。コントローラ５４の定数ｃ３の上述した選択に注意すべきである。
【００５６】
例２：“直接”出力電圧、“スタック”出力。
出力電圧Ｖａを前記第１形式の二次ユニット２０ａによって直接得、しかしながら、第２出力電圧Ｖａｂを、前記第１形式の二次ユニット２０ａと共通の前記第２形式の二次ユニット２０ｂによって得る（スタック出力）、図２に示すようなコンバータ３０の第２実施形態に関して、好適には、デカップラの偏差関数を使用する。スケーリングされた制御偏差Δａ（スタック出力の制御偏差）を、周波数コントローラ５２に関するプリセット値Δｆとして使用すべきであり、デューティ比コントローラ５４に関するプリセット値Δδとして、スケーリングされた制御偏差Δｂ（直接出力の制御偏差）を使用すべきである。行列として書くと、単位行列、
【数３】

に等しい減結合行列を展開する。
【００５７】
図６は、図５の一般的な制御システム２２の実現化に関する第１実施形態を示す。上述した第１実施形態によれば、制御システム６０は、図１に示すようなコンバータ１０の第１実施形態の出力電圧Ｖａ、Ｖｂに関する測定信号ＶＡ、ＶＢによって動作する。これら２つの出力電圧に関して、固定された設定値ＶＡｒｅｆ、ＶＢｒｅｆを内部で規定する。測定された電圧ＶＡ、ＶＢを、前記設定値から減じ、前記制御差を得る。その後、
【数４】

を保持して係数ｃ１、ｃ２によるスケーリングを行う。このようにスケーリングされた制御偏差の和を形成し、ＰＩＤコントローラ６２（周波数コントローラ）に供給する。コントローラ６２の構造は、図５ａの参照と共に上述した。ＶＡは前記第１形式の二次ユニットの出力電流の測定信号であり、ＶＢは前記第２形式の二次ユニットの出力電流の測定信号であるため、内部定数ｃ３は値１を有する。
【００５８】
同時に、差を形成し、ＰＩＤコントローラ６４（デューティ比コントローラ）に供給する。デューティ比コントローラ６４は、図５ｂに対応する。周波数コントローラ６２は、変調器Ｍに、変調器Ｍによって発生されるパルス信号の周波数ｆを予め規定する値を供給する。デューティ比コントローラ６４は、信号６８を変調器Ｍに供給し、この信号は、変調器Ｍによって発生されるパルス信号のデューティ比δを予め規定する。変調器Ｍは、インバータ１２をドライバによって駆動し、前記インバータが、周波数及びデューティ比に関して個々の予め規定された値を有するパルス幅変調信号を発生するようにし、このインバータによって共振回路１４を励起する。
【００５９】
例えば、コンバータ１０の出力部において測定された出力電圧ＶＡが予め規定された設定値ＶＡｒｅｆより低い場合、これは、（正の）制御差を招く。前記制御差の和も正であるため、一方において、コントローラ６２によって設定された周波数は減少する。他方において、前記制御偏差の差は負であるため、変調器Ｍによって発生されたパルス信号のデューティ比であるコントローラ６４によって予め規定されたデューティ比も減少する（したがってインバータ１２の出力電圧も低下する）。図４ｂに示すように、これは、出力電圧Ｖａが出力電圧Ｖｂと比べて上昇することを伴う。
【００６０】
図７は、図５に示す一般的な制御システム２２の実現化に関する第２実施形態を示す。制御システム７０を、図２に示すようなコンバータ３０の第２実施形態の制御に使用し、このコンバータにおいて、出力電圧Ｖａを“直接”出力し（出力電圧Ｖａを前記第１形式の二次ユニット２０ａの出力電圧とする）、しかしながら、第２出力電圧Ｖａｂは、電圧が前記第１形式の二次ユニット２０ａと前記第２形式の二次ユニット２０ｂとの直列接続によって降下する“スタック”出力における出力電圧である。出力電圧Ｖａ、Ｖａｂを測定し、制御システム７０に、測定信号ＶＡ、ＶＡＢとして供給する。前記電圧を、設定値ＶＡｒｅｆ、ＶＡＢｒｅｆと各々比較する。この特別な場合において、前記減結合を省くため（図５の第２例、減結合行列は恒等行列である）、スケーリングは必要ない。前記スタック出力の電圧Ｖａｂの制御偏差を、周波数ｆを制御するＰＩＤコントローラ７２に直接供給する。出力電圧Ｖａの制御偏差を、デューティ比δの予め規定された値に関するＰＩＤコントローラ７４に直接供給する。前記コントローラの構造は、上述したコントローラ５２、５４の構造に対応する。
【００６１】
例えば、前記スタック出力における電圧Ｖａｂが設定値ＶＡＢｒｅｆより下に降下する場合、これは、ＰＩＤコントローラ７２に供給される正の制御差を招く。これは、周波数ｆの減少を招き、共振回路１４の共振周波数により近い給電周波数を使用することによって、前記２つの出力電圧と、したがって前記スタック出力における出力電圧Ｖａｂとが上昇するようになる。出力電圧Ｖａの予め規定された設定値ＶＡｒｅｆからの結果として生じる偏差を、その後、この制御偏差を供給されたデューティ比コントローラ７４によって、デューティ比δの増加によって調節する。
【００６２】
図８は、制御システム８０の第３実施形態を示す。図６及び７の制御システム６０、７０と異なり、制御システム８０は、前記パルス幅変調電圧の周波数及びデューティ比を、インバータ１２の駆動の予め決められた値に関するパラメータとして使用せず、前記個々のスイッチがインバータ１２のハーフブリッジの上側又は下側スイッチに関するｔｓＨ、ｔｓＬを調節する。制御システム８０の構造はきわめて単純である。それにもかかわらず、図１のコンバータ１０を、この構造で有効に制御することができる。
【００６３】
最初に、予め規定された設定値ＶＡｒｅｆ、ＶＢｒｅｆからの制御偏差を、２つの出力電圧Ｖａ、Ｖｂに関して、測定信号ＶＡ、ＶＢから決定する。このようにして形成された測定電圧ＶＡの制御偏差を、コントローラ８４に、下側スイッチｔｓＬに関するスイッチ時間に関する予め規定された値として供給する。同様に、測定電圧ＶＢからの制御偏差を、コントローラ８２に、上側スイッチｔｓＨのスイッチ時間の予め規定された値として供給する。次に、変調器Ｍは、パルス信号を予め規定された値ｔｓＨ、ｔｓＬから発生し、インバータ１２を駆動する。
【００６４】
スイッチタイムｔｓＬ、ｔｓＨに関するコントローラ８２、８４は、ｔｓＬ、ｔｓＨに関する最小及び／又は最大値に関する予め規定された値を任意に発生してもよい。結果として、最小及び最大値を前記スイッチング周波数に関して予め規定し、動作が常に規定された周波数範囲内で起こるようにする。
【００６５】
以下に、制御システム８０の動作に関する例を与える。
【００６６】
図１のコンバータ１０の出力電圧Ｖａの測定電圧ＶＡが予め規定された設定値ＶＡｒｅｆより下に降下した場合、コントローラ８４に供給される（正の）制御さが存在する。次に、コントローラ８４は、前記パルス幅変調電圧の“負”電圧パルスに関するスイッチ継続時間ｔｓＨ、すなわち、ハーフブリッジを使用する場合、電圧がゼロの時間空間を増加する。図４ａ−４ｃと個々の説明とからわかるように、これは、出力Ｖａにおける電力の増加を導き、前記制御偏差を調節できるようにする。
【００６７】
すでに述べたように、上述したシステムを制御する実施形態の例を、きわめて異なった方法において実現してもよい。さらに特に、前記制御アルゴリズムを、単一のプロセッサ又はマイクロプロセッサにおいて動作するプログラムとして実現してもよい。以下に、図８の制御システム８０の例を、図９の参照と共に説明し、この制御システムをきわめて簡単なアナログ回路として配置した。このアナログ回路の個々の構成要素は、いずれにせよ費用効果的な標準モジュールとして利用可能であるため、きわめて費用効果的な実現がこの方法において可能である。
【００６８】
図９は、インバータ１２を駆動するパルス信号を発生する回路９０を示し、前記パルス信号は、図１のコンバータ１０の出力電圧の測定信号ＶＡ、ＶＢに基づく。
【００６９】
測定電圧としてアナログ形態において利用可能な測定信号ＶＡ、ＶＢを、最初に、各々、入力部９２におけるインピーダンスＺ１ａ、Ｚ２ａ、又は、入力部９４におけるＺ１ｂ、Ｚ２ｂの形態における分圧器によってスケーリングする。このようなスケーリングは、特定の値においてのみ利用可能な内部基準電圧を使用する場合、必要である。測定信号ＶＡ、ＶＢを、前記インピーダンスの適切な選択によってフィルタ処理してもよい。
【００７０】
入力部９２、９４の各々においてダウンコンバートされた電圧を、最初に、個々の誤差増幅器に入力する。これらの増幅器を、点線の箱によって示し、これらは、集積されたモジュールとして利用可能である。これらを、“４３１”で示す集積された標準回路とする。これらの中に含まれる演算増幅器の反転入力部において、内部基準電圧ＶＡｒｅｆ、ＶＢｒｅｆが利用可能であり、これらと、スケーリングされた測定電圧ＶＡ、ＶＢとを、インピーダンスＺ１ａ、Ｚ２ａ及びＺ１ｂ、Ｚ２ｂによって各々比較する。誤差増幅器９６に、インピーダンスＺ３ａ、Ｚ３ｂを経てフィードバックし、調節可能（ＰＩＤ）制御動作が、インピーダンスＺ３ａ、Ｚ３ｂの値によって展開するようにする。このようにして、図９における電流ｉ１ａ及びｉ１ｂの値を制御する。
【００７１】
電流ｉ１ａ又はｉ１ｂがＬＥＤを流れる光結合素子９８を、誤差増幅器９６に常に結合する。しばしば電源の用途に規定される、入力部９２、９４を有する回路９０の右手部分の、回路９０の左手部分からのＤＣ絶縁を、しばしば光結合素子９８によって行う。光結合素子９８の各々は、電流ｉ１ａ及びｉ１ｂの形態におけるアナログ信号を伝送する。代わりに、ＤＣ絶縁を、回路９０全体を前記二次側において配置し、（ディジタル）パルス信号のみをインバータ１２に（ディジタル）光結合素子を経て伝送することにおいて達成してもよい。
【００７２】
図９における回路９０の左側において、集積タイマモジュール１００（例えば、“５５５”と呼ばれる既知の集積モジュールを使用してもよい）を、マルチバイブレータとして配置し、このマルチバイブレータは、ハイ及びロウ状態のパルス信号をそのＱ出力部において発生する。図９による回路において、電流ｉ１ａ、ｉ１ｂと、光結合素子９８の反対側のｉ２ａ、ｉ２ｂは、各々、（ｉ２ａによって予め規定された）ロウレベルの時間と、（ｉ２ｂによって予め規定された）ハイレベルの時間とを示す。
【００７３】
示した回路において、Ｑ出力部におけるロウ出力レベルによるハイレベルへの切り替え、又はその逆までの時間を、キャパシタンスＣａ、Ｃｂの充電時間によって予め規定する。これらのキャパシタンスＣａ、Ｃｂにおける電圧を、各々、タイマモジュール１００内の内部構成要素によって、ダウンコンバートされた電源電圧１０２と比較する。比較した電圧が調和した場合、スイッチングパルスを発生し、フリップフロップが反転するようにする。次に、放電出力部（図９においてスイッチとして表す）を経て、前記キャパシタンスを急に放電する（Ｃａ）か、電源電圧１０２に充電する（Ｃｂ）。
【００７４】
次に、キャパシタンスＣａを、電流ｉ２ａによって充電する。これと同時に、キャパシタンスＣａの充電も、電源電圧１０２に接続された抵抗Ｒａを経て行う。同様に、キャパシタンスＣｂを、ｉ２ｂを経てグランドに放電し、同時に、抵抗Ｒｂによる放電も存在する。このようにして、ハイ又はロウに関する最大スイッチオン時間と、したがって最低周波数とを、抵抗Ｒａ、Ｒｂとによって予め規定することができる。これを、時定数Ｒａ＊Ｃａ又はＲｂ＊Ｃｂから計算することもできる。
【００７５】
図９に示す回路からのいくつかの電圧の波形を図１０に示す。図９のキャパシタンスＣａにおける電圧ＶＣａと、キャパシタンスＣｂにおける電圧ＶＣｂとの各々の周期的波形を示す。図１０の下部において、マルチバイブレータモジュール１００の出力部Ｑにおけるパルス信号ＶＱを最終的に示す。前記電圧を、電源電圧Ｖ０に対してスケーリングして示す。
【００７６】
図１０は、キャパシタンスＣａにおける電圧を、電流ｉ２ａによって、２／３Ｖ０まで充電する方法を示す。２／３Ｖ０において、マルチバイブレータモジュール１００の上側比較器は、パルスが前記フリップフロップの反転Ｒ入力部において放出されるように切り替わる。次に、パルス信号電圧ＶＱは、ハイからロウレベルにジャンプする。次に、キャパシタンスＣａを、前記放電出力部（図９においてスイッチとして示す）を経て急に放電する。ＶＱがハイレベルを有する間は、元は電源電圧Ｖ０の値に充電されたキャパシタンスＣｂは、電流ｉ２ｂによって放電される。１／３Ｖ０に達した場合、前記フリップフロップは、反転Ｓ入力部のスイッチングパルスによって反転し、ＶＱが再びロウレベルに変化するようになる。
【００７７】
このようにして、図１０に示す動作において、電流ｉ２ａ、ｉ２ｂは、キャパシタンスＣａ、Ｃｂの各々の充電又は放電曲線と、個々のスイッチングしきい値に達するまでの期間とを決定する。
【００７８】
回路９０による制御の動作を、以下に例を参照して説明する。
【００７９】
最初に、各々分圧器Ｚ１ａ、Ｚ２ａ及びＺ１ｂ、Ｚ２ｂによってダウンコンバートされた測定電圧ＶＡ、ＶＢが、誤差増幅器９６に含まれる演算増幅器の反転入力部において存在する内部基準電圧ＶＡｒｅｆ、ＶＢｒｅｆと等しいとする。例えば、出力電圧Ｖｂが上昇し、ダウンコンバートされた測定電圧ＶＢがＶＢｒｅｆを超えた場合、電流ｉ１ｂは増加し、したがって電流ｉ２ｂも増加する。これは、キャパシタンスＣｂをより速く放電させ、ハイレベルのスイッチオン時間を短くさせる。これは、Ｑ出力部におけるパルス信号を、周波数及びデューティ比に関してパルス幅変調電圧とみなす場合、周波数の上昇と、同時に、デューティ比の減少とを生じる。結果として、前記２つの出力電圧は（上昇した周波数の結果として）降下するが、ＶａはＶｂと比較して（減少したデューティ比の結果として）上昇する。このようにして、前記制御偏差を調節する。
【００８０】
この点で、本発明を、共振コンバータ及び共振コンバータの制御方法を提案することにおいて要約してもよい。前記共振コンバータは、トランスを有する共振回路を具え、この回路に、スイッチドＡＣ電圧、好適にはパルス幅変調電圧を、インバータによって供給する。前記回路は、前記トランスの二次巻線と少なくとも１個の整流素子（ダイオード）を各々が具える複数の二次ユニットを具える。前記二次ユニットを第１形式及び第２形式の二次ユニットに再分し、前記第１形式の二次ユニットと前記第２形式の二次ユニットとは、反対の方向を有する。反対の形式の二次ユニットは、好適には、同じ配線で異なった巻線方向を有するか、反対の配線で同じ巻線方向を有する。前記共振コンバータは、少なくとも２つの出力電圧を発生し、第１出力電圧は、前記第１二次ユニットの電圧に依存し（直接出力）、第２出力電圧は、前記第２二次ユニットの電圧か、前記第１及び第２二次ユニットの電圧（スタック出力）かのいずれかに依存する。前記コンバータは、前記２つの出力電圧を別々に制御する制御システムを追加で有し、これらの出力電圧をインバータ駆動によって予め規定する。種々の実施形態において、前記インバータは、発生すべきパルス幅変調電圧の周波数及びデューティ比又はパルス継続時間のいずれかの予め規定された値を受け、設定値としてのこれら２つのパラメータによって、前記２つの出力電圧を互いに無関係に制御できるようにする。異なったコントローラを、異なった出力構成に関して提案する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 共振コンバータの第１実施形態の回路図である。
【図２】 共振コンバータの第２実施形態の回路図である。
【図３】 共振コンバータの第３実施形態の回路図である。
【図４ａ】 理想化された仮定の下での図１に示す回路の電流及び電圧の波形を表す図である。
【図４ｂ】 ｂはより低いデューティ比及び上昇した周波数でのａの波形に対応する図である。
【図４ｃ】 ｃはより高いデューティ比及びさらに上昇した周波数でのａ及びｂに示すような図である。
【図５】 制御装置の一般的なブロック図であり、ａは周波数コントローラのブロック図であり、ｂはデューティ比コントローラのブロック図である。
【図６】 制御システムの第１実施形態を示す図である。
【図７】 制御システムの第２実施形態を示す図である。
【図８】 制御システムの第３実施形態を示す図である。
【図９】 図８に示す制御システムの可能な実現の回路図である。
【図１０】 図９の電圧の波形を表す図である。
【符号の説明】
１０ 共振コンバータ
１２ インバータ
１４ 共振回路
１６ トランス
１８ａ、１８ｂ 二次巻線
２０ａ、２０ｂ 二次ユニット
２２ 制御システム

Claims (14)

1. 第１及び第２のスイッチを有しＡＣ電圧を発生するインバータと、前記ＡＣ電圧を印加され、少なくとも１個のキャパシタ及び少なくとも１個のトランスを具える共振回路と、前記トランスの少なくとも１つの二次巻線及び少なくとも１個の整流素子によって各々形成されて設けられた少なくとも２つの二次ユニットとを具える共振コンバータにおいて、前記２つの二次ユニットの第１二次ユニット及び第２二次ユニットが反対の巻線方向を有し、
   少なくとも２つの出力電圧を供給し、これら２つの出力電圧のうち第１出力電圧を前記第１二次ユニットによって供給し、第２出力電圧を前記第２二次ユニットか、前記第１及び第２二次ユニットによって供給し、
   加えて、前記少なくとも２つの出力電圧の基準電圧からの偏差に基づき定められた周波数及びデューティ比を有する単一のパルス幅変調電圧により、前記第１及び第２のスイッチを別個に制御し、それにより前記第１及び第２出力電圧を制御する制御システムを設けたことを特徴とする共振コンバータ。
2. 請求項１に記載の共振コンバータにおいて、２つの形式の二次ユニットを設け、第１形式の前記二次ユニットは、第２形式の前記二次ユニットと反対の巻線方向を有することを特徴とする共振コンバータ。
3. 請求項２に記載の共振コンバータにおいて、
   ２つのグループの出力電圧を供給し、各グループが１つ以上の出力電圧を含み、
   前記出力電圧の第１グループを、前記第１形式の１つ以上の二次ユニットによって供給し、
   前記出力電圧の第２グループを、前記第２形式の１つ以上の二次ユニットか、前記第１及び第２形式の二次ユニットの双方かによって供給することを特徴とする共振コンバータ。
4. 請求項３に記載の共振コンバータにおいて、
   前記第１グループの出力電圧及び第２グループの出力電圧を設定値に制御する前記制御システムを設けたことを特徴とする共振コンバータ。
5. 請求項１ないし４のいずれか１項に記載の共振コンバータにおいて、前記インバータをパルス信号によって駆動し、前記共振回路に供給するパルス幅変調電圧を供給するようにしたことを特徴とする共振コンバータ。
6. 請求項５に記載の共振コンバータにおいて、
   前記制御システムを、前記パルス幅変調電圧の波形を予め規定する２つの設定値を供給するように配置したことを特徴とする共振コンバータ。
7. 請求項６に記載の共振コンバータにおいて、前記２つの設定値を、第１及び第２電圧パルスに関するスイッチオン時間とし、
   このスイッチオン時間の間、第１電圧パルスが正であり、前記第２電圧パルスがゼロか負であることを特徴とする共振コンバータ。
8. 請求項６に記載の共振コンバータにおいて、
   前記２つの設定値をスイッチング周波数及びデューティ比としたことを特徴とする共振コンバータ。
9. 請求項８に記載の共振コンバータにおいて、
   前記制御システムを、制御すべき前記第１及び第２出力電圧に関する第１及び第２制御誤差サイズを決定し、
   前記制御誤差サイズの合計に依存する累積的な合計と、前記制御誤差サイズの差に依存する累積的な差とを計算するように配置し、
   前記累積的な合計を前記パルス幅変調電圧の周波数に関するコントローラに供給し、前記累積的な差を前記パルス幅変調電圧のデューティ比に関するコントローラに供給することを特徴とする共振コンバータ。
10. 請求項８に記載の共振コンバータにおいて、
    前記制御システムを、制御すべき前記第１及び第２出力電圧に関する第１及び第２制御誤差サイズを決定するように配置し、
    前記第１制御誤差サイズを前記パルス幅変調電圧のデューティ比に関するコントローラに供給し、
    前記第２制御誤差サイズを前記パルス幅変調電圧の周波数に関するコントローラに供給することを特徴とする共振コンバータ。
11. 請求項７に記載の共振コンバータにおいて、
    前記制御システムを、制御すべき前記第１及び第２出力電圧に関する第１及び第２制御誤差サイズを決定するように配置し、
    前記パルス幅変調電圧の第１電圧パルスの継続時間に関する予め規定された値を前記第１制御誤差サイズから決定し、
    前記パルス幅変調電圧の第２電圧パルスの継続時間に関する予め規定された値を前記第２制御誤差サイズから決定することを特徴とする共振コンバータ。
12. 請求項７又は１１に記載の共振コンバータにおいて、
    前記制御システムを、誤差サイズ信号を形成する少なくとも２つの誤差ユニットと、
    パルス信号を発生し、前記インバータを制御する少なくとも１つのマルチバイブレータとを具えるアナログ回路として実現し、
    前記インバータによって発生されたパルス幅変調電圧のパルスのパルス継続時間を、前記誤差サイズ信号に応じて予め規定することを特徴とする共振コンバータ。
13. 共振コンバータ制御方法において、
    前記コンバータが、ＡＣ電圧を発生する少なくとも１つのインバータと、
    少なくとも１個のキャパシタ及び少なくとも１個のトランスを具え、前記ＡＣ電圧を供給される共振回路とを具え、
    前記トランスの少なくとも１つの二次巻線及び少なくとも１個の整流素子によって各々形成された少なくとも２つの二次ユニットを設け、
    前記２つの二次ユニットの第１二次ユニット及び第２二次ユニットが反対の巻線方向を有し、少なくとも２つの出力電圧を発生し、これら出力電圧のうちの第１出力電圧を前記第１二次ユニットによって供給し、第２出力電圧を、前記第２二次ユニットか、前記第１及び第２二次ユニットかによって供給し、
    前記インバータの駆動を、前記第１及び第２出力電圧を公称値に制御することによって予め規定することを特徴とする共振コンバータ制御方法。
14. 幹線に接続し、中間ＤＣ電圧を得る電源入力回路と、
    前記中間ＤＣ電圧を供給される請求項１ないし１２のいずれか１項に記載の共振コンバータとを具えるスイッチモード電源。

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