JPH01265168A - 電流測定装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 光肌曳ａ分立 本発明は、交流および／または直流の電流を測定するた
めの、磁気結合タイプの電流測定装置に関するものであ
る。

従来少垣盃 電流を測定するための検出手段として、電流磁気装置（
ガルバノマグネチックデバイス）がある。

その構成・特徴については、技術文献に詳しいが、例え
ば、シーメンスのデータ・ブック（ｒ電流磁気装置Ｊ　
１９７６／１９７７発行）が参考となる。この装置を用
いて電流測定を行なう技術が２通りある。

第１の技術では、少なくとも理論上は、磁束変動の補償
が不必要となる。この技術を実施するための装置は必ず
、ギャップを有する磁気回路を備え、そのギャップ内に
、電流磁気装置が挿入される０巻線を電流が流れると磁
気回路が励起される。

磁束の変動は、以下に示す式（１）に従い、入力電流の
変動に対応して生ずる。

＝　□ω１ｉｔ ＮＡ。

式（１）で、 Ｂ”：ｌ１３気誘導の値 ｉ：　周波数ｆの入力電流 ω：　角周波数（ω−２πｒ） Ｎ：　巻線の巻数 Ａ１　：磁気回路の、巻線によって囲まれる面積 Ｌ：　インダクタンス（［見回路の効果を含む） この電流−磁気装置に付随する電気接続ケーブルが、そ
れによって囲まれる面積が完全なゼロにまで減少させら
れることのない一個のループを構成するものとし、従っ
て、その面積がゼロ以外の有限の値Ａであるとすれば、
出力端子の間に発生する電圧Ｖ。は、磁気漏れ（従って
漏れインダクタンス）と実効ギャップ面積の増加とが無
視し得るとの前提で適用され得る式（２）によって示さ
れる。

同じ仮定を用いて、電圧ｖ４．は上記巻線に誘導される
電圧Ｖｓの関数として、式（３）のように表わすことも
できる。

さらに従来、インダクタンスＬが、巻線の巻数Ｎの２乗
Ｎｇと定数にとの積、すなわち、Ｌ＝Ｋｐ４ｇ、と表わ
されてきているような場合には、式（２）の電圧ｖ１．
を、式（１）を利用して、式（４）のように表現するこ
ともできる。

（４）　　ｌＶｓ＊１＝ｌｉｌωＫ　　　　Ｎ式（４）
によれば、誘導電圧■８．は、巻線の巻数Ｎおよび角周
波数ωに正比例することがわかる。

以上のことから、実際には、電圧値７１本は一般に当業
者に既知の技術により補償される必要があり、そのため
、この測定回路の設計は複雑なものとなる。

すなわち、このカテゴリの装置は、測定装置として所望
の感度を得るために、極めて高い値のインダクタンス（
つまり、巻数の多い巻線）が必要なのである。しかし、
この条件を満たすと、今度は、電流磁気装置の端子間に
発生する電圧が相対的に高くなり、それでは理想にほど
遠くなる。

電流磁気装置を用いた電流測定の第２の技術では、磁束
の変動が能動的に補償される。

この第２の技術を実施するための装置と、上記した第１
の技術の実施のための装置とでは、第２の装置では磁気
回路に一次励起巻線の他にさらに副（二次）巻線が用い
られる点で異なる。そして、負帰還回路が、磁束の変動
を完全に補償するように、すなわち、磁気誘導の値とし
てゼロもしくは一定の値Ｂを取り出すような態様で、そ
の二次巻線を流れる電流をコントロールする。

上記負帰還回路は、周波数ゼロ（つまり、直流電流）か
ら所望の周波数（交流電流）までの範囲の通過帯域を有
するように設計される。

いずれにしても、磁束の変動は極めて僅かであり（理論
上はゼロである）、実際、誘導される電圧は充分に補償
される。

さらに、本装置のインピーダンスは極めて低い（理論的
にはゼロである）。

このように、第２の技術を実施するための装置は、理想
に極めて近い態様で作用するのではあるが、上述した負
帰還回路を望ましい広い帯域幅で現実に具体化すること
は相当な困難を伴う。また、高い値の電流が関係した場
合、必要な補償電流を低く押さえるために、つまり、補
償のために必要とされる電力を押さえるためには、二次
補償巻線に巻数の多いものが必要となる。

このように、第２の技術のための装置が使用可能な範囲
は、上述した制限のために限られている。

溌３江刈１吟 本発明の目的は、同じ目的のための従来の装置に比較し
て、実施上の諸要求をより満足させる、磁気結合タイプ
の電流測定装置を提供することにあり、特に、 （ｉ）磁束変動の補償の必要がなく、また、従来用いら
れてきた極めて複雑な補償用負帰還回路を使用する必要
もなく、 （ｉｔ）インピーダンスが極めて低いため、（インピー
ダンスがゼロという）理想的な電流測定装置に近い性能
を有し、その結果、高いインピーダンス値のためにその
使用が制限されてきた従来の磁気結合型電流測定装置の
問題点を除去し、そして （ｉｉｉ）　　鉄損を大きく低減させ、それにより、磁
気回路として選択され得る材料の範囲が制限を受ける問
題点をも克服した、電流測定装置を提供することにある
。

本発明の装置では、磁束の変動を補償するために、「受
動的」　（もしくは、固有的）技術とでもよぶごとので
きる第３の測定技術を採用しており、従って、装置の設
計・構造は、前記従来の第２のカテゴリの装置の利点を
保持しながら、大幅に簡略化されている。こうして、本
発明の装置は、新たに第３のカテゴリを形成するもので
ある。

さらに、本発明の装置が固有的に（すなわち、その構造
上の特徴の故に）利用する負帰還は、特に高周波数域に
おいて、いかなる種類の能動的負帰還回路で得られる帰
還に比べても、はるかに有効であることが注目されるべ
きである。

光凱夏斐丘 本発明は、ギャップを有する強磁性体製コアによって形
成され、そのギャップ内にそのギャップを通過する磁束
の関数である信号（Ｖｉ）を発生させる装置が配置され
た磁気回路と、その磁気回路の周囲に配置され、測定さ
れるべき電流（Ｉ）が流される一次巻線と、前記磁気回
路の周囲に配置される二次巻線とを備えたトランスフォ
ーマを有する、磁気結合タイプの電流測定装置であって
、前記測定されるべき電流（１）の直流成分および低周
波交流成分の総和（Ｉｍ）と同電流（１）の高周波交流
成分の総和（ｔｒ　）とを相互に分離する分離手段と、
上記高周波交流成分の総和（１１）に比例する第１の信
号（Ｖｉもしくは■、４）を発生させる手段とを含み、
前記ギャップに配置された装置が、上記直流成分および
低周波交流成分の総和（！、）に比例する第２の信号（
Ｖりを発生させるものであり、さらに、前記第１および
第２の信号を加算することにより、前記測定されるべき
電流（１）に比例する第３の信号を発生させる加算手段
を含む電流測定装置を提供するものである。

本発明の装置の好ましい態様においては、前記分離手段
が、実質的に短絡させられた前記二次巻線によって構成
される。

本発明の装置の別の有利な態様においては、前記第１の
信号を発生させる手段が、前記二次巻線に挿入された数
ｍΩのオーダの極めて小さな値のインピーダンスによっ
て構成され、従って、そのインピーダンスはそれ自身に
よる上記短絡作用に実質的に何等の効果も有さず、前記
第１の信号はそのインピーダンスの端子間に生ずる電圧
である。

本発明の装置の好ましい構成においては、前記二次巻線
を閉じて閉回路とする上記インピーダンスが、純粋な抵
抗によって構成される。

本発明の装置の別の有利な態様においては、前記第１の
信号を発生させる手段が、前記二次巻線によって電流を
供給される増幅器によって構成され、その増幅器の入力
および出力が単一の端子を共有し、前記第１の信号が、
その増幅器の入力および出力間の伝達アドミッタンスに
等価である増幅器の出力インピーダンスの端子間に発生
する電圧である。この場合において、その増幅器の入力
と出力の間の伝達アドミッタンスは極めて高く（理論上
は無限大である）、増幅器の入力インピーダンスおよび
増幅器からの出力インピーダンスはともに極めて低い（
理論上はゼロである）。

本発明の装置のさらに別の有利な態様においては、前記
第１の信号を発生させる手段が、前記磁気回路の周囲に
配置された第３の巻線によって構成され、前記第１の信
号が、その第３の巻線の端子間に発生する電圧であり、
その第３の巻線の巻数（Ｎ、、）が極めて大きい。

本発明の装置の別の有利な態様においては、前記二次巻
線のインピーダンスが、その二次巻線の抵抗によって構
成される。

本発明の装置の別の有利な構成においては、第１のトラ
ンスフォーマとしての前記トランスフォーマの一次巻線
が、第２のトランスフォーマの一次巻線に直列に接続さ
れ、その第２のトランスフォーマの二次巻線が同様に前
記第１のトランスフォーマの二次巻線に直列に接続され
る。

本発明の装置の別の好ましい態様においては、前記磁気
回路のコアが、非積層軟鉄で構成される。

本発明の装置のさらに別の好ましい態様においては、前
記第１と第２の信号を加算する加算手段が、前記第１の
信号を発生させる手段と前記第２の信号を発生させる手
段の各々の出力端子に接続された入力端子（複数）を有
し、それの他の端子（複数）が共通である広帯域演算増
幅器によって構成される。

本発明の装置の別の有利な態様においては、広帯域増幅
器が前記第１の信号を増幅し、かつ、中間帯域増幅器が
前記第２の信号を増幅する。

日の　　およびｔ 以上のように構成された本発明の装置においては、磁束
変動の補償の必要がな（、また従来用いられてきた極め
て複雑な補償用負帰還回路を使用する必要もなく、さら
に、インピーダンスが極めテ低いため、インピーダンス
がゼロという理想的な電流測定装置に近い性能を有し、
そして、鉄損を大きく低減させることができるため、磁
気回路として採用され得る材料の範囲が制限を受けな゛
い。

さらに、本発明の装置では、磁束の変動を補償するため
に、受動的（もしくは、固有的）技術の採用により、装
置の設計・構造が、前記従来の装置に比較して大幅に簡
略化されている。

また、本発明の装置が固有的に（すなわち、その構造上
の特徴の故に）利用する負帰還は、特に高周波数域にお
いて、従来の能動的負帰還回路に比較して、はるかに優
れている。

裏層± 第１図は、本発明に従う電流測定装置の理論図である。

Ｔｒはトランスフォーマであり、その磁気回路（コア）
ＦにはギャップＥが設けられている。

Ｒは極めて小さな値（例えば、１０　ｍΩ）の抵抗であ
る。

Ｇは電流磁気装置（例えば、ホール効果ジェネレータも
しくはその他の装置であって、磁束の関数としての信号
をその出力端子間に発生させるもの）であり、ギャップ
Ｅに配置される。

Σは能動的または受動的加算回路であって、その出力は
一部巻線Ｐを流れる被測定入力電流Ｉの関数である。−
次巻線Ｐの巻数はＮ、であり、他方、二次巻線Ｓの巻数
はＮ５である。

第２図および第３図は、例えば、ホール効果ジェネレー
タＧｈを使用した場合の、第１図の回路の相異なる２つ
の構成例を示している。第２図中、点線はホール効果ジ
ェネレータＧ１とトランスフォーマＴｒの磁場との間の
相互作用を概念的に示している。

■、はジェネレータＧｈの電流源である。

第３図において、Ａは広帯域増幅器である。

第２図において、Ａ　ａ　ｃは極めて高いゲインを有す
る中間帯域増幅器であり、その入力はホール効果ジェネ
レータＧ８の出力端子に得られるホール効果に基づく電
圧である。

他方、Ａｌｃは中程度のゲインを有する広帯域増幅器で
あり、抵抗Ｒの端子間に発生する高周波交流電圧に良好
に悪心する。

第２Ａ図は、第２図の回路の一構成例を詳細に示す回路
図である。図中、Ｔ、、はトランスフォーマ、Ｇｈはホ
ール効果ジェネレータ、Ａ　ａ　ｃおよびＡ　ｍ　ｅは
増幅器（ともにＬＭ３０８タイプのもの）、そして、Ｒ
は二次巻線の端子間に接続された抵抗である。第２Ａ図
の回路の抵抗Ｒの抵抗値は５０１ＩｌΩとし、その他の
回路構成要素は以下の値を存するものする。

ｒ’＋＝　ｒ　’２＝　ｒ　’３＝ｌＱ　ｋΩｒ”＋＝
ｒ”ｚ＝ｒｓ　　＝ｒ７　＝　　１　　ｋΩｒ’、＝　
　２００　ｋΩ ｒａ　　＝ｒａ　　＝ｒｑ　　＝　　８　　ｋΩｒ　ｂ
　　＝ｒ　ＩＯ＝　　１００　ｋΩｒｚ＝４７０　　Ω Ｃ＋　　＝Ｃｔ　　＝３．３　ｐＦ 第２Ａ図の回路はまた、１つの２Ｎ２９０７−Ａタイプ
のＰＮＰ型トランジスタと、２つのツェナー・ダイオー
ドＺ１．Ｚ２とを有している。

ｃｏは、−次巻線Ｐと二次巻線Ｓの間のキャパシタンス
を減結合させるための減結合コンデンサのキャパシタン
スである。

第４図は、第１図から第３図までの測定装置の等価回路
図である。

本回路図において、Ｌｔ　は漏れインダクタンス、ＬＩ
Ｉは磁気回路を考慮したインダクタンス、ｎ”Ｒはトラ
ンスフォーマＴｒの二次回路に接続された抵抗Ｒの等価
抵抗であり、−次回路との関係では、ｎ＝Ｎ、／Ｎ、で
ある。

入力電流Ｉは、一般に、直流成分Ｆｃと、交流成分ｉ（
ω）とを含んでいる。ω＝２π「である。

直流成分■。が存在するとき、回路ｎ”Ｒがいわゆるト
ランスフォーマ効果のみに関係するものとすれば、その
直流成分Ｆｃは必ず図の等価回路のインダクタンスし、
を流れる。

交流成分ｉ（ω）を、インダクタンスＬＩＩと回路ｎ２
Ｒとをそれぞれ流れる交流電流ｉ、（ω）とｉｒ（ω）
とで表せば、当然、ｉ（ω）＝ｉ、（ω）＋ｉ、（ω）
であり、また一般に、インダクタンスし、を流れる電流
■、はＩ　ｍ　＝　Ｅ　ａｃ　＋　ｉ＠で与えられ、他
方、回路ｎ”Ｒを流れる成分は実質電流ｉ、のみである
。

従って、入力電流ｌは式（５）で表される。

（５）　　　Ｉ＝１．＋ｉ。

電流■、は磁束の関数であり、電流磁気装置Ｇによって
電圧信号■、として検出される。他方、電流ｉｒは二次
巻線Ｓに誘導される電圧Ｖｒを利用して検出することが
できる。電流ｉ、と電圧■羞との関係を式（６）に示す
。

（６）　　■ｒ　　＝　ｉｒ　　・ｎ”Ｒ電流ｉｒ（ω
）およびｔｓ（ω）は、式（７）および（８）を用いて
、電流ｉ（ω）の関数として、容易に表される。

（７）ｌｉ、（ω）ｌ＝ｌｉ（ω）１・ωＬ。

（８）ｌｉい（ω）ｌ＝ｌｉ（ω）１・ｎ”Ｒ 式（７）および（８）から、ω＞＞ｎ”Ｒ／Ｌｍの場合
には、ｌ　ｉ、　（ω）　　ｌｚｌ　ｉ（ａ＋）　　ｌ
であり、ω＜＜ｎ”　Ｒ／Ｌ、の場合には、ｌ　１１１
（ω）　　ｌｚｌ　ｉ（ω）　　ｌとなる。このことは
、直流増幅器Ａｄｃは大きな広帯域増幅器である必要は
なく（実際に、１　ｋＨｚ程度までの帯域幅で充分であ
る）、全帯域幅は交流増幅器Ａ、ｃの通過帯域によって
規定されることを意味している。

以上のことから、二次巻線Ｓが事実上短絡されているこ
との一つの結果として、二次巻線Ｓを流れる交流電流ｉ
、、が高周波成分を含んでいることが明らかとなる。

それとは対照的に、磁気回路の効果を考慮した交流成分
ｉ、が含んでいるのは、低周波成分（と、もしあれば直
流成分）のみである、従って、磁気回路の磁束には極め
て僅かな変動が生じるのみであり、本発明の装置ではそ
れら磁束変動を補償する必要がないことがわかる。

上記式（５）は、（極めて小さな値の抵抗Ｒを用いて）
二次巻線Ｓを実質的に短絡させることにより、直流成分
と低周波交流成分の和■、が、高周波交流成分ｉｒから
分離されることを示している。

電流磁気装置Ｇが発生する信号Ｖ＋が磁気誘導に比例す
るものとすれば、この信号およびその誘導は直流成分１
　ｄ’ｅと低周波交流成分ｉ、とに対応し、他方、抵抗
Ｒの端子から得られる信号ｖｒは高周波交流成分１１に
比例する。

こうして、上記の信号ｖ１とＶ、との総和が、測定され
るべき入力電流Ｉを正確に表すことになる。

上記の条件と同じ条件の下で、本測定装置の入力端子ａ
、ｂ間のインピーダンスは以下の式（９）と（Ｉ［ｌ）
により与えられることが容易に証明される。

（９）　　　ｌ　Ｚｓｂ　ｌｚｎ’Ｒ”　＋　ω”Ｌｔ
　”ただし、ω＞＞ｎ”　Ｒ／Ｌ＋ｂ ＧＯ）　　ＩＺ−ｋｌ化ω（Ｌｍ　＋　Ｌｔ　）ただし
、ω＜＜ｎ雪Ｒ／Ｌ。

ここで、漏れインダクタンスＬｔが無視しうる場合には
、式（９）により、このインピーダンスの最大値ＩＺｏ
１１１．ｌｌは、ｎ”Ｒに等しいことがわかる。

入力電流■が正弦波電流ｉで規定され、また、漏れイン
ダクタンスＬｔがほぼゼロであると仮定すれば、電流磁
気装置ＧＫの端子に誘導される電圧Ｖ！は、入力端子ａ
、ｂ間の電圧Ｖｍｂの関数として式０１）のように表さ
れる。

もし、電圧ｖａｂが電流ｉ、とｎ”Ｒとの積で表わされ
るならば、電圧ｖｉは、弐〇２）のように示すこともで
きる。

ｎ”ＲωＬ。

式０りから、容易に、高周波数域での電圧　Ｖ！の最大
値Ｖｉ、ｗａｘを、式（１２ｂ）として得ることがきる
。

≧１■！　１ 弐〇２１は、この最大値が周波数とは無関係であり、ま
た、−次巻線の巻数Ｎ、に逆比例することを示している
。これは、前記した従来技術の第１の測定方法に関する
式（４）と対照的である。

同じ値および同じ条件を用いた場合、式（４）と式（１
２ｂ）との比は、弐〇のようになる。

Ｖｉ＋ｍａｘ　　　　　　　　ｎ”Ｒｎ”Ｒここで、Ｌ
、＝ＫＮ”であり、両ケース共に磁気回路効果（両ケー
スで同一と仮定する）を考慮したインダクタンスを表す
。

弐面において、 Ｌ、　＝　１００　　μＨ Ｒ＝１０情Ω ｎ＝１ ｆ　＝　１００　ｋｌ（ｚ とすれば、その比は、 ｌ　Ｖ＋＊　ｌ　／　Ｖｉ、＋＋＋ａｘ　２＝　６．３
　ＸＩＯ３となる。このことから、本発明装置が、前記
従来の第１の方法を実施するための装置で測定され得る
電圧よりも相当に小さな値の電圧を測定できること、ま
た、この装置が、磁気回路に二次巻線を配置し、その二
次巻線を、極めて小さな値の抵抗（これは、一般に、極
めて小さな値のインピーダンスでもある）によって構成
される負荷によって閉回路（ループ）とすることにより
、極めて容易に達成されることを示す。

さらに、前記した式（１）と同様にして磁気誘導の変動
を考慮に容れた場合、本発明の装置での変動は式側で表
される。

この場合にも、式（１４ｂ）により高周波数域での磁気
誘導の変動の最大値を計算することができる。

すべての相対応する値が等しいとすれば、式（１）と式
（１４ｂ）の比は式０ωで与えられる。

０ω　ｌ　ｄＢ”　／ｄ　ｔ　ｌ／ｌ　ｄＢ／ｄ　ｔ　
ｌ≧　ωＬ、／ｎ”Ｒ 式（１５）は当然、式（１３）に一致する。

しかしながら、磁気損失がｌｄＢ／ｄｔビにほぼ比例す
る（より正確には、ωαＢβ　（αおよびβは周波数の
関数である適当な係数である）に比例する）とした場合
には、本発明の装置は、前記従来の第１の測定方法を実
施するための装置で生ずる磁気損失に比較して、約１０
７のオーダで磁気損失を低減させることができることが
明らかである。

このことは、予期せざる結果をもたらす。すなわち、磁
気回路の構成材料として、もはや、極めて脆弱な材料で
あるためにその成形の困難なフェライトを用いる必要が
ないばかりか、磁気回路を積層構造とする必要がないの
である。

非積層軟鉄を用いて作成したプロトタイプ（Ｒ＝５０ｍ
Ω、　　Ｌｍ　＝８０μＨ９入力電流は正および負の最
大値間のピーク・ピーク振幅値がｌ　ａＴＩｌｐ、振動
数ｆ　＝　１００　ｋｌ（ｚ）では、鉄損および銅損の
全損失は４０　ｍＷに等しいと評価され、他方、抵抗Ｒ
での消費は６．５　ｍＷであった。

弐（１２）−（１２ｂ）および式（１４）−（１４ｂ）
で得られる値は、増幅器ＡＩ／ｖ　（第５図参照）を利
用することにより、さらに低減できる。この増幅器は二
次巻線Ｓから電流を供給され、その入力と出力は共通の
端子を含んでいる。増幅器ＡＩ／Ｖの入力および出力間
の極めて高い（理論的には無限大である）伝達アドミッ
タンスをＹｕ　で表し、また、この増幅器ＡＩ／Ｖのゲ
インが１（ユニティ）よりもはるかに大きいと仮定すれ
ば、ミラーの定理を適用することにより、そのアドミッ
タンスＹＩＪ　　は出力で不変のまま再生され、入力で
はゲイン倍される（ただし、符号の変更をともなう）、
ということができる。このことは、この増幅器ＡＩ／Ｖ
が実際に、本発明の装置としてそのように作動するよう
求められている通りに、極めて低い（理論上はゼロであ
る）入力インピーダンスおよび出力インピーダンスＺ、
＝１／Ｙｕ　　を有することを意味する。

本発明の測定装置の性能は、第７図に示す構成を採用す
るとにより、さらに改良される。すなわち、大きい巻数
Ｎ。を有する第３の巻線Ｒ０を用いて、その第３の巻線
Ｒ０の端子から得られる電圧■、４を、被測定電流■の
高周波交流成分の総和（前記電流ｉ、に相当する）に比
例する信号として利用するのである。

以上と同様、漏れインダクタンスし、が無視しうるもの
と仮定すると、本装置の入力端子ａ、　　ｂ間の電圧Ｖ
□は事実上ｎ”Ｒ−ｉｒに等しい。

従って、電圧Ｖｍｄの値は、以下の比例式から求められ
る。

Ｖ、ｂ　　　Ｎ。

Ｖ、、　　　　Ｎｌｌ。

これを書き換えれば、次のごとくとなる。

Ｖ、４＝ｎ”Ｒ−ｉ　ｒ　　・Ｎａａ／　Ｎｐこの第３
の巻線Ｒ０が電流を通さず、従って、電力を消費しない
とすれば、巻線Ｒ，ｄの巻数Ｎ。

は可能な限り大きくすることができ、それを制限するも
のは真に実施上の理由、例えば、コストや占有面積の問
題のみである。

第７図の回路は、二次巻線Ｓに接続された抵抗Ｒの抵抗
値が、その二次巻線Ｓの抵抗値のみによって構成される
程度にまで低減され得ることを意味する。

さらに、上記第３の巻線Ｒ１の端子間で得られる電圧の
値が相対的に高いものであるおかげで、帯域幅を（増幅
が不要の場合には、事実上、無限大にまで）高めること
ができる。

さらに、第１図の回路の構成は、第６図に示すような、
それと電気的に等価な解決態様により一般化することが
できる。

これら第１図と第６図の２つの図の構成の相異なる点は
、第６図では、被測定電流Ｉが第１図の構成例のトラン
スフォーマに対応するトランスフォーマＴｒの一次巻線
を流れるばかりでなく、それとは別のトランスフォーマ
Ｔｒｌの一次巻線をも流れ、これら２つの一次巻線が直
列の関係にあり、同様にそれら２つのトランスフォーマ
のそれぞれの二次巻線も直列の関係で配置されているこ
とである。

以上、本発明をその実施例・適用例について詳細に説明
したが、本発明はそのような実施例もしくは適用例に限
定されるものではない。換言すれば、本発明はその範囲
を越えない限りにおいて、当業者の知識に基づいて種々
の変形、改良、変更を加えることが可能であり、またそ
のような態様をも含むものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に従う測定装置の第１の理論回路図であ
る。第２図および第３図はトランスフォーマの磁気回路
中のギャップにホール効果ジェネレータを配した場合の
、第１図の回路の相異なる２つの構成例を示す図である
。第２Ａ図は第２図に示す回路の一実施例の詳細な回路
図である。第４図は第１図から第３図までのトランスフ
ォーマの等価回路図である。第５図は第１図の装置の変
形例を示す図である。第６図は第１図の構成例の等価回
路図である。第７図は第１図の装置とは別の変形例を示
す図である。 Ｔ、：）ランスフォーマ Ｆ：磁気回路（コア）　　Ｅ：ギャップＧ：電流磁気装
置 Ｐニー次巻線　　　　　　Ｓ：二次巻線Ｒ：低抵抗　　
　　　　　Σ：加算回路Ｆ　Ｉ　Ｇ、１ ＦＩＧ、２ ＦＩＧ、３ ＦＩＧ、４

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. （１）ギャップを有する強磁性体製コアによって形成さ
   れ、そのギャップ内にそのギャップを通過する磁束の関
   数である信号（Ｖ＿ｉ）を発生させる装置が配置された
   磁気回路と、 その磁気回路の周囲に配置され、測定されるべき電流（
   Ｉ）が流される一次巻線と、 前記磁気回路の周囲に配置される二次巻線とを備えたト
   ランスフォーマを有する、磁気結合タイプの電流測定装
   置であって、 前記測定されるべき電流（Ｉ）の直流成分および低周波
   交流成分の総和（Ｉ＿ｍ）とその電流（Ｉ）の高周波交
   流成分の総和（ｉ＿ｒ）とを相互に分離する分離手段と
   、 上記高周波交流成分の総和（ｉ＿ｒ）に比例する第１の
   信号（Ｖ＿ｒもしくはＶ＿ａ＿ｄ）を発生させる手段と を含み、前記ギャップに配置された装置が、上記直流成
   分および低周波交流成分の総和（Ｉ＿ｍ）に比例する第
   ２の信号（Ｖ＿ｉ）を発生させるものであり、さらに 前記第１および第２の信号を加算することにより、前記
   測定されるべき電流（ I ）に比例する第３の信号を発
   生させる加算手段を含むことを特徴とする電流測定装置
   。
2. （２）前記分離手段が、実質的に短絡させられた前記二
   次巻線によって構成される請求項１記載の装置。
3. （３）前記第１の信号を発生させる手段が、前記二次巻
   線に挿入された数ｍΩのオーダの極めて小さな値のイン
   ピーダンスによって構成され、従って、そのインピーダ
   ンスはそれ自身による上記短絡作用に実質的に何等の効
   果も有さず、前記第１の信号がそのインピーダンスの端
   子間に生ずる電圧である請求項２記載の装置。
4. （４）前記二次巻線を閉じて閉回路とする上記インピー
   ダンスが、純粋な抵抗によって構成される請求項３記載
   の装置。
5. （５）前記第１の信号を発生させる手段が、前記二次巻
   線によって電流を供給される増幅器によって構成され、
   その増幅器の入力および出力が単一の端子を共有し、前
   記第１の信号が、その増幅器の入力および出力間の伝達
   アドミッタンスに等価である増幅器の出力インピーダン
   スの端子間に発生する電圧である請求項１記載の装置。
6. （６）前記第１の信号を発生させる手段が、前記磁気回
   路の周囲に配置された第３の巻線によって構成され、前
   記第１の信号が、その第３の巻線の端子間に発生する電
   圧であり、その第３の巻線の巻数（Ｎ＿ａ＿ｄ）が極め
   て大きい請求項１記載の装置。
7. （７）前記二次巻線のインピーダンスが、その二次巻線
   の抵抗によって構成される請求項６記載の装置。
8. （８）第１のトランスフォーマとしての前記トランスフ
   ォーマの一次巻線が、第２のトランスフォーマの一次巻
   線に直列に接続され、その第２のトランスフォーマの二
   次巻線が同様に前記第１のトランスフォーマの二次巻線
   に直列に接続されている請求項１記載の装置。
9. （９）前記磁気回路のコアが、非積層軟鉄で構成される
   請求項１記載の装置。