WO2006129389A1 - 広帯域型電流検出器 - Google Patents

広帯域型電流検出器 Download PDF

Info

Publication number
WO2006129389A1
WO2006129389A1 PCT/JP2005/021049 JP2005021049W WO2006129389A1 WO 2006129389 A1 WO2006129389 A1 WO 2006129389A1 JP 2005021049 W JP2005021049 W JP 2005021049W WO 2006129389 A1 WO2006129389 A1 WO 2006129389A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
current
frequency
ring cores
coil
measured
Prior art date
Application number
PCT/JP2005/021049
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Shigemi Kinoshita
Original Assignee
Clt Ltd.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Clt Ltd. filed Critical Clt Ltd.
Priority to JP2007518861A priority Critical patent/JP4884384B2/ja
Publication of WO2006129389A1 publication Critical patent/WO2006129389A1/ja

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R15/00—Details of measuring arrangements of the types provided for in groups G01R17/00 - G01R29/00, G01R33/00 - G01R33/26 or G01R35/00
    • G01R15/14—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks
    • G01R15/18—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks using inductive devices, e.g. transformers
    • G01R15/183—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks using inductive devices, e.g. transformers using transformers with a magnetic core
    • G01R15/185—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks using inductive devices, e.g. transformers using transformers with a magnetic core with compensation or feedback windings or interacting coils, e.g. 0-flux sensors

Definitions

  • the present invention relates to a broadband current detector that can measure a low-frequency (8 to: a frequency of about LOkHz) DC current using a saturable rear tuttle.
  • a current detector using a saturable rear tuttle for example, the one described in Japanese Patent Publication No. Sho 63-25487 is known, and a primary current flowing through a saturable iron core is measured.
  • a saturable rear tuttle having a winding and a pair of secondary windings, a load resistance, and an AC power source for passing a current in opposite phase to the secondary winding.
  • the present invention has been made in view of strong circumstances, and provides a broadband current detector capable of measuring from direct current to alternating current with relatively high measurement accuracy (for example, within 0.01%). With the goal.
  • the wideband current detector according to the first invention that meets the above-mentioned object has a space part into which a conductor to be measured through which a measurement current flows can be inserted, and the first and second elements are arranged so as to surround the space part.
  • 2 saturable ring cores, First and second high-frequency coils wound around the first and second saturable ring cores in the same number and generating a magnetic field in the opposite direction when a current in the same direction is applied;
  • First and second unsaturated ring cores arranged in a state where the first and second high-frequency coils are sandwiched between both radial force sandwiches;
  • a high-frequency current that saturates the first and second saturable ring cores is caused to flow through the first and second high-frequency coils, a differential voltage applied to the first and second high-frequency coils is extracted, and the differential voltage is extracted. Is applied to the first and second unsaturated ring cores in the opposite direction to the excitation by the measurement current to cancel the differential voltage and flow to the cancellation coil. From the measured current, the current flowing through the measured conductor in the low frequency range from DC is measured.
  • the wideband current detector according to the second invention is the wideband current detector according to the first invention, wherein the first and second unsaturated ring cores are wound around the center of the first and second unsaturated ring cores. It has a coil, a current detected by the detection coil is amplified and passed through the cancel coil, and a current flowing through the measured conductor in a high frequency region is measured from the current passed through the cancel coil.
  • a broadband current detector according to a third invention is the broadband current detector according to the second invention, wherein the first and second saturable ring cores have the same shape and are arranged in the axial direction. They are arranged side by side.
  • the wideband current detector according to the fourth invention is the wideband current detector according to the second and third inventions, wherein the first and second high-frequency coils are respectively connected with resistors of the same value in series. To form a differential voltage, and the differential voltage is synchronously rectified at a frequency twice that of the alternating current flowing through the first and second high frequency coils and smoothed. Amplified by an amplifier and passed through the cancel coil.
  • FIG. 1 is a cross-sectional view of a wideband current detector body according to an embodiment of the present invention.
  • FIG.2 (A) and (B) show the magnetic properties of the saturable and unsaturated ring cores, respectively. It is a graph.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of the broadband current detector.
  • FIG. 4] (A) to (F) are waveform diagrams for explaining the operation of the broadband current detector.
  • FIG. 5] (A) to (C) are waveform diagrams for explaining the operation of the broadband current detector.
  • FIG. 6 is a graph showing the characteristics of the broadband current detector.
  • a broadband current detector 10 includes an insulator that forms a space 11 through which a conducting wire 26, which is an example of a conductor to be measured, can be passed in the center.
  • the guide cylinder 12 having a nonmagnetic (for example, plastic or ceramic) force is provided.
  • the first and second saturable ring cores 13 and 14 having the same shape are arranged side by side in the axial direction, and the first and second saturable ring cores 13 and 14 are identical to each other.
  • the first and second high-frequency coils 15 and 16 are wound so as to generate a magnetic field in the opposite direction when a current of the same direction is passed through the winding.
  • the first and second high-frequency coils 15 and 16 have first and second unsaturated ring cores 17 and 18 arranged in a sandwiched manner with both side forces in the radial direction sandwiched therebetween.
  • An unsaturated ring core 17, 18 is centered, and a cancel coil 19 having a number n and a detection coil 20 having a number m are wound around the outside.
  • Fig. 2 (B) shows the magnetic characteristics when the first and second unsaturated ring cores 17 and 18 are DC excited.
  • the first and second high-frequency coils 15 and 16 having the same power p are passed through a frequency converter 22 that drops the output from the high-frequency oscillator 21 having a frequency 2f to a frequency of 1Z2.
  • a square wave with a frequency f amplified to a predetermined voltage Va (in this example, a high frequency of 50 kHz, see Fig. 4 (A)) is added via resistors (fixed resistors) 23 and 24 (resistance values are the same). It has been.
  • the first and second saturable ring cores 13 and 14 have a saturable core force having the characteristics shown in FIG. 2 (A).
  • the first and second high-frequency coils 15 and 16 are charged with a square wave voltage Va of frequency f (that is, when a high-frequency current of frequency f is passed), the first and second saturable ring cores 1 1 and 2 so that 3 and 14 saturate at about 3 ⁇ 8 ⁇ wavelength and 7 ⁇ 8 ⁇ wavelength.
  • the number p of the wave coils 15 and 16 and the cross-sectional areas of the first and second saturable ring cores 13 and 14 are set.
  • the first and second high-frequency coils 15 and 16 may pass through the guide tube 12 although they may be in the same direction (for example, starboard or port) or in the opposite direction.
  • a current is passed through the lead wire 26 through which the measurement current flows, the voltage of one of the first and second high-frequency coils 15 and 16 is decreased, and the other voltage is increased.
  • the resistors 23 and 24 and the first and second high-frequency coils 15 and 16 are connected in series to form a bridge circuit, and the primary side coil 28 of the input transformer 27 is connected to the midpoint output thereof.
  • the secondary coil 29 of the input transformer 27 is provided with an intermediate tap so that outputs having a phase difference of 180 degrees are generated in the coils on both sides.
  • the voltage signals (A) and (A) ′ generated on the secondary side of the input transformer 27 are synchronously rectified at a frequency generated by the high frequency oscillator 21 of 2f (ie, 100 kHz).
  • the synchronous rectification means that the voltages generated on the secondary side of the input transformer 27 are different in phase by 180 degrees, and the high-frequency oscillator 21 This means that switching elements (for example, CMOS type semiconductor elements) are alternately switched by the square wave signal generated in step 1, and the signals generated from the input transformer 27 are aligned (ie, rectified).
  • 5 (B) shows the control signal used for synchronous rectification
  • FIG. 5 (C) shows the output of the synchronous rectification circuit 30.
  • the difference between the synchronous rectifier circuit 30 and a rectifier circuit configured by combining a normal silicon diode or the like is that in a rectifier circuit using a silicon diode, a voltage drop of the silicon diode itself (for example, 0.5 ⁇ 0.7v), so that a minute signal cannot be rectified, and there is a problem when all signals flow into a constant direction and a direct current flows. There is no voltage drop of its own (ie, the same as a normal contact), and the phase of the input signal and control signal generates not only a unidirectional current but also a reverse current (and thus completely DC) Hana!
  • the voltage waveform shown in FIG. 5C is averaged (smoothed) to become direct current.
  • the amplifier 32 performs voltage amplification
  • the amplifier 33 performs current amplification
  • the output is passed to a cancel coil 19 to which a resistor 34 is connected in series.
  • the first and second unsaturated ring cores 17 and 18 and the first and second unsaturated ring cores 17 and 18 are generated by the current flowing through the magnetic flux force conducting wire 26 generated in the first and second unsaturated ring cores 17 and 18 by the current flowing through the cancel coil 19.
  • the magnetic flux generated in the saturable ring cores 13 and 14 of 2 is canceled out.
  • H indicates the amplification factor of the signal from the input transformer 27 to the amplifier 33, and actually has an amplification factor of about 10 5 to 10 6 . Therefore, the current flowing through the cancel coil 19 is detected from the voltage across the resistor 34 and calibrated appropriately to obtain the measured current.
  • a direct current flows through the conductor 26 has been described.
  • the high frequency cannot be measured by the control signal for driving the synchronous rectifier circuit 30, and the AC measurement frequency is determined by the pass band of the filter circuit 31 provided next. For example, if the filter circuit 31 is set to about 10 kHz and is set to attenuate with respect to a frequency higher than that, it can measure up to about 10 kHz AC.
  • the first and second saturable ring cores 13 and 14 respond to the high frequency of the beam, the first and second saturable ring cores perform synchronous rectification at a frequency 2f. Even if ring cores 13 and 14 react, they are averaged and cannot be detected by this circuit. However, since the detection coils 20 of the first and second unsaturated ring cores 17 and 18 are not subjected to synchronous rectification, even higher frequencies can be detected. In addition, when the measurement current is at a low frequency, if it is attempted to detect only with the detection coil 20, a core cross-sectional area that does not saturate at that frequency is required, and a small and light weight cannot be achieved.
  • the detection coil 20 is arranged in the first and second unsaturated ring cores 17 and 18, the output is input to the amplifier 33, the output is supplied to the cancel coil 19, and the lead 26 is supplied. If the magnetic flux is canceled, the alternating current flowing through the conductor 26 can also be measured from the voltage force across the resistor 34. Since this technique is well known, detailed description is omitted.
  • a circuit that measures the current flowing through the conductor 26 from the differential voltage detected by the first and second saturable ring cores 13 and 14 and the first and second high-frequency coils 15 and 16 wound around them Combining A with a circuit B that measures alternating current using the detection coil 20, results in the characteristics shown in Fig. 6 and can measure a wide range of currents, including direct current and high frequency alternating current.
  • the broadband current detector 10 is configured by combining the circuit A that can measure from direct current to alternating current and the circuit B that measures normal alternating current, but a switching switch is provided.
  • This circuit is also used when circuit A that can measure from DC to AC and circuit B that measures normal AC current are operated separately.
  • the amplifier 33 is provided with a switch so that these input signals are not input.
  • the broadband current detector according to the present invention allows a current corresponding to the differential voltage between the first and second high-frequency coils wound around the first and second saturable ring cores to flow through the cancel coil. Therefore, the measurement current prevents saturation of the first and second unsaturated ring cores and also prevents saturation of the first and second saturable ring cores, so that current in the low frequency range from DC is increased to small. Accurate measurement up to current.
  • first and second high frequency coils wound around the first and second saturable ring cores are sandwiched between the first and second unsaturated ring cores in a radial side force sandwich, The saturation state of the magnetic flux of the second saturable ring core is controlled more accurately, and the measurement accuracy is improved.
  • a detection coil wound around the first and second unsaturated ring cores is provided at the center, and the current detected by the detection coil is amplified. If the current flowing through the cancellation coil is measured and the current flowing through the conductor to be measured in the high-frequency region is measured, this broadband current detector can also function as a normal CT. As a result, it is possible to measure alternating current in a high frequency region (which means a frequency exceeding the low frequency region). Therefore, in the present invention, the current up to the DC force and high frequency region can be accurately measured.
  • the first and second saturable ring cores have the same shape and are arranged side by side in the axial direction, so that the accuracy of the differential voltage is increased and the accuracy is increased. Good current measurement is possible.
  • a bridge circuit is formed by connecting resistors of the same value in series to the first and second high-frequency coils, respectively, and the bridge output is set as a difference.

Abstract

第１、第２の可飽和リングコア（１３）、（１４）にそれぞれ同一巻数で巻回された第１、第２の高周波コイル（１５）、（１６）と、第１、第２の高周波コイル（１５）、（１６）を半径方向両側からサンドイッチ状に挟んだ状態で配置された第１、第２の不飽和リングコア（１７）、（１８）に巻き付けたキャンセルコイル（１９）とを有し、第１、第２の高周波コイル（１５）、（１６）に第１、第２の可飽和リングコア（１３）、（１４）が飽和する高周波電流を流し、第１、第２の高周波コイル（１５）、（１６）にかかる差分電圧を取り出し、差分電圧に対応する電流を、キャンセルコイル（１９）に流し、キャンセルコイル（１９）に流した電流から、直流から低周波領域での被測定導体（２６）を流れる電流を測定する。これによって、比較的測定精度が高く、直流から交流まで測定可能な広帯域型電流検出器（１０）を提供できる。

Description

明 細 書
広帯域型電流検出器
技術分野
[0001] 本発明は、可飽和リアタトルを用いた直流力も低周波（8〜： LOkHz程度の周波数をい う）の電流を測定できる広帯域型電流検出器に関する。
背景技術
[0002] 可飽和リアタトルを用いた電流検出器としては、例えば、日本国特公昭 63— 25487 号公報に記載のものが知られており、可飽和鉄心に巻かれた被測定電流を流す一 次卷線及び一対の二次卷線とを有する可飽和リアタトルと、負荷抵抗と、前記した二 次卷線に互 、に逆相で電流を流す交流電源とを有して 、る。
また、日本国特開昭 61— 245511号公報に記載のように、ホール素子等を用いて電 流が流れる際に発生する磁界の強さを検知する電流検出器が実用化されて、主流と なっている。
[0003] しかしながら、 日本国特公昭 63— 25487号公報に記載の技術においては、一次卷 線に流す電流が出力値に比例する領域は限定されており領域が狭ぐ更に、その領 域を外れると非線型領域及び飽和領域を有し、比較的測定精度が悪!ヽと ヽぅ問題が ある。また、交流に対しては考慮されておらず、直流の測定用である。
また、日本国特開昭 61— 245511号公報に記載のようなホール素子等を用いた電 流計においては、温度変化等でホール素子の特性が変化し、高い測定精度を維持 することは困難であるという問題がある。
発明の開示
[0004] 本発明は力かる事情に鑑みてなされたもので、比較的測定精度 (例えば、 0. 01%以 内）が高ぐ直流から交流まで測定可能な広帯域型電流検出器を提供することを目 的とする。
[0005] 前記目的に沿う第 1の発明に係る広帯域型電流検出器は、測定電流を流す被測定 導体が挿通可能な空間部を有し、該空間部を取り囲んで配置された第 1及び第 2の 可飽和リングコアと、 前記第 1、第 2の可飽和リングコアにそれぞれ同一卷数で巻回されて、同一方向の電 流を流すと逆方向に磁場を発生させる第 1、第 2の高周波コイルと、
前記第 1、第 2の高周波コイルを半径方向両側力 サンドイッチ状に挟んだ状態で配 置された第 1、第 2の不飽和リングコアと、
前記第 1、第 2の不飽和リングコアを中央にしてその外側に巻き付けたキャンセルコィ ルとを有し、
前記第 1、第 2の高周波コイルに前記第 1、第 2の可飽和リングコアが飽和する高周 波電流を流し、前記第 1、第 2の高周波コイルに力かる差分電圧を取り出し、該差分 電圧に対応する電流を、前記キャンセルコイルに流して前記第 1、第 2の不飽和リン グコアに前記測定電流による励磁とは逆方向に励磁を与えて前記差分電圧を打ち 消し、前記キャンセルコイルに流した電流から、直流から低周波領域での前記被測 定導体を流れる電流を測定する。
[0006] 第 2の発明に係る広帯域型電流検出器は、第 1の発明に係る広帯域型電流検出器 において、前記第 1、第 2の不飽和リングコアを中央にしてその外側に巻き付けられ た検出コイルを有し、該検出コイルで検知された電流を増幅して前記キャンセルコィ ルに流し、該キャンセルコイルに流した電流から、高周波領域での前記被測定導体 を流れる電流を測定する。
[0007] 第 3の発明に係る広帯域型電流検出器は、第 2の発明に係る広帯域型電流検出器 において、前記第 1、第 2の可飽和リングコアは、同一形状であって、軸方向に並べ て配置されている。
そして、第 4の発明に係る広帯域型電流検出器は、第 2、第 3の発明に係る広帯域型 電流検出器において、前記第 1、第 2の高周波コイルには、それぞれ同一値の抵抗 が直列に接続されてブリッジ回路を形成し、そのブリッジ出力を前記差分電圧とし、 該差分電圧を前記第 1、第 2の高周波コイルを流す交流の 2倍の周波数で同期整流 し、平滑ィ匕してアンプで増幅して、前記キャンセルコイルに流す。
図面の簡単な説明
[0008] [図 1]本発明の一実施例に力かる広帯域型電流検出器本体の断面図である。
[図 2] (A)、 (B)はそれぞれ可飽和リングコア及び不飽和リングコアの磁気特性を示 すグラフである。
[図 3]同広帯域型電流検出器の回路図である。
[図 4] (A)〜 (F)は同広帯域型電流検出器の動作を説明するための波形図である。
[図 5] (A)〜 (C)は同広帯域型電流検出器の動作を説明するための波形図である。
[図 6]同広帯域型電流検出器の特性を示すグラフである。
発明を実施するための最良の形態
[0009] 続いて、添付した図面を参照しつつ、本発明を具体化した実施例につき説明し、本 発明の理解に供する。
図 1、図 3に示すように、本発明の一実施例に係る広帯域型電流検出器 10は、中央 に被測定導体の一例である導線 26を揷通可能な空間部 11を形成する絶縁体かつ 非磁性体 (例えば、プラスチック又はセラミック)力もなるガイド筒 12を有している。こ のガイド筒 12の周囲には同一形状の第 1、第 2の可飽和リングコア 13、 14が軸方向 に並べて配置され、この第 1、第 2の可飽和リングコア 13、 14には、それぞれ同一卷 数で卷回されて同一方向の電流を流すと逆方向に磁場を発生させる第 1、第 2の高 周波コイル 15、 16が巻かれている。
この第 1、第 2の高周波コイル 15、 16を半径方向両側力もサンドイッチ状に挟んだ状 態で配置された第 1、第 2の不飽和リングコア 17、 18を有し、この第 1、第 2の不飽和 リングコア 17、 18を中央にしてその外側には、卷数 nのキャンセルコイル 19と卷数 m の検出コイル 20が巻かれている。なお、この第 1、第 2の不飽和リングコア 17、 18を 直流励磁した場合の磁気的特性を図 2 (B)に示す。
[0010] 同一卷数 pの第 1、第 2の高周波コイル 15、 16には、図 3に示すように、周波数 2fの 高周波発振器 21からの出力を 1Z2の周波数に落とす周波数変換器 22を介して所 定電圧 Vaに増幅された周波数 fの方形波（この実施例では 50kHzの高周波、図 4 ( A)参照）が、抵抗（固定抵抗） 23、 24 (抵抗値は同じ)を介して加えられている。第 1 、第 2の可飽和リングコア 13、 14は図 2 (A)に示すような特性の可飽和コア力 なつ ている。そして、第 1、第 2の高周波コイル 15、 16に周波数 fの方形波電圧 Vaをカロえ た場合 (即ち、周波数 fの高周波電流を流した場合)、第 1、第 2の可飽和リングコア 1 3、 14が約 3Ζ8 · λ波長及び 7Ζ8 · λ波長の所で飽和するように、第 1、第 2の高周 波コイル 15、 16の卷数 p及び第 1、第 2の可飽和リングコア 13、 14の断面積が設定さ れている。
従って、第 1、第 2の高周波コイル 15、 16に、図 4 (A)に示すような電圧を加えると、 第 1の高周波コイル 15には、図 4 (B)に示す電圧が、第 2の高周波コイル 16には、図 4 (C)に示す電圧が発生する。
[0011] 第 1、第 2の高周波コイル 15、 16の卷方向は同一（例えば、右卷又は左卷)であって も逆方向であってもよ 、が、ガイド筒 12内を揷通する測定電流を流す導線 26に電流 を流すと、第 1、第 2の高周波コイル 15、 16の一方の電圧が減少し、他方の電圧が増 加するように、抵抗 23、 24にそれぞれ接続されている。そして、この抵抗 23、 24及び 第 1、第 2の高周波コイル 15、 16がそれぞれ直列に接続されて、ブリッジ回路を形成 し、その中点出力に入力トランス 27の一次側コイル 28が接続されている。この入力ト ランス 27の二次側コイル 29には中間タップが設けられ、 180度位相の異なる出力が その両側のコイルに発生するようになって 、る。
従って、導線 26に電流が流れない場合には、図 4 (B)に示す第 1の高周波コイル 15 にかかる電圧と、図 4 (C)に示す第 2の高周波コイル 16にかかる電圧は同一となるの で、その差分が入力トランス 27に出力され、結局は図 4 (D)に示すように 0 (ゼロ）とな る。
[0012] ところが、導線 26に電流 (説明のために直流が流れたとする）が流れると、第 1、第 2 の可飽和リングコア 13、 14の磁気飽和状態が変わって、図 4 (E)及び図 4 (F)に示 すように、第 1、第 2の高周波コイル 15、 16にかかる電圧が変化する。これは、図 2に 示す可飽和リングコアのヒステリシスカーブにおいて、導線 26に電流が流れることに よって、 0点、が移動することによる。
第 1、第 2の高周波コイル 15、 16にかかる電圧の差分をブリッジ回路で検知し、入力 トランス 27によって差分を出力すると、図 5 (A)、 (A) ' に示すような電圧が入力トラ ンス 27の二次側のセンタータップを基準として両側に出力される。
[0013] この入力トランス 27の二次側に発生する電圧信号 (A)、 （A) ' を、高周波発振器 21 で発生させた周波数が 2f (即ち、 100kHz)で同期整流を行う。ここで、同期整流とは 、入力トランス 27の二次側に発生する 180度位相の異なる電圧を、高周波発振器 21 で発生させた方形波信号によって、スイッチング素子 (例えば、 CMOS型半導体素 子)を交互に切り替えて、入力トランス 27から発生する信号を揃えること (即ち、整流 すること)をいう。図 5 (B)は同期整流に使用する制御信号を、図 5 (C)は同期整流回 路 30の出力を示すことになる。
[0014] ここで、同期整流回路 30と通常のシリコンダイオード等を組み合わせて構成した整流 回路との相違は、シリコンダイオードを使用する整流回路においてはシリコンダイォ ード自体の電圧降下 (例えば、 0. 5〜0. 7v)が存在するので微小信号の整流ができ な 、こと、全ての信号が一定方向に電流が流れて直流化されると 、う問題があるが、 同期整流回路 30においては、素子自体の電圧降下がない（即ち、通常の接点と同じ )こと、及び入力信号と制御信号の位相によって、一方向の電流のみでなく逆方向の 電流も発生すること (従って、完全には直流にはならな！ヽ）である。
この同期整流回路 30を用いることによって、導線 26を流れる電流の方向及びその大 きさを正確に測定できる。
[0015] 同期整流回路 30の出力を、そのままフィルター回路 31に流すと、図 5 (C)に示す電 圧波形が平均化 (平滑化)されて、直流となる。ここで、アンプ 32で電圧増幅を行い、 アンプ 33が電流増幅を行って、その出力を抵抗 34が直列に接続されたキャンセルコ ィル 19に流す。このキャンセルコイル 19に流れる電流によって第 1、第 2の不飽和リ ングコア 17、 18に発生する磁束力 導線 26を流れる電流によって第 1、第 2の不飽 和リングコア 17、 18及び第 1、第 2の可飽和リングコア 13、 14に発生する磁束を打ち 消すようにしている。即ち、導線 26を流れる電流を dlで卷数 1とし、キャンセルコイル 19に流れる電流を d2とし卷数を nとした場合、 dl X l = d2 (l + l/ a ) X nの関係が 成立する。従って、 d2 = dl/{n (l + l/ a ) }、良！]ち、 d2^dl/nとなって、 d2を柳』 定すれば、 dlの値が分かる。更に、第 1、第 2の可飽和リングコア 13、 14の磁界は、 約（dl X l— d2 X n)と打ち消されるので、磁束が減少し、広範囲の電流を測定でき、 結果として機器の小型化を図ることができる。なお、「ひ」は入力トランス 27からアンプ 33までの信号の増幅率を示し、実際には 105〜106程度の増幅率を有する。従って、 キャンセルコイル 19を流れる電流を、抵抗 34の両端の電圧より検出し、適当に校正 して、測定電流とする。 [0016] この実施例においては、説明のため、導線 26に直流が流れた場合について、説明し たが、同期整流回路 30でその極性を判別しながらその大きさを測定できるので、マク 口的に見れば交流も支障なく測定できる。なお、同期整流回路 30を駆動する制御信 号より高周波は測定できないし、次に設けられたフィルター回路 31の通過帯域によ つて交流の測定周波数は決定される。例えば、フィルター回路 31を 10kHz程度に設 定しておき、それ以上の周波数に対して減衰するように設定しておけば、約 10kHz 程度の交流まで測定できることになる。
なお、第 1、第 2の可飽和リングコア 13、 14は、はり高い周波数にも反応するが、周 波数 2fで同期整流を行うので、この同期整流の周期内で第 1、第 2の可飽和リングコ ァ 13、 14が反応しても平均化され、この回路では検出できない。但し、第 1、第 2の 不飽和リングコア 17、 18の検出コイル 20については同期整流を行っていないので、 はり高い周波数も検知できる。また、測定電流が低い周波数の場合、検出コイル 20 のみで検知しょうとすると、その周波数で飽和しないだけのコア断面積を必要とし、小 型軽量ィ匕ができない。
[0017] 次に、第 1、第 2の不飽和リングコア 17、 18に検出コイル 20を配置し、その出力をァ ンプ 33に入力させて、その出力をキャンセルコイル 19に流し、導線 26を流れる磁束 を打ち消すようにさせると、導線 26を流れる交流電流も抵抗 34の両端の電圧力ゝら測 定できる。この技術は周知であるので、詳しい説明を省略する。
この場合、第 1、第 2の可飽和リングコア 13、 14及びこれらに巻いた第 1、第 2の高周 波コイル 15、 16によって検出される差分電圧から、導線 26に流れる電流を測定する 回路 Aと、検知コイル 20を用いて交流電流を測定する回路 Bとを組み合わせると、図 6に示すような特性となって、直流力 高周波交流まで広範囲な電流の測定ができる
[0018] 本発明は前記実施例に限定されるものではなぐ本発明の要旨を変更しない範囲で の改良、又は一部省略も可能である。例えば、前記実施例においては、広帯域型電 流検出器 10は、直流から交流まで測定できる回路 Aと、通常の交流電流を測定する 回路 Bとを組み合わせて構成したが、切替えスィッチを設けて、直流から交流まで測 定できる回路 Aと、通常の交流電流を測定する回路 Bとを別々に作動させる場合も本 発明は適用される。この場合、直流から交流まで測定できる回路 A又は通常の交流 電流を測定する回路 Bを停止させる場合には、アンプ 33にこれらの入力信号が入ら な 、ようにスィッチを設けることになる。
[0019] 以上、本発明の実施例を説明した力 本発明は、この実施例に限定されるものでは なぐ発明の要旨を変更しない範囲での変更は可能であり、前記したそれぞれの実 施例や変形例の一部又は全部を組み合わせることもできる。
産業上の利用可能性
[0020] 本発明に係る広帯域型電流検出器は、第 1、第 2の可飽和リングコアに卷回された第 1、第 2の高周波コイルの差分電圧に対応する電流をキャンセルコイルに流している ので、測定電流によって第 1、第 2の不飽和リングコアの飽和を防止すると共に第 1、 第 2の可飽和リングコアの飽和も防止して、直流から低周波領域の電流を、小電流か ら大電流まで精度よく測定できる。
そして、第 1、第 2の可飽和リングコアに巻かれた第 1、第 2の高周波コイルを、第 1、 第 2の不飽和リングコアによって半径方向両側力 サンドイッチ状に挟んでいるので、 第 1、第 2の可飽和リングコアの磁束の飽和状態がより正確に制御され、測定精度が 向上する。
[0021] 特に、本発明の広帯域型電流検出器において、第 1、第 2の不飽和リングコアを中央 にしてその外側に巻き付けられた検出コイルを設け、この検出コイルで検知された電 流を増幅してキャンセルコイルに流し、キャンセルコイルに流した電流から、高周波領 域での被測定導体を流れる電流を測定するようにした場合には、この広帯域型電流 検出器が通常の CTとしての役目も果たし、高周波領域 (前記低周波領域を超える周 波数をいう）での交流電流の測定が可能となる。従って、この発明においては、直流 力 高周波領域までの電流を精度よく測定できる。
[0022] また、本発明の広帯域型電流検出器においては、第 1、第 2の可飽和リングコアを、 同一形状として、軸方向に並べて配置することによって、差分電圧の精度が高まり、 より精度の良 ヽ電流測定ができる。
[0023] そして、本発明の広帯域型電流検出器において、第 1、第 2の高周波コイルに、それ ぞれ同一値の抵抗を直列に接続してブリッジ回路を形成し、そのブリッジ出力を差分 電圧とし、該差分電圧をアンプで増幅して、キャンセルコイルに流すことによって、温 度変化等に影響されず、より精度の高い電流測定が可能となる。

Claims

請求の範囲
[1] 測定電流を流す被測定導体が挿通可能な空間部を有し、該空間部を取り囲んで配 置された第 1及び第 2の可飽和リングコアと、
前記第 1、第 2の可飽和リングコアにそれぞれ同一卷数で巻回されて、同一方向の電 流を流すと逆方向に磁場を発生させる第 1、第 2の高周波コイルと、
前記第 1、第 2の高周波コイルを半径方向両側力 サンドイッチ状に挟んだ状態で配 置された第 1、第 2の不飽和リングコアと、
前記第 1、第 2の不飽和リングコアを中央にしてその外側に巻き付けたキャンセルコィ ルとを有し、
前記第 1、第 2の高周波コイルに前記第 1、第 2の可飽和リングコアが飽和する高周 波電流を流し、前記第 1、第 2の高周波コイルに力かる差分電圧を取り出し、該差分 電圧に対応する電流を、前記キャンセルコイルに流して前記第 1、第 2の不飽和リン グコアに前記測定電流による励磁とは逆方向に励磁を与えて前記差分電圧を打ち 消し、前記キャンセルコイルに流した電流から、直流から低周波領域での前記被測 定導体を流れる電流を測定することを特徴とする広帯域型電流検出器。
[2] 請求項 1記載の広帯域型電流検出器において、前記第 1、第 2の不飽和リングコアを 中央にしてその外側に巻き付けられた検出コイルを有し、該検出コイルで検知された 電流を増幅して前記キャンセルコイルに流し、該キャンセルコイルに流した電流から、 高周波領域での前記被測定導体を流れる電流を測定することを特徴とする広帯域 型電流検出器。
[3] 請求項 2記載の広帯域型電流検出器において、前記第 1、第 2の可飽和リングコアは 、同一形状であって、軸方向に並べて配置されていることを特徴とする広帯域型電流 検出器。
[4] 請求項 2及び 3のいずれか 1項に記載の広帯域型電流検出器において、前記第 1、 第 2の高周波コイルには、それぞれ同一値の抵抗が直列に接続されてブリッジ回路 を形成し、そのブリッジ出力を前記差分電圧とし、該差分電圧を前記第 1、第 2の高 周波コイルを流す交流の 2倍の周波数で同期整流し、平滑ィ匕してアンプで増幅して 、前記キャンセルコイルに流すことを特徴とする広帯域型電流検出器。
PCT/JP2005/021049 2005-05-31 2005-11-16 広帯域型電流検出器 WO2006129389A1 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2007518861A JP4884384B2 (ja) 2005-05-31 2005-11-16 広帯域型電流検出器

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2005160074 2005-05-31
JP2005-160074 2005-05-31

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2006129389A1 true WO2006129389A1 (ja) 2006-12-07

Family

ID=37481324

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2005/021049 WO2006129389A1 (ja) 2005-05-31 2005-11-16 広帯域型電流検出器

Country Status (2)

Country Link
JP (1) JP4884384B2 (ja)
WO (1) WO2006129389A1 (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2019110687A1 (en) * 2017-12-08 2019-06-13 Lem Intellectual Property Sa Toroidal fluxgate current transducer
CN110687339A (zh) * 2018-07-05 2020-01-14 横河电机株式会社 电流传感器

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5889114B2 (ja) * 2012-06-04 2016-03-22 株式会社ソフトエナジーコントロールズ 電流検出器及び電流検出方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH02124470A (ja) * 1988-08-19 1990-05-11 Univ British Colombia:The 直結形フラックスゲート電流センサ
WO2000022447A1 (fr) * 1998-10-14 2000-04-20 Tdk Corporation Capteur magnetique, amperemetre et element de capteur magnetique
JP2001264360A (ja) * 2000-03-16 2001-09-26 Sumitomo Special Metals Co Ltd 直流電流検出器

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH02124470A (ja) * 1988-08-19 1990-05-11 Univ British Colombia:The 直結形フラックスゲート電流センサ
WO2000022447A1 (fr) * 1998-10-14 2000-04-20 Tdk Corporation Capteur magnetique, amperemetre et element de capteur magnetique
JP2001264360A (ja) * 2000-03-16 2001-09-26 Sumitomo Special Metals Co Ltd 直流電流検出器

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2019110687A1 (en) * 2017-12-08 2019-06-13 Lem Intellectual Property Sa Toroidal fluxgate current transducer
CN111527413A (zh) * 2017-12-08 2020-08-11 莱姆国际股份有限公司 环形磁通门电流传感器
JP2021505886A (ja) * 2017-12-08 2021-02-18 レム・インターナショナル・エスエイ トロイダルフラックスゲート電流変換器
US11119125B2 (en) 2017-12-08 2021-09-14 Lem International Sa Toroidal fluxgate current transducer
CN110687339A (zh) * 2018-07-05 2020-01-14 横河电机株式会社 电流传感器
CN110687339B (zh) * 2018-07-05 2021-07-30 横河电机株式会社 电流传感器

Also Published As

Publication number Publication date
JPWO2006129389A1 (ja) 2008-12-25
JP4884384B2 (ja) 2012-02-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2013088766A1 (ja) 電流センサ
KR101329240B1 (ko) 플럭스 게이트 방식의 비접촉 전류 계측기
US6411078B1 (en) Current sensor apparatus
JP4245236B2 (ja) 電流検出回路
JP5308500B2 (ja) 地磁気センサ
JPH02168167A (ja) 電流センサ
US9804203B2 (en) Compensation current sensor arrangement
CN108732404B (zh) 一种电流传感器及其多磁通平衡控制电路
JP2007052018A (ja) トルク・センサー用の磁力計
US20190317135A1 (en) Current sensor with fluxgate
JP2816175B2 (ja) 直流電流測定装置
WO2006129389A1 (ja) 広帯域型電流検出器
JP2008532012A (ja) 環状コイル（ｍａｇｎｅｔｉｃｔｏｒｏｉｄ）を備える電流センサ
WO2021208135A1 (zh) 一种闭环电流互感器
JP4716030B2 (ja) 電流センサ
CN109188048A (zh) 一种基于无源零磁通的非接触式微弱电流检测传感器
JP2000121307A (ja) 誘導的変位量測定装置
JP2007033222A (ja) 電流センサ
JP2008014921A (ja) 直流電流検出方法及び直流電流検出器
KR100451480B1 (ko) 직류 및 교류의 측정이 가능한 클램프형 전류측정기
JPH10332745A (ja) 電流センサー
JP5257811B2 (ja) 高速反応及び低消費電流非接触直流電流センサ
CN212723044U (zh) 一种闭环电流互感器
JP3583699B2 (ja) センサ装置
JP2000266786A (ja) 電流センサ

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2007518861

Country of ref document: JP

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

WWW Wipo information: withdrawn in national office

Country of ref document: DE

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: RU

WWW Wipo information: withdrawn in national office

Country of ref document: RU

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 05806948

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1