JP5257811B2 - 高速反応及び低消費電流非接触直流電流センサ - Google Patents

Description

本発明は、クランプコア形状を有する非接触直流電流センサに関し、とくに高速測定時の消費電流や移乗ノイズを軽減する高速反応及び低消費電流非接触直流電流センサ及びこれを使用する計測装置に関するものである。

現在、既設のケーブルを切断することなく電流値を測定する技術としては、ＣＴ（変流器）を使用し交流電流を測定するクランプメータ、ホールセンサを利用する直流電流測定器、フラックスゲート型直流センサが知られている。とくに直流電流を測定する技術であるホールセンサの場合、１Ａ以上の電流の測定に使用され、またフラックスゲート型直流センサは比較的低レベル（１Ａ以下）の測定を主とする技術である（例えば特許文献１参照。）。

図１及び図２に従い、従来からのクランプ型直流電流センサの構成を説明する。上コア１０１及び下１０２は透磁率μが大きく飽和し易い特性を持った材料が使用されている。測定対象である直流電流線１０３を上コア１０１及び下１０２の間に配置した後、上コア１０１と下コア１０２を密着することによって、閉磁路コア１００となる。この閉磁路コア１００を励磁回路１０４によって磁気飽和領域までドライブさせ、検出回路１０５によって直流電流線１０３の直流電流による閉磁路コア１００の交流飽和特性変化を検出する。尚、励磁回路１０４は交流電圧発生器で、閉磁路コア１００に磁気飽和レベルの交流電流を流す機能を持っている。

検出回路１０５で検出された信号は、バランス制御回路１０６で増幅されフィードバック回路１０７にて交流飽和特性を打ち消すバランス電流Ｉ_ＦＢを流す。この電流Ｉ_ＦＢは巻き数Ｎのコイルを流れため、測定電流との関係はＩ＝Ｉ_ＦＢ・Ｎとなる。ここで巻き数Ｎは既値であり、電流Ｉ_ＦＢが判れば測定電流Ｉが判明する。

図２は図１の閉磁路コア１００を形成した時の回路構成を示しており、図において、飽和特性変化検出回路２０５は、直流電流Ｉによって生じたコアの交流飽和特性の変化を直流として出力する機能があり、またＯＰアンプ２０６は＋−入力の電位差が零になるような電圧を発生する。ＯＰアンプ２０６の出力によりバランス電流Ｉ_ＦＢ２０７が流れ、電流ＩとバランスするとＩ＝Ｉ_ＦＢ・Ｎとなる。ここで、Ｉ_ＦＢ＝Ｖ／Ｒであり、Ｖを信号出力すれば、Ｉ＝Ｖ／Ｒ・Ｎとして直流電流値を求めることができる。尚、図において２０４は励磁回路、２０８は励磁コイルを示し、２０９は帰還用コイルを示す。

特開２０００−２６６７８５号公報

上記の電流測定装置に対して、直流モータや直流ソレノイドのドライブ時の電流応答変化を測定できる、直交電流センサが望まれている。フラックスゲート型センサの電流応答性を早くするためには励磁周波数を上げる必要がある。しかし、励磁コイルはインダクタンスを持つため、周波数が上昇するに従い、励磁電圧を上げる必要が生じ回路の電源電圧を高くする必要がある。また、測定電流線はコアに対して１巻き（以後Ｔとする）のコイルとなるため、励磁コイルの巻き数１／Ｎｄの電圧が測定電流線に対して移乗ノイズとして生じ、しかも励磁周波数を上げるために励磁電圧を上げると、測定系のノイズも増加するという問題点があった。さらに昨今、プラント操業中の機器の状態監視・診断技術が求められているが、多くの制御計測機器に使われているＤＣ４〜２０ｍＡ信号を、回路を外さずに高応答、高分解能で測定できるセンサがなかった。

これらの問題に対して、励磁コイルの巻き数を減らしてインダクタンスを低くし、励磁電流を増して励磁する方法もあるが、回路消費電流が増えるという問題がある。また、巻き数を減らすことにより移乗ノイズは逆比例して増えるため好ましくない。また、大電流を測定する場合には、帰還コイルの巻き数を増やして電流Ｉ_ＦＢを増やさない方法が採られるが、この帰還コイル系は励磁コイルから負荷に見えるため、巻き数を増やすと励磁回路の負担が増え、消費電流が増大すると共に部品も大型化し、コストアップとなる。

本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされたものであり、直流電流の測定高速化の際に、従来の構成では困難であった消費電流の増加や移乗ノイズの増加を軽減できる非接触直流電流センサを提供する。

このため本発明の非接触直流電流センサは、一対の対向接触するコアからなる磁路と、コアを磁気飽和領域までドライブさせる励磁回路と、コアの交流飽和特性の変化を直流として出力する検出回路とを有し、コアの間に配置された直流電流線を非接触に計測する電流センサにおいて、少なくとも一方側の磁路の断面積が接触部分の磁路の断面積と比較して狭い断面積の磁路を有することを第一の特徴とする。

このコア構造において、互いに接触する一対のコアの接触部は、適度の厚みと広い接触面積を有しており、広い面積部分を押え構造とすることで、一対のコアを強力に圧着させることができる。

また、一対の対向接触するコアからなる磁路の一方側の磁路の断面積、又は接触部分の断面積を他方側の磁路に対して狭くし、励磁電圧を少なくしても飽和励磁を可能とすることを第二の特徴とする。

そして、帰還抵抗に接続された帰還用コイルにインダクタンスを直列接続し、励磁コイルから見たインピーダンスを上昇させ、帰還用コイルの巻き線数を増大しても励磁側の消費電流の増加が少ない電流帰還回路を含むことを第三の特徴とする。

本発明に係る非接触直流電流センサによれば、一対の対向接触するコアからなる磁路において、少なくとも一方側の磁路の断面積が接触部分の磁路の断面積と比較して狭くするため、インダクタンスを下げることが可能となり、励起周波数を上げても励磁コイル電圧の上昇を防ぐことができ、回路電源電圧や移乗ノイズの増加を防ぐことができるという優れた効果を有する。

また、上記の一対の対向するコアの磁路の一方側の接触断面積を他方側に対して狭くする技術に替えて、一対の対向するコアの磁路において、少なくとも一方側のコア断面積が互いに接触する部分の断面積と比較して狭い断面積の磁路を形成してもよく、さらにコアの軸をずらして接触面積を減らしてもよい。

そして、帰還抵抗に接続された帰還用コイルにインダクタンスを直列接続し、励磁コイルから見たインピーダンスを上昇させたため、大電流測定時において、帰還コイルの巻き数増大による励起回路の消費電流増加を低減できるという優れた効果を有する。

以下、本発明を実施するための最良の形態を図面に基づいて説明する。図１は従来のクランプ型直流電流センサの構成を示す説明図、図２は図１の閉磁路コアを形成した時の回路構成を示す説明図、図３は本発明のコア構造の一実施例を示す図、図４は他のコア構造を示す図、図５は本発明の非接触センサの回路構成を示す説明図である。

図３は本発明の非接触直流電流センサのコア構造の一実施例を示しており、上コア３０１と下コア３０２からなり、接触部３０３によって閉磁路コア３００が形成されている。図に示すように、接触部３０３は夫々同じ面積を有しており、この接触部３０３を除くコア３００の断面積は狭くなっている。

図４は本発明の非接触直流電流センサのコア構造の他の実施例を示しており、上コア４０１と下コア４０２からなり、接触部４０３によって閉磁路コア４００が形成されている。図に示すように、接触部４０３は夫々異なる断面積を有しており、この接触部４０３を除くコア４００の断面積は同面積となっている。以下図３、図４に示すように磁路の断面積、又は接触断面を変化させた構造について図に従ってさらに詳細に説明する。

図３において、コア３０１及び３０２を接触させて閉磁路コア３００として、励磁コイルＮｄを巻いて電流ｉを流した場合、コア３００に生じる磁束密度ＢはＢ＝（μ／ｌ）・Ｎｄ・ｉとなり、断面積Ｓを変えても必要な電流値は変わらない。しかし、インダクタンスはＬｄ＝Ｎ^２・μ・Ｓ／ｌの関係があり、断面積Ｓを減らすことによりインダクタンス値Ｌｄを下げることが可能となる。

この構成によって、インダクタンス値Ｌｄが下がることで、励起周波数を上げても励磁コイル電圧の上昇を防ぐことができる。また、図４に示すように接触部４０３の接触部分の面積を狭くし、磁路の一部の断面積を減らしても同様の効果が得られる。

上記の構成によって、電流測定の高速化のために励磁コイルの巻き数を減らして低インダクタンス化を行なうことができるため、移乗ノイズや消費電流の増加を防止できる。

次に帰還抵抗Ｒによる励磁回路の負荷効果対策に関して図５を引用して説明する。図５は上記図２のＯＰアンプに対してインダクタンスＬ５０１を直列に挿入した状態を示し、帰還抵抗Ｒに接続された帰還用コイルにインダクタンス５０１を直列接続した電流帰還回路が構成されている。

図において、励磁回路５０４の励磁周波数ｆに対してインピーダンス値が励磁回路５０４の負担とならないＬ値に選ぶ。尚、インピーダンス値はＺ_ＦＢ＝（Ｒ＋ｊ・２π・ｆ・Ｌ）・（Ｎｄ^２／Ｎ^２）である。また、測定する電流Ｉの周波数成分ｆｍに対するインピーダンス値２π・ｆｍ・ＬがＯＰアンプ５０６の励磁電圧に負担とならない数値を選ぶ。

電流Ｉの周波数成分ｆｍを１ｋＨｚまで測定するために、励磁周波数ｆを１ｋＨｚより高い周波数である２０ｋＨｚとし、巻き数Ｎ＝５００Ｔ、Ｎｄ＝１００Ｔ、Ｒ＝５００Ω、Ｌ＝０．１Ｈとした。

励磁側から見たインピーダンス（Ｌ５０１を入れる前）
Ｚ_ＦＢ＝５００×１００^２／５００^２＝２０Ω
励磁側から見たインピーダンス（Ｌ５０１を入れた後）
Ｚ_ＦＢ＝（Ｒ・ｊ＋２π・ｆ・０．１）・１００^２／５００^２Ωであり、約５００Ωとなる。

従って、励磁電圧が５Ｖで有った場合、帰還抵抗負荷分による電流負担は、夫々２５０ｍＡ（Ｌ無し）、１０ｍＡ（Ｌ有り）となり、大幅に減少することができた。

次にＯＰアンプ５０６から見たインピーダンスは、インダクタンスＬ５０１を入れる前は、Ｒの５００Ωのみであるが、０．１ＨのインダクタンスＬを入れると、測定対象である電流Ｉの周波数成分ｆｍ＝１ＫＨｚに対しては（Ｒ・ｊ＋２π・ｆｍ）となり、５００＋ｊ６２８から合成インピーダンスは８０３Ωとなり、約６割程電源電圧が上がる。但し、直流に重畳した交流成分の値は、直流のフルスケールに比較し少なく、少ない電圧上昇で済むことが多く、電源電圧の僅かな上昇で対処が可能となる。

また、Ｒ＝５００Ωでは、２Ｖの信号出力時にＯＰアンプの出力として４ｍＡ必要である。このため励磁回路側の巻き数Ｎｄ＝１００Ｔ、帰還回路側の巻き数Ｎ＝５００Ｔの場合における帰還抵抗とＯＰアンプ出力のために必要な電流値は、
（Ｌ５０１を入れる前）：２５０ｍＡ＋４ｍＡ＝２５４ｍＡ
（Ｌ５０１を入れた後）：１０ｍＡ＋４ｍＡ＝１４ｍＡ
となり、大幅に減少させることができた。

以上、本発明の非接触直流電流センサによれば、一対の対向接触するコアの磁路の一方側の接触断面積を他方側に対して狭くするため、インダクタンスを下げることが可能となり、励起周波数を上げても励磁コイル電圧の上昇を防ぐことができ、回路電源電圧や移乗ノイズの増加を防ぐことができる、しかも、帰還抵抗にインダクタンスを直列に入れ、励磁コイルから見たインピーダンスを上昇させたため、大電流測定時において、帰還コイルの巻き数増大による励起回路の消費電流増加を低減することができる。そして、この非接触直流電流センサを使用した計測装置によってプラント操業中の機器の状態監視・診断技術において、多くの制御計測機器に使われているＤＣ４〜２０ｍＡ信号を、回路を外さずに高応答、高分解能で測定できる。

従来のクランプ型直流電流センサの構成を示す説明図である。 図１の閉磁路コアを形成した時の回路構成を示す説明図である。 本発明のコア構造の一実施例を示す図である。 本発明の他のコア構造を示す図構成図である。 本発明の非接触直流電流センサの回路構成を示す説明図である。

符号の説明

１００ 閉磁路コア
１０１ 上コア
１０２ 下コア
１０３ 直流電流線
１０４ 励磁回路
１０５ 検出回路
１０６ バランス制御回路
１０７ フィードバック回路
２０４ 励磁回路
２０５ 飽和特性変化検出回路
２０６ ＯＰアンプ
２０７ バランス電流
２０８ 励磁コイル
２０９ 帰還用コイル
３００ 閉磁路コア
３０１ 上コア
３０２ 下コア
３０３ 接触部
４００ 閉磁路コア
４０１ 上コア
４０２ 下コア
４０３ 接触部
５０１ インダクタンス
５０４ 励磁回路
５０６ ＯＰアンプ

Claims (4)

1. 一対の対向接触するコアからなる磁路と、コアを磁気飽和領域までドライブさせる励磁回路と、コアの交流飽和特性の変化を直流として出力する検出回路とを有し、コアの間に配置された直流電流線を非接触に計測する電流センサにおいて、少なくとも一方側の磁路の断面積が接触部分の磁路の断面積と比較して狭い断面積の磁路を有することを特徴とするクランプコア構造を有する非接触直流電流センサ。
2. 一対の対向接触するコアからなる磁路と、コアを磁気飽和領域までドライブさせる励磁回路と、コアの交流飽和特性の変化を直流として出力する検出回路とを有し、コアの間に配置された直流電流線を非接触に計測する電流センサにおいて、一対の対向接触するコアからなる磁路の一方側の磁路の断面積、又は接触部分の断面積を他方側の磁路に対して狭くすることを特徴とするクランプコア構造を有する非接触直流電流センサ。
3. 請求項１又は２に記載のコア構造を有する非接触直流電流センサの帰還抵抗に接続された帰還用コイルにインダクタンスを直列接続した電流帰還回路を含むことを特徴とする非接触直流電流センサ。
4. 請求項１乃至３のいずれかに記載の非接触直流電流センサを有する計測装置。

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