JP4245236B2

JP4245236B2 - 電流検出回路

Info

Publication number: JP4245236B2
Application number: JP24274899A
Authority: JP
Inventors: 邦彌荒木; 健芳渡辺; 聡菊原
Original assignee: NF CORP
Current assignee: NF CORP
Priority date: 1999-08-30
Filing date: 1999-08-30
Publication date: 2009-03-25
Anticipated expiration: 2019-08-30
Also published as: JP2001066329A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電流検出回路に関し、特に、カレントトランス（ＣＴ）とインピーダンス（抵抗）を組み合わせて電流検出を行い、各々の信号を合成して直流を含む低周波から高周波までの広帯域電流検出を可能とする電流検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電流検出には、図３と図４に示すような構成が採用されている。
【０００３】
先ず、図３には、抵抗法による電流検出法が示されている。この方法では、測定しようとする電流回路中にシャント抵抗と呼ばれる抵抗器Ｒを直列に挿入し、このシャント抵抗の両端に生じる電圧降下Ｅｏを測定し、この測定電圧を抵抗値で除して電流を求める。
【０００４】
また、図４には、カレントトランス（ＣＴ）を用いた電流検出法が示されている。この方法では、閉磁路に２次巻線を巻き、測定電流Ｉの流れる１次線を同一閉磁路内を貫通させ、２次巻線の出力を抵抗で終端する。この場合、２次巻線に流れる電流ｉは
ｉ＝ｋ・Ｉ／ｎ（ここでｋ＝ＣＴの結合係数で約１、ｎ＝２次巻数）
となり、出力電圧Ｅｏは
Ｅｏ＝ｋ・Ｉ・Ｒ／ｎ
となる。
【０００５】
上述の従来の電流検出方法の他の電流検出法としては、磁路にギャップを設け、その部分にホール素子を取り付け、このホール素子を貫通する磁束の大きさから電流を求める方法（ＤＣＣＴとも呼ばれている）も実用化されており、この方法では交流のみならず直流をも測定できる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように、従来からいくつかの電流検出手段が用いられているが、このうち、シャント抵抗による方法は簡便であるが、シャント抵抗を測定電流線路の途中に入れる必要があるため電流線路と絶縁できない。このため図５に示すように浮遊容量（Ｃｓ）を介して検出出力ｅsにノイズが混入するという問題点がある。そしてこのノイズを低減するには後段に低域フィルタを追加する必要があり、その結果、使用できる周波数帯域が狭くなるという問題点が生じる。
【０００７】
更に、一般的に大電流用のシャント抵抗はその公称抵抗値（ＤＣ時）がミリΩオーダーである。ところが現実のシャント抵抗にはインダクタンス成分Ｌも存在するため、扱う周波数が高くなるともはやシャント抵抗は純粋の抵抗成分だけと考えることはできなくなり、インダクタンス成分との直列回路として取り扱わなければならない。すなわち、シャント抵抗のインピーダンスＺの大きさは√（Ｒ＊Ｒ＋ωＬ＊ωＬ）となり、Ｒが小さいため周波数が高くなるとインダクタンスによるリアクタンス成分が無視できなくなる。
【０００８】
一例として、シャント抵抗の公称値を１０ｍΩとし、使用周波数１００ｋＨｚで０．１％誤差に納めるには誘導性リアクタンスは０．４４７ｍΩ以下にしなければならず、これはインダクタンス値でいうと７．１ｎＨ以下にしなければならないことを意味している。この値はシャント抵抗がある程度の物理的大きさを有していることを考えると実現困難なインダクタンス値といえる。具体例をあげると、プリント基板で線幅１mm、長さ１cmのパターンの有するインダクタンスは約７nHである。わずか１cmの長さで７nHであるから、これから考えても広帯域電流検出における電流シャントのインダクタンスの影響は無視できない。
このように、シャント抵抗による電流測定法はこの意味からもあまり高い周波数までは使用できないという事がわかる。
【０００９】
また、図４に示すＣＴ法においては、検出器の出力は電流線路と絶縁できるという利点はあるものの、原理的に直流電流の検出が不可能であるという欠点がある。また、測定電流線路に直流が流れると、その直流成分によって磁路を構成するコアが直流励磁を受けＣＴの電流検出誤差が大きくなるという問題点も生じる。
【００１０】
更に、ホール素子等の磁気センサーを用いたいわゆる直流変流器（ＤＣＣＴ）はその名の示す通り直流成分を測定できるものの、半導体を使用するが故の温度特性の悪さからドリフトが大きい等の問題点がある。
【００１１】
そこで、本発明の目的は、上記の課題を解消し、上記各手段の長所を併せ持つ電流検出手段を提供することにある。
【００１２】
本発明の具体的な目的は、電流検出において直流から高周波までの広い周波数帯域に渡り、直流ドリフトが小さく、ＣＴの磁気飽和を防ぎ、外部ノイズの影響を低減した電流検出回路を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
前述の課題を解決するため、本発明による電流検出回路は、次のような特徴的な構成を採用している。
【００１４】
（１）１次巻線側には被測定電流が流れ、２次側には前記被測定電流を検出する検出巻線が巻かれたカレントトランスを有する第１の電流検出手段と、
抵抗を有し、前記抵抗に流れる電流を検出する第２の電流検出手段と、
前記第２の電流検出手段の出力に接続され、前記カレントトランスの低域遮断周波数以上の遮断周波数を有する低域通過フィルタ手段と、
前記低域通過フィルタ手段の出力に対応した電流を前記カレントトランスの１次、２次巻線とは別の補正巻線又は前記検出巻線に流す補正電流源手段と、
前記第１の電流検出手段出力及び前記低域通過フィルタ手段の出力を加算して前記被測定電流に対応する信号を出力する加算手段と、
を備えて成る電流検出回路。
【００１５】
（２）１次巻線側には被測定電流が流れ、２次側には前記被測定電流を検出する検出巻線が巻かれたカレントトランスを有する第１の電流検出手段と、
抵抗を有し、前記抵抗に流れる電流を検出する第２の電流検出手段と、
前記第１の電流検出手段の出力に接続された高域通過フィルタ手段と、
前記第２の電流検出手段に接続され、前記高域通過フィルタ手段と同一の遮断周波数を有する第１の低域通過フィルタ手段と、
前記第２の電流検出手段の出力に接続され、前記高域通過フィルタ手段の遮断周波数を越えない遮断周波数を有する第２の低域通過フィルタと、
該第２の低域通過フィルタ手段の出力を受け、前記カレントトランスの１次、２次巻線とは独立した補正巻線又は前記検出巻線に補正電流を流して、前記カレントトランスの１次側に流れる直流成分を打ち消す補正電流源手段と、
前記高域通過フィルタ手段の出力と前記第１の低域通過フィルタ手段の出力とを加算して前記被測定電流に対応する信号を出力する加算手段と、
を備えて成る電流検出回路。
【００１６】
（３）前記補正電流源手段は、電圧アンプ出力に抵抗を直列に挿入することにより構成する上記（１）または（２）の電流検出回路。
【００１８】
（４）前記第１と第２の電流検出手段の検出周波数帯域における検出感度を略同一とした上記（１）または（２）の電流検出回路。
【００１９】
（５）前記第１の電流検出手段のカレントトランスの１次側または前記補正巻線のターンは１ターンまたは複数ターンである上記（１）または（２）の電流検出回路。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明による電流検出回路の好適実施形態例について添付図を参照して詳細に説明する。
【００２１】
図１は本発明に係る電流検出における第１の実施形態の構成図である。図において、電源１は、負荷２に負荷電流Ｉ１を供給している。負荷２には、第１の電流センサであるＣＴ（カレントトランス）３及び第２の電流センサである電流シャント４が直列に挿入されており、負荷２に流れる電流Ｉ１を測定する。
【００２２】
第１の電流センサ３のＣＴは、１次側に被測定電流Ｉ１が流れ、２次側の検出巻線（２次巻線）５から被測定電流Ｉ１に比例した電流を取り出す。この検出巻線５の出力は、オペアンプ６と抵抗７から成る電流電圧変換回路に印加されオペアンプ６の出力から出力電圧Ｖ１を取り出す。負荷電流Ｉ１によって第２の電流センサ４の電流シャントＲｓに発生した電圧は、増幅器８によって増幅される。
【００２３】
ところで、前述のように、第２の電流センサ４の電流シャント抵抗Ｒｓには浮遊容量を介して外部ノイズが加わる。この外部ノイズの伝達経路を考えると、その等価回路は浮遊容量と電流シャントで構成された高域通過フィルタとみなすことができ、従って、外部ノイズ成分は周波数が高くなるほど大きくなる。
【００２４】
本実施形態では、この外部ノイズの影響を軽減するため、増幅器８の出力を抵抗９、キャパシタ１０により構成される低域通過フィルタ（ＬＰＦ）に通して不要な外部雑音成分を取り除いて出力電圧Ｖ２を得る。このＬＰＦの遮断周波数をf2、第１の電流センサ３のＣＴの低域遮断周波数をfctとすると、ＬＰＦの遮断周波数f2は第１の電流センサ３のＣＴの通過域に設定するのが望ましく、通常fct＜＜f2にする。
【００２５】
こうして得られた２つの電流センサの出力Ｖ１、Ｖ２が加算合成器１２により合成されて電流検出信号Ｖoが得られる。
【００２６】
第１の電流センサ３のＣＴには前記１次、２次巻線のほかに第３の巻線である補正巻線が設けられており、この補正巻線には前記低域通過フィルタ（ＬＰＦ）の出力に比例し、Ｉ１とは逆相の電流Ｉ２が電流アンプ１１を介して供給されている。こうすることによって、負荷電流Ｉ１中の直流を含む低周波成分がＩ１とは逆相の電流としてＣＴに流れるので、ＣＴの直流による磁化をキャンセルできる。こうして得られたＶ１、Ｖ２の各電圧は加算合成器１２により合成され出力Ｖoが得られる。
【００２７】
以上説明した回路において、第１の電流センサ３の検出周波数帯域における検出感度をｋ１（＝V1/I1）、第２の電流センサ４の検出周波数帯域における検出感度をk2（＝V2/I1）とすると、出力電圧Ｖoが平坦になる条件はk1=k2である。
【００２８】
尚、本実施形態では第１の電流センサ３のＣＴの１次側巻線は１ターンであるが、これは複数ターンであっても構わない。これは補正電流を流す第３の巻線についても同様である。また、補正電流源の電流アンプ１１は電圧アンプの出力に抵抗を付けてもよい。
【００２９】
図２は本発明による電流検出回路の他の実施形態の構成図であり、第１の実施形態との相違は、第１の電流センサ１０３のＣＴの信号経路に高域通過フィルタ（ＨＰＦ１：キャパシタ１０８と抵抗１０９で構成）が入り、また補正電流源の入力側に低域通過フィルタ（ＬＰＨ３）が設けられている点である。
【００３０】
負荷電流Ｉ１によって第２の電流センサ１０４の電流シャントＲｓの両端には電圧が発生し、この電圧は、増幅器１１０によって増幅される。
【００３１】
第１の実施形態と同様に、第２の電流センサ１０４の電流シャント抵抗Ｒｓ等による浮遊容量を介しての外部ノイズの影響を軽減するため、増幅器１１０の出力に抵抗１１１及びキャパシタ１１２から成る低域通過フィルタ（ＬＰＦ２）を設け、不要な外部雑音成分を取り除いた信号電圧Ｖ２を得ている。
【００３２】
このＬＰＦ２の遮断周波数をf2、第１の電流センサ１０３のＣＴの低域遮断周波数をfctとすると、ｆ２は、上述実施形態と同様に、第１の電流センサ１０３のＣＴの低域遮断周波数よりも充分高い周波数に設定する必要があるのでfct＜＜f2に設定する。
【００３３】
第１の電流センサ１０３のＣＴの１次側に被測定電流Ｉ１を流すと２次側の検出巻線（２次巻線）１０５からＩ１に比例した電流が取り出せる。この検出巻線１０５の出力をオペアンプ１０６と抵抗１０７から成る電流電圧変換回路に加えて電圧信号を得、この電圧信号をキャパシタ１０８と抵抗１０９で構成した高域フィルタＨＰＦ１に通してＶ１を得ている。
【００３４】
前述の第２の電流センサ１０４による電流検出部は直流からＬＰＦ２の遮断周波数ｆ２までの帯域を受け持ち、一方、第１の電流センサ１０３のＣＴによる電流検出部はＨＰＦ１の遮断周波数ｆ１以上の周波数を受け持っている。そして合成した周波数特性を平坦にするため交差周波数をｆcrossとすると、ｆcross＝ｆ１＝ｆ２にする必要がある。更に、この周波数はＣＴ（１０３）の低域遮断周波数及び高域遮断周波数から充分離れた通過域の周波数に設定している。
【００３５】
第１の電流センサ１０３のＣＴには上記１次、２次巻線のほかに第３の巻線である補正巻線が設けられている。そしてこの補正巻線にはＬＰＦ３を通過した信号を電流アンプ１１５を介して補正電流Ｉ２を注入する。その結果、第１の電流センサ１０３のＣＴには負荷電流Ｉ１中の主として直流分がＩ１とは逆相で注入される。これによりＣＴの直流磁化を低減できる。
【００３６】
このように補正巻線による補正はＩ１によるＣＴ（１０３）の磁芯の直流飽和を防止するためのものである。このため補正信号としては直流近傍の信号成分のみを用い、ＬＰＦ３の遮断周波数は前述のＬＰＦ、ＬＰＦ２よりも充分低い周波数に設定している。上記Ｖ１、Ｖ２は加算合成器１１６により合成されて出力Ｖoが得られる。
【００３７】
以上説明した第２の実施形態において、第１の電流センサ１０３の検出周波数帯域における検出感度をｋ１（＝V1/I1）、第２の電流センサ１０４の検出周波数帯域における検出感度をk2（＝V2/I1）としたとき、K1=k2に設定して合成した周波数特性が平坦になるようにしている。
【００３８】
尚、本実施形態では第１の電流センサ３のＣＴの１次側巻線は１ターンであるが、これは複数ターンであっても構わない。このことは補正電流を流す第３の巻線についても同様である。また、補正電流源の電流アンプ１１５は電圧アンプの出力に抵抗器を付けて構成しても良い。更に、本実施形態では、測定電流に含まれる直流及び直流近傍の成分が小さい場合には、ＣＴの磁気飽和や特性劣化が無視できるため補正電流源を省略することができる。尚、図中、１０１は電源、１０２は負荷、１１３は抵抗、１１４はキャパシタである。
【００３９】
また、上記実施形態では補正電流を専用の巻線に流しているが、補正電流成分を検出巻線に重畳させても良い。
【００４０】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、ＣＴによる電流検出とシャント抵抗による電流検出の各出力をフィルタを介して加算しているので、それぞれの周波数帯域を足し合わせた広帯域、低ノイズの電流センサが得られる。
【００４１】
また、測定電流が直流成分を含んでいても、その直流成分を検出して補正電流としてＣＴに加えているので、ＣＴの直流磁化が防げ、電流検出の精度が向上する。
【００４２】
更に、ＣＴが対象線路の任意の位置に挿入できる点、シャント抵抗により直流検出を行うので直流安定度が高い点等、それぞれの長所を生かした使い方ができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による電流検出回路の一実施形態を示す構成図である。
【図２】本発明による電流検出回路の他の実施形態を示す構成図である。
【図３】抵抗を用いた従来の電流検出法を説明するための図である。
【図４】カレントトランスを用いた従来の電流検出法を説明するための図である。
【図５】浮遊容量によるノイズの混入を説明するための図である。
【符号の説明】
１、１０１電源
２、１０２負荷
３、１０３第１の電流センサ
４、１０４第２の電流センサ
５、１０５２次巻線
６、１０６オペアンプ
７、９、１０７、１０９、１１１、１１３抵抗
８、１１０増幅器
１０、１０８、１１２、１１４キャパシタ
１１、１１５電流アンプ
１２、１１６加算合成器

Claims

１次巻線側には被測定電流が流れ、２次側には前記被測定電流を検出する検出巻線が巻かれたカレントトランスを有する第１の電流検出手段と、
抵抗を有し、前記抵抗に流れる電流を検出する第２の電流検出手段と、
前記第２の電流検出手段の出力に接続され、前記カレントトランスの低域遮断周波数以上の遮断周波数を有する低域通過フィルタ手段と、
前記低域通過フィルタ手段の出力に対応した電流を前記カレントトランスの１次、２次巻線とは別の補正巻線又は前記検出巻線に流す補正電流源手段と、
前記第１の電流検出手段出力及び前記低域通過フィルタ手段の出力を加算して前記被測定電流に対応する信号を出力する加算手段と、
を備えて成ることを特徴とする電流検出回路。
１次巻線側には被測定電流が流れ、２次側には前記被測定電流を検出する検出巻線が巻かれたカレントトランスを有する第１の電流検出手段と、
抵抗を有し、前記抵抗に流れる電流を検出する第２の電流検出手段と、
前記第１の電流検出手段の出力に接続された高域通過フィルタ手段と、
前記第２の電流検出手段に接続され、前記高域通過フィルタ手段と同一の遮断周波数を有する第１の低域通過フィルタ手段と、
前記第２の電流検出手段の出力に接続され、前記高域通過フィルタ手段の遮断周波数を越えない遮断周波数を有する第２の低域通過フィルタと、
該第２の低域通過フィルタ手段の出力を受け、前記カレントトランスの１次、２次巻線とは独立した補正巻線又は前記検出巻線に補正電流を流して、前記カレントトランスの１次側に流れる直流成分を打ち消す補正電流源手段と、
前記高域通過フィルタ手段の出力と前記第１の低域通過フィルタ手段の出力とを加算して前記被測定電流に対応する信号を出力する加算手段と、
を備えて成ることを特徴とする電流検出回路。
前記補正電流源手段は、電圧アンプ出力に抵抗を直列に挿入することにより構成することを特徴とする請求項１または２に記載の電流検出回路。
前記第１と第２の電流検出手段の検出周波数帯域における検出感度を略同一としたことを特徴とする請求項１または２に記載の電流検出回路。
前記第１の電流検出手段のカレントトランスの１次側または前記補正巻線のターンは１ターンまたは複数ターンであることを特徴とする請求項１または２に記載の電流検出回路。