JP4155560B2 - 電流検出回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、電流検出回路に関し、特に、直流から高周波までの広帯域電流検出を可能とする電流検出回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来の電流検出回路の代表的な回路としては、シャント抵抗やカレントトランス(CT)を用いた電流検出回路が知られている。また、このシャント抵抗やカレントトランス(CT)を組み合わせてより広帯域な電流検出を可能にする電流検出回路が、本願出願人により提案されている(例えば、特許文献1参照)。
【0003】
【特許文献1】
特開2001−66329号公報(第3頁〜第4頁、図1)
【0004】
図4には、この種の電流検出回路が示されている。図4において、負荷RLには、電源(V1)1から負荷電流I1が供給され、第1の電流センサとしてのCT(カレントトランス)2及び第2の電流センサとしての電流シャント抵抗(Rs)3が直列に挿入、接続され、負荷RLに流れる電流I1が測定される。第1の電流センサ2の1次側(N1)には被測定電流I1が流れ、2次側の検出巻線(2次巻線:N2)からは被測定電流I1に比例した電流が取り出される。この検出用の2次巻線N2の出力は、オペアンプ7と抵抗Rcから成る電流電圧変換回路に入力され、オペアンプ7の出力側から出力電圧Vacが取り出される。
【0005】
第2の電流センサとしての電流シャント抵抗3に流れる負荷電流I1によって発生した電圧は、増幅器4によって増幅される。増幅された電圧は、抵抗とコンデンサから成るLPF(低域通過フィルタ)8で低域成分が取り出され、電流センサ3からの出力Vdcが得られる。
【0006】
ところで、第2の電流センサ3の電流シャント抵抗Rsには浮遊容量を介して外部ノイズが加わる。この外部ノイズの伝達経路は、その等価回路は浮遊容量(図示せず)と電流シャントで構成された高域通過フィルタを介してのものであり、印加された外部ノイズ成分は周波数が高くなるほど大きくなる。
【0007】
第1の電流センサ2には、このカレントトランスCTの直流による磁化をキャンセルするために、1次巻線(N1)、2次巻線(N2)の他に第3の巻線である補正巻線(N3)が設けられている。この補正巻線(N3)には、低域通過フィルタ(LPF)8の出力に比例し、負荷電流I1とは逆相の電流Idcが補正電流源中の電流増幅器9を介して供給される。こうすることによって、負荷電流I1中の直流を含む低周波成分がI1とは逆相の電流としてカレントトランスCTに流れ、カレントトランスCTの直流による磁化をキャンセルできる。この例では、第1の電流センサ2の1次側巻線(N1)や補正電流を流す第3の巻線(N3)は1ターンに限らず複数ターンであっても構わない。
【0008】
こうして得られた2つの電流センサ2と3からの出力Vac、Vdcは、加算合成器10により合成されて最終的に電流検出信号Voが得られる。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】
上述の図4に示す従来の電流検出回路によれば、直流から高周波までの広い周波数帯域に渡って、CTの磁気飽和を防ぎ、外部ノイズの影響や直流ドリフトを低減した電流検出回路が得られるものの、カレントトランスCTに対して新たに補正巻線(N3)を追加巻回する必要があるという問題点があった。
【0010】
そこで、本発明の目的は、上記の問題を解消し、追加巻線を必要とせず、広帯域且つ低ノイズの電流検出回路を提供することにある。
【0011】
【課題を解決するための手段】
本発明は、カレントトランス(CT)とインピーダンス(抵抗)を組み合わせて電流検出を行い、各々の信号を合成して直流を含む低周波から高周波までの広帯域電流検出を可能とするような電流検出回路であり、具体的には次のような特徴的な構成を採用している。
【0012】
(1)被測定電流が流れる導体を1次巻線とする磁気コアに2次巻線が巻回され、前記被測定電流の交流成分を検出するカレントトランスを有する第1の電流検出手段と、前記導体に直列接続され前記被測定電流の直流及び交流成分を検出するシャント抵抗を有する第2の電流検出手段とを含む電流検出回路において、
前記カレントトランスの2次巻線の一方の端子側と接地間に接続され出力電圧を得る出力抵抗と、該出力抵抗に得られる出力電圧及び前記第2の電流検出手段の出力を入力とし前記2次巻線の他方の端子側に出力が供給される誤差増幅器とを備え、
前記出力抵抗の被接地端側に接続された出力端子から直流から高周波までの前記被測定電流を検出する電流検出回路。
【0013】
(2)前記誤差増幅器は、反転入力、非反転入力及び出力を有する増幅器と、それぞれ前記出力端子及び前記第2の電流検出手段の出力と前記反転入力間に接続される抵抗と、前記出力および前記反転入力間に接続される帰還インピーダンスとを有し、前記増幅器の前記非反転入力は接地され、前記出力は前記2次巻線の前記他方の端子に接続される上記(1)の電流検出回路。
【0014】
(3)前記誤差増幅器の前記帰還インピーダンスは、抵抗、キャパシタから成るCR回路網である上記(2)の電流検出回路。
【0015】
(4)前記カレントトランスの前記2次巻線の前記一方の端子と前記出力端子間に接続された同相の増幅器を有する上記(1)、(2)または(3)の電流検出回路。
【0017】
【発明の実施の形態】
以下、本発明による電流検出回路の好適実施形態について図面を参照しながら説明する。
【0018】
図1は本発明に係る電流検出回路図の第1の実施形態を示す回路図である。図1において、負荷RLには、電源(V1)1から負荷電流I1が供給されており、第1の電流センサ2としてのCT(カレントトランス)及び第2の電流センサ3としてのシャント抵抗Rsが直列に挿入され、それぞれにより負荷RLに流れる電流I1が測定される。
【0019】
第1の電流センサ2のカレントトランスCTにおける1次側に被測定電流I1が流れると、2次側には検出巻線(2次巻線)N2の巻数(比)がnであれば、第1の電流センサ2の信号通過帯域では(1/n)・I1の電流が流れる。また、負荷電流I1によって第2の電流センサ3であるシャント抵抗Rsに発生した電圧は、増幅器4により増幅される。
【0020】
増幅器4からの出力は、抵抗Raを介して、誤差増幅機能を有する増幅器5に入力される。この誤差増幅機能を有する増幅器5は、増幅器51と、その出力と反転入力(−)間に接続されている抵抗Rfから構成され、増幅器4からの出力が増幅器51の反転入力(−)に入力される。増幅器51の非反転入力(+)は接地されている。
【0021】
誤差増幅器5の出力は、第1の電流センサ2における2次巻線N2の一方の端子に接続され、他方の端子は増幅器5の反転入力端子(−)に抵抗Rbを介して接続されると共に、抵抗Roで接地されている。抵抗Roの両端には、電流検出結果(電圧出力)Voが得られる。ここで、出力端子OUTに接続される負荷は十分大きな値をもつものとする。
【0022】
増幅器5は、第1の電流センサ2と第2の電流センサ3からの出力の誤差を増幅する誤差増幅器であり、この出力を2次巻線N2に流すことにより1次巻線N1により発生した直流及び低周波の磁化を打ち消している。このような構成により、図4に示すような従来の電流検出回路におけるCTの磁気飽和を防ぐ第3の巻線を不要とする。
【0023】
上述の実施形態における電流検出回路において、第1の電流センサ2は、クロスオーバ周波数fc以上の交流成分を受け持ち、他方、シャント抵抗Rsによる第2の電流センサ3は、誤差増幅器5を経由することにより、直流から上記クロスオーバ周波数fc迄の信号成分を受け持っている。そして、第1の電流センサ2と第2の電流センサ3からの両出力信号は、誤差増幅器5の出力を第1の電流センサ2の2次巻線に対して直列に加えられ合成される。
【0024】
本実施形態では、第1の電流センサ2の直流及び低周波による磁気飽和を防ぐため、第1の電流センサにおけるカレントトランスCTの1次巻線N1による磁界を2次巻線N2による逆磁界で打ち消している。すなわち、カレントトランスCTの1次側(N1)の巻数を1とし、2次側(N2)の巻数をnとし、2つの巻線が同一方向に巻回してカレントトランスCTの2次側に1次側の1/nの電流を逆方向に流すことにより、カレントトランスCTの直流及び低周波による磁気飽和をキャンセルしている。
【0025】
今、カレントトランスCTの1次側にI1なる電流が流れると、これに比例した電圧が増幅器4の出力に現れて抵抗Raに電流が流れる。これにより、誤差増幅器5の出力からカレントトランスCTの2次側の巻線N2に(I1/n)なる電流が流れるように、抵抗Rbを介して、出力端子OUTから誤差増幅器5に負帰還をかけている。
【0026】
即ち、この誤差増幅器5は、抵抗Ra、Rbに流れる電流がバランスするように、言い換えれば、図示したように抵抗Raに対しては電流(k1・I1)が流れ込み、抵抗Rbには電流(−k1・I1)が流れ込みバランスするように動作する。
【0027】
今、直流分について考えると、図1に示すように抵抗Raに矢印の向きにk1・I1なる電流が流れる。すると、この電流により誤差増幅器5の出力に接続されたカレントトランスCTの2次側巻線N2に電流I1/nが流れ、抵抗Roの両端(出力端子)にVo=Ro・(I1/n)なる出力電圧が発生する。この出力電圧Voは、抵抗Rbを介して誤差増幅器5に入力され、カレントトランスCTの2次巻線N2に常に(I1/n)の大きさの電流が流れるように制御している。
【0028】
カレントトランスCTの2次側巻線N2に流す電流(補正用電流)の値は(I1/n)にする必要がある。ところで、抵抗Rbに流れる電流はVo/Rbで、この電流の絶対値はRaに流れる電流(k1・I1)と同じ値であることから、Vs/Ra=Vo/Rbなる関係、すなわちVs/Vo=Ra/Rbである必要がある。
【0029】
設計に当たっては、まずカレントトランスCTに定格電流を流した時のVs、Voを決め、任意のRaを与えれば上記の関係式から、Rb=(Vo/Vs)・Raとして抵抗Rbの値が求まる。
【0030】
そして、抵抗Roには補正電流(I1/n)から抵抗Rbに流れる電流(k1・I1=Vs/Ra)を差し引いた差電流が流れるので、出力電圧Voの値をこの差電流の値で割れば抵抗Roを算出できる。なお、抵抗Rbに流れる電流は、カレントトランスCTに流れる電流(I1/n)に比して通常は十分小さくなるように設計するため、抵抗Rbに流れる電流は無視でき、通常はRo=Vo/(I1/n)としても構わない。
【0031】
誤差増幅器5の反転入力(−)と出力との間に接続されている抵抗Rfの決定に関しては、カレントトランスCTの特性に対応させ、更に誤差増幅器5、カレントトランスCTの2次巻線N2、抵抗Rbからなる負帰還ループの安定性を確保するために負帰還ループの位相余裕が十分大きくなるよう決定することが望ましい。
【0032】
ところで、上述のように、第2の電流センサ3である電流シャント抵抗Rsには浮遊容量を介して外部ノイズが加わり、この外部ノイズの伝達経路の等価回路は浮遊容量と電流シャントで構成された高域通過フィルタとみなすことができ、外部ノイズ成分は周波数が高くなるほど大きくなる。本実施形態では、Rsによる検出信号のうち高域成分は減衰させて利用しないので、この外部ノイズの影響は低減できる。上記電流センサ(抵抗Rs)3は、一般にシャント抵抗と呼ばれる低い抵抗値(例えば、1mΩ以下)の抵抗器を用いているため、シャント抵抗のみによる電流検出では抵抗器の有するインダクタンス成分が無視できず、高い周波数での特性が悪化するという問題があったが、本発明によればこの高域特性の悪化を防ぐことができる。
【0033】
図2は、図1に示す実施形態による電流検出回路の周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。尚、本シミュレーションにおいては、抵抗Rfに直列にキャパシタCfを挿入した。本シミュレーションにおける主要な回路定数は、
I1=1AのときVs=0.1V
カレントトランスCTの巻線比=1:250
Vo=40mV
Ra=22kΩ
Rb=8.8kΩ
Rf=4.7MΩ
Cf=0.039μF
Ro=10Ω
である。
【0034】
図2における特性Aは、第2の電流センサ3のシャント抵抗Rsから出力端子OUTまでの周波数特性であり、低域通過フィルタを形成している。特性Bは、第1の電流センサ2のカレントトランスCTから出力端子OUTまでの周波数特性であり、第1の電流センサ(カレントトランスCT)は直流を通過させないことからもわかる通り高域通過フィルタを形成している。図2からも明らかなように、これら特性A、Bは、周波数≒456Hzで交差しており、その合成特性、すなわち本回路の電流センサ(カレントトランスCT)とシャント抵抗Rsとを合わせた電流センサとしての周波数特性は特性Cに示すように平坦となる。
【0035】
尚、本実施形態では電流センサ(カレントトランスCT)2の1次側巻線N1は1ターンであるが、複数ターンであっても構わないことは勿論である。
【0036】
本実施形態では、電流センサ(カレントトランスCT)2の2次巻線N2と抵抗Roとの接続点を電流検出の出力としているが、この接続点と出力端子OUTとの間に同相の増幅器を追加し、抵抗Rbも出力側に接続するようにしても良い。図3には、かかる構成を有する他の実施形態の電流検出回路が示されている。図3において、図1と同一符号が付されている構成部は同様な機能を有する構成部を示すので、その詳細な説明は省略する。図3を参照すると、電流センサ2の出力側と出力端子OUTとの間には利得Gを有する増幅器6が挿入されている。このようにすると部品点数は増加するが、出力電圧VoをRoとは独立に設定できる等、設計の自由度が増すという効果がある。
【0037】
この場合は、先ず電流センサ(カレントトランスCT)2に定格電流を流した時の電圧Vs、Voを決め、任意の抵抗Raを与えれば、数式:Rb=(Vo/Vs)・Ra、から抵抗Rbが求まる。次に、Vo=(I1/n)・Ro・Gであり、定格電流時の電流センサCT2の2次巻線N2に流す電流(I1/n)は、巻数nが決まれば一義的に決まるので、あとは適宜Ro、Gを決定すれば良い。
【0038】
また、本実施形態においては、電流センサ(カレントトランスCT)の出力を抵抗Roに流して電圧に変換し、この抵抗Roの両端から電圧出力を取り出しているが、電流センサ(カレントトランスCT)2の出力をI−V(電流電圧)変換回路に加えても良い。この場合、オペアンプを用いた通常のI−V変換回路は、オペアンプの出力と反転入力との間に抵抗器を接続した構成であり、入出力の位相が反転するため、抵抗Rbには更に反転した信号を加える必要がある。
【0039】
図1、図3の誤差増幅器5における抵抗Rfは、抵抗、キャパシタから成るCR回路網であっても良い。
【0040】
また、電流センサRs3側の抵抗Raは増幅器4の出力に接続されているが、この抵抗Raは第2の電流センサ3のシャント抵抗Rsのホット側に直接接続しても良い。
【0042】
以上、本発明の好適実施形態の構成及び動作を詳述した。しかし、斯かる実施形態は、本発明の一つの例示に過ぎず、何ら本発明を限定するものではない。本発明の要旨を逸脱することなく、特定用途に応じて種々の変形変更が可能であること、当業者には容易に理解できよう。
【0043】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、電流センサCTによる電流検出とシャント抵抗による電流検出の各出力を電流センサCTの2次巻線において重畳・加算しているので、特別な補正巻線を追加せずとも、電流センサCTの磁気飽和を防止でき、それぞれの周波数帯域を足し合わせた広帯域、低ノイズの電流センサが得られる。
【0044】
また、測定電流に直流成分が含まれていても、その直流成分を検出して補正電流として電流センサCTに加えているので、電流センサCTの直流磁化が防げ、電流検出の精度が格段に向上する。
【0045】
更に、電流センサCTが対象とする線路の任意の位置に挿入できる点、シャント抵抗により直流検出を行うので直流安定度が高い点等、それぞれの長所を生かした使い方ができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明による電流検出回路の一実施形態を示す回路図である。
【図2】図1に示す実施形態による電流検出回路の周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。
【図3】本発明による電流検出回路の他の実施形態を示す回路図である。
【図4】従来の電流検出回路図である。
【符号の説明】
1 電源
2 第1の電流センサ
3 第2の電流センサ
4 増幅器
5 誤差増幅器
6 増幅器
7 増幅器
8 LPF(低域通過フィルタ)
9 電流アンプ
51 増幅器
RL 負荷
Claims (4)
- 被測定電流が流れる導体を1次巻線とする磁気コアに2次巻線が巻回され、前記被測定電流の交流成分を検出するカレントトランスを有する第1の電流検出手段と、前記導体に直列接続され前記被測定電流の直流及び交流成分を検出するシャント抵抗を有する第2の電流検出手段とを含む電流検出回路において、
前記カレントトランスの2次巻線の一方の端子側と接地間に接続され出力電圧を得る出力抵抗と、該出力抵抗に得られる出力電圧及び前記第2の電流検出手段の出力を入力とし前記2次巻線の他方の端子側に出力が供給される誤差増幅器とを備え、
前記出力抵抗の被接地端側に接続された出力端子から直流から高周波までの前記被測定電流を検出することを特徴とする電流検出回路。 - 前記誤差増幅器は、反転入力、非反転入力及び出力を有する増幅器と、それぞれ前記出力端子および前記第2の電流検出手段の出力と前記反転入力間に接続される抵抗と、前記出力及び前記反転入力間に接続される帰還インピーダンスとを有し、前記増幅器の前記非反転入力は接地され、前記出力は前記2次巻線の前記他方の端子に接続されることを特徴とする請求項1に記載の電流検出回路。
- 前記誤差増幅器の前記帰還インピーダンスは、抵抗、キャパシタから成るCR回路網であることを特徴とする請求項2に記載の電流検出回路。
- 前記カレントトランスの前記2次巻線の前記一方の端子と前記出力端子間に接続された同相の増幅器を有することを特徴とする請求項1、2または3に記載の電流検出回路。
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