JP4245049B2 - 受信装置およびそれを用いた電子機器 - Google Patents

Description

本発明は、信号を受信するための受信装置およびそれを用いた電子機器に関するものである。

地上デジタル放送が開始され、その放送を受信するための受信装置の開発が盛んになされている。特開平１１−１１２４６０号公報に、そのような放送を受信し、周波数同期の引き込み時間をより短縮することのできる直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）と略記する）信号復調装置が開示されている。

以下では、従来の受信装置について、図面を用いて説明する。図８は、従来の受信装置の回路ブロック図である。図８に示すように、受信装置は、入力端子１００４と、入力端子１００４に接続された受信部１００１と、受信部１００１の出力側に接続された復調部１００２と、復調部１００２の出力側に接続された出力端子１０４０とを備える。そして、受信部１００１は、位相同期ループ（以下、「ＰＬＬ」と略記する）１０１０と、ＰＬＬ１０１０からの局部発振信号と入力端子１００４からの信号とを混合する混合器１００６と、混合器１００６の出力側に接続されたフィルタ１００８とを有する。ＰＬＬ１０１０は、局部発振信号を混合器１００６に供給する局部発振器１００７と、局部発振器１００７からの局部発振信号を分周する可変分周器１１０２と、水晶発振器１０１２と、局部発振器１００７の入力側に接続され、可変分周器１１０２からの信号と水晶発振器１０１２からの信号とを比較する位相比較器１１０４とを有する。位相比較器１１０４の出力は、ループフィルタ１００３を介して局部発振器１００７の入力に接続されている。

このように構成された従来の受信装置では、温度が変化すると、水晶振動子１０１１の信号に周波数誤差が生じる。水晶振動子１０１１の信号の周波数誤差は、概略１００ｐｐｍ以下であり、水晶振動子１０１１の信号の基準周波数を例えば１８ＭＨｚとすると、その周波数誤差の範囲は±１．８ｋＨｚと非常に小さい。しかし、誤差を有した水晶振動子１０１１の信号に基づいて生成された局部発振器１００７からの局部発振信号の出力周波数は、局部発振信号の出力周波数と水晶振動子１０１１の信号の基準周波数との比率をこの誤差に掛け合わせた周波数誤差を有する。そのために、局部発振信号の出力周波数に大きな周波数誤差が生じる。

このような大きな周波数誤差を有した局部発振器１００７からの局部発振信号が混合器１００６に入力された場合では、混合器１００６から出力される選局されたＩＦ信号にも同様の周波数誤差が存在する。このため、混合器１００６から出力されたＩＦ信号から非希望信号を取り除くフィルタ１００８は、希望信号を通過させる通過帯域幅を前述の周波数誤差に相当する帯域幅だけ過剰に有する必要があった。その結果、フィルタ１００８の減衰特性が急峻でなくなり、希望信号の近傍周波数に存在する不要な非希望信号の減衰量が減少せざるを得なかった。

受信装置は、入力端子と、入力端子に接続された受信部と、受信部の出力側に接続された復調部と、復調部の出力側に接続された出力端子とを備える。そして、受信部は、ＰＬＬと、ＰＬＬからの局部発振信号と入力端子からの信号とを混合する混合器と、混合器の出力側に接続されたフィルタとを有する。また、復調部は、フィルタからの信号の周波数誤差を検出する周波数誤差検出器を有する。さらに、ＰＬＬは、局部発振信号を混合器に供給する局部発振器と、周波数誤差検出器からの信号に基づいて定められた分周比で局部発振器からの局部発振信号を分周する可変分周器と、発振器と、局部発振器の入力側に接続され、可変分周器からの信号と発振器からの信号とを比較する位相比較器とを有する。

このような構成により、受信装置は、周波数誤差検出器からの信号に基づいて可変分周器を動作させることにより、局部発振信号の周波数誤差を小さくすることができる。これにより、混合器から出力されるＩＦ信号における周波数誤差が小さくなり、希望信号のみを通過させるためのフィルタの通過帯域幅を小さくすることができる。したがって、フィルタの減衰特性が急峻になり、希望信号の近傍周波数に存在する不要な非希望信号の減衰量を増加させることができる。

さらに、電子機器は、入力端子と、入力端子に接続された受信部と、受信部の出力側に接続された復調部と、復調部の出力側に接続された出力端子と、出力端子に接続された信号処理部と、信号処理部に接続された表示部とを備える。そして、受信部は、ＰＬＬと、ＰＬＬからの局部発振信号と入力端子からの信号とを混合する混合器と、混合器の出力側に接続されたフィルタとを有する。さらに、復調部は、フィルタからの信号の周波数誤差を検出する周波数誤差検出器を有する。また、ＰＬＬは、局部発振信号を混合器に供給する局部発振器と、周波数誤差検出器からの信号に基づいて定められた分周比で局部発振器からの局部発振信号を分周する可変分周器と、発振器と、局部発振器の入力側に接続され、可変分周器からの信号と発振器からの信号とを比較する位相比較器とを有する。

このような構成により、電子機器は、周波数誤差検出器からの信号に基づいて可変分周器を動作させることにより、局部発振信号の周波数誤差を小さくすることができる。これにより、混合器から出力されるＩＦ信号における周波数誤差が小さくなり、希望信号のみを通過させるためのフィルタの通過帯域幅を小さくすることができる。したがって、フィルタの減衰特性が急峻になり、希望信号の近傍周波数に存在する不要な非希望信号の減衰量を増加させることができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。

（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態１における受信装置について図１および図２を用いて説明する。図１は本実施の形態における受信装置およびそれを用いた電子機器のブロック図であり、図２はその受信装置の詳細なブロック図である。なお、本実施の形態では、受信装置が地上デジタル放送信号を受信した場合の一例を説明している。

図１に示すように、受信装置は、入力端子４と、入力端子４に接続された受信部１と、受信部１の出力側に接続された復調部２と、復調部２の出力側に接続された出力端子４０とを備える。また、それらを制御するためのＣＰＵ３０のデータを入力する入力端子が設けられている。なお、受信装置を備えた電子機器は、出力端子４０に接続された信号処理部２００と、信号処理部に接続された表示部２０１とを備える。

そして、受信部１は、入力フィルタ（図示せず）と、高周波増幅器５と、ＰＬＬ１０と、ＰＬＬ１０からの局部発振信号と入力端子４からの信号とを混合する混合器６と、混合器６の出力側に周波数帯域を制限するために接続されたフィルタとしての帯域制限フィルタ８とを有する。

入力フィルタは、広帯域な受信電波からテレビ放送信号以外の不要な大括りの周波数帯を抑圧し、テレビ用の受信信号を選択する。

高周波増幅器５は、入力フィルタからの信号を増幅させた後、混合器６の一方の入力に供給する。

混合器６は、ＰＬＬ１０からの局部発振信号に基づいて、入力端子４から入力フィルタと高周波増幅器とを介して入力された信号の周波数を変換し、ＩＦ信号として帯域制限フィルタ８に出力する。

帯域制限フィルタ８は、ＩＦ信号を受け、ＩＦ信号の近傍周波数に存在する不要な妨害信号を抑圧する。さらに、帯域制限フィルタ８の出力信号は、図示しない低周波増幅器で希望信号を一定の出力レベルに利得制御される。

図２に示すように、ＰＬＬ１０は、水晶振動子１１が接続された水晶発振器１２と、混合器６に局部発振信号を供給する局部発振器７とを有する。また、ＰＬＬ１０は、局部発振器７からの局部発振信号を分周するプリスケーラ１０１と、帯域制限フィルタ８からの信号の周波数誤差を検出する復調部２の周波数誤差検出器２４に接続された周波数制御器２５からの信号に基づいて、プリスケーラ１０１からの信号を分周する可変分周器１０２とを有する。さらに、ＰＬＬ１０は、発振器としての水晶発振器１２からの信号を分周するリファレンス分周器１０５と、リファレンス分周器１０５からの信号と可変分周器１０２からの信号とを比較する位相比較器１０４とを有する。位相比較器１０４の出力は、ループフィルタ１３を介して局部発振器７の入力に接続されている。なお、ＰＬＬ１０は、リファレンス分周器１０５からの信号と周波数制御器２５からの信号とを受けると共に可変分周器１０２にオーバーフロー信号（以下、「ＯＶＦ信号」と略記する）を出力する累積可算器１０３を有する。

次に、図２に示す復調部２を構成する各ブロックについて説明する。

復調部２は、帯域制限フィルタ８の出力側に接続されたＡＤ変換器（図面中には、「ＡＤ」と表記している）２０と、ＡＤ変換器２０の出力側に接続されたデジタルフィルタ（図示せず）と、デジタルフィルタの出力側に接続された乗算器２１と、乗算器２１と出力端子４０との間に接続されたフーリエ変換器２２と復調器２３とを有する。出力端子４０はデジタル復調された映像や音声といったデータを出力する。また、復調部２は、フーリエ変換器２２によってフーリエ変換される前の乗算器２１からの信号と、フーリエ変換器２２によってフーリエ変換された後の信号とによって周波数誤差を検出する周波数誤差検出器２４を有する。さらに、周波数誤差検出器２４の出力に接続された周波数制御器２５と、数値制御発振器（Ｎｕｍｅｒｉｃａｌｌｙ Ｃｏｎｔｒｏｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ 以下、「ＮＣＯ」と略記する)２６とが設けられている。

ＡＤ変換器２０は、入力されたアナログ信号をデジタル信号に変換する。

デジタルフィルタは、妨害信号を除去する。

乗算器２１は、入力された希望信号を直交復調した複素形式の信号とするとともに、搬送波成分を除去したベースバンドＯＦＤＭ信号へ周波数変換して出力する。

フーリエ変換器２２は、入力されたベースバンドＯＦＤＭ信号の時間領域のデータ列を周波数領域のデータ列へ変換する。

復調器２３は、その周波数領域のデータ列、すなわち、ＯＦＤＭ信号の各キャリアを変調して伝送されているデジタル信号データを復調する。復調されたデータは誤り訂正処理が施された後、音声や映像といった情報として、出力端子４０を介して出力される。

次に、キャリア周波数オフセットの補正について説明する。キャリア周波数オフセットの補正は、周波数誤差検出器２４、ＮＣＯ２６、および乗算器２１の回路により実現される。

図２に示すように、周波数誤差検出器２４は、狭帯域周波数誤差検出器２７と広帯域周波数誤差検出器２８と加算器２９とを有する。狭帯域周波数誤差検出器２７は、乗算器からの信号を受けて、ＯＦＤＭ信号が有するキャリア間隔以内の細かい周波数誤差を検出する。すなわち、ＯＦＤＭ信号中のガード期間信号は有効シンボル期間信号の後部をコピーしたものであることから、それらの信号の相関を利用してキャリア間隔内の周波数誤差は算出される。

一方、広帯域周波数誤差検出器２８は、フーリエ変換器２２からの信号を受けて、キャリア間隔単位での周波数誤差を検出する。キャリア間隔単位の周波数誤差は、送信側において所定の周期で挿入された周波数同期用の基準シンボルを用いて算出される。

加算器２９は、狭帯域周波数誤差検出器２７の検出誤差と広帯域周波数誤差検出器２８の検出誤差とを加算し、加算された周波数誤差データを周波数制御器２５と図示していないＮＣＯ制御器とへ出力する。ＮＣＯ制御器は、周波数誤差検出器２４で検出した周波数誤差量に基づき、周波数誤差がある場合には誤差がなくなるよう周波数オフセットに相当する周波数誤差データを供給して、ＮＣＯ２６の出力周波数を制御する。ＮＣＯ２６の出力信号は、乗算器２１の他方の入力へ供給される。

このようにして、周波数誤差検出器２４は、狭帯域周波数誤差検出器２７にてＯＦＤＭ変調信号で特徴付けられたガードインターバル期間の信号を用いて周波数誤差を検出し、さらに広帯域周波数誤差検出器２８にてパイロット信号と呼ばれる基準シンボルを用いて周波数誤差を検出する。

以上で述べた復調部２の周波数誤差検出器２４、ＮＣＯ２６、および乗算器２１によるキャリア周波数オフセットの補正は、ＯＦＤＭ変調された希望信号の復調において特に重要である。ＯＦＤＭ信号のように直交関係にある各キャリアを周波数多重化した信号は、周波数オフセットの存在する状況下で復調されると、キャリア間の直交性が崩れ、復調結果に多大な誤りを生じる。このため、キャリア周波数オフセットの補正により、復調出力に多大な誤りが生じないようにしている。

周波数制御器２５は、周波数誤差検出器２４からの周波数誤差データの他にＣＰＵ３０から予めプリセットされたＰＬＬ選局用のデータを受ける。そして、周波数制御器２５は、周波数誤差データとＰＬＬ選局用のデータとを用いて数値演算した結果を、ＰＬＬ選局用の新規データとして、ＰＬＬ１０の可変分周器１０２に供給する。

次に、受信装置内における信号処理について説明する。

初期状態として、ＰＬＬ１０の可変分周器１０２には、可変分周器１０２に予めプリセットされた分周比を表す選局用データ「Ｍ、Ｋ」が入力されている。ここで、「Ｍ、Ｋ」はＣＰＵ３０から入力された選局データである整数分周比と分数分周比である。そして、局部発振器７から出力される局部発振信号の局部周波数であるＦｖｃｏがプリスケーラ１０１によってＮ分周され、Ｆｖｃｏ／Ｎの周波数を有する信号が可変分周器１０２に入力される。

水晶振動子１１および水晶発振器１２によって励起された基準周波数信号であるＦｘｔａｌは、分周比をＮＲに設定されたリファレンス分周器１０５により分周される。その分周されたＦｘｔａｌ／ＮＲの周波数を有する信号を入力して、累積加算器１０３は、１周期の時間であるＮＲ／Ｆｘｔａｌを算出する。そして、１周期ごとにＣＰＵ３０より設定される分数分周比Ｋを累積加算し続ける。累積加算結果が予め定められた加算上限値２^ｍ以上（ｍは累積加算器１０３のビット数）となると、累積加算器１０３は、ＯＶＦ信号を可変分周器１０２へ出力するとともに、演算結果である累積加算値から２^ｍを差し引いて、再び同様の累積加算を継続する。

次に、可変分周器１０２と累積加算器１０３の一連の動作について詳細に説明する。累積加算器１０３は、便宜上定めた任意の所定期間（ＮＲ／Ｆｘｔａｌ）×αにおいて、ＯＶＦ信号を（数１）回出力する。

なお、このとき可変分周器１０２の分周比はＭ＋１と設定される。また、累積加算器１０３がＯＶＦ信号を出力しない残りの期間（数２）において、可変分周器１０２の分周比はＭと設定される。

この結果、所定期間（ＮＲ／Ｆｘｔａｌ）×α中の平均分周比は、簡単化のため（ＮＲ／Ｆｘｔａｌ）＝ｎ、α＝１とおくと、（数３）となる。

位相比較器１０４は、可変分周器１０２から出力される信号の周波数である（数４）と、基準信号発振器の出力周波数であるＦｘｔａｌをリファレンス分周器１０５で分周（分周比＝ＮＲ）した信号の周波数である（数５）とを比較する。

そして、位相比較器１０４は、これらの入力された信号の位相差に従った信号をループフィルタ１３を介して電圧値として局部発振器７に供給する。

このようにして、前述した両者の位相差がなくなり、Ｆｖｃｏは（数４）＝（数５）を満たす。したがって、Ｆｖｃｏは（数６）で表される。すなわち、局部発振器７は、ＣＰＵ３０より設定された選局データ（Ｍ、Ｋ）に従った局部発振信号の周波数であるＦｖｃｏを出力することになる。

ここで、仮にＰＬＬ１０を構成する各回路の条件、およびＣＰＵ３０から設定される設定値の組み合わせを「Ｆｘｔａｌ＝１８ＭＨｚ、ＮＲ＝３分周、Ｎ＝２分周、ｍ＝２０、Ｍ＝６３、Ｋ＝９２９９８７」と定めた場合には、（数７）に示すように、Ｆｖｃｏは７６６．６４３ＭＨｚとなる。

しかしながら、実際の受信装置では、局部発振器７からの局部周波数を前述の（数６）とすることは困難である。すなわち、基準周波数Ｆｘｔａｌを生成する水晶振動子１１および水晶発振器１２により励起された信号は周波数誤差を有する。周波数誤差は、一般的な水晶振動子を用いた場合には、概略１００ｐｐｍ以下である。したがって、基準周波数Ｆｘｔａｌを１８ＭＨｚとした場合の周波数誤差の範囲は±１．８ｋＨｚと非常に小さい。ここで、誤差を有する基準周波数をＦｘｔａｌ^＊とすると、この誤差を有した基準周波数Ｆｘｔａｌ^＊（＝１８ＭＨｚ±１.８ｋＨｚ）を用いた局部発振器７は局部周波数に誤差を有する。その局部周波数をＦｖｃｏ^＊とすると、Ｆｖｃｏ^＊は前述の（数７）と同じ条件では７６６．６４３ＭＨｚに対して７６．６６４ｋＨｚという大きな周波数誤差を有することになる（数８）。

本実施の形態における周波数制御器２５は、誤差を補正するように動作する。以下では、周波数制御器２５の動作について図２を用いて説明する。

周波数制御器２５は、乗算器２５ａ、除算器２５ｂおよび加減算器２５ｃで構成される。そして、周波数制御器２５は、周波数誤差検出器２４からのＩＦ信号における周波数誤差であるΔｆｃに基づいて、ＰＬＬ１０の選局データを補正するための演算を行う。前述の（数７）および、（数８）でも示したように、ＩＦ周波数の周波数誤差Δｆｃ（Δｆｃ＝Ｆｖｃｏ^＊−Ｆｖｃｏ）は、水晶振動子１１が有する周波数誤差であるΔＦｘｔａｌ（ΔＦｘｔａｌ＝Ｆｘｔａｌ^＊−Ｆｘｔａｌ）に起因して、受信部１で発生する。周波数制御器２５は、ＩＦ信号の周波数誤差Δｆｃを取り除くため、周波数誤差を有した基準周波数Ｆｘｔａｌ^＊で正しい局部発振器７の局部周波数Ｆｖｃｏを出力するＰＬＬ１０の新たな分数分周比であるＫ^＊を演算により、導出する。このようにして、正しいＩＦ信号周波数が得られる。

まず、周波数誤差検出器２４から出力された周波数誤差Δｆｃは、乗算器２５ａに入力される。乗算器２５ａは、ＰＬＬ１０の累積加算器１０３の加算上限値「２^ｍ」（ｍは累積加算器１０３のビット数）と周波数誤差量「Δｆｃ」とを乗じて、２^ｍ×Δｆｃを出力する。

次に、除算器２５ｂは、ＰＬＬ１０の基準周波数信号の周波数「Ｆｘｔａｌ」、リファレンス分周器１０５の分周比「ＮＲ」、およびプリスケーラ１０１の分周比「Ｎ」を用いた「（Ｆｘｔａｌ／ＮＲ）×Ｎ」を２^ｍ×Δｆｃから除算する。そして、その結果をＰＬＬ１０の分数分周比Ｋの補正値ΔＫとして出力する。したがって、補正値ΔＫは（数９）のように表される。

なお、ここまでの演算に用いた「ｍ」、「Ｆｘｔａｌ」、「ＮＲ」、「Ｎ」は、前述したように、全てＰＬＬ１０の回路構成で決定される数値である。周波数制御器２５が上記（数９）の演算を簡単に行うために、これらの数値は、復調部２に予めプリセットされていてもよいし、もしくはＣＰＵ３０から復調部２の記憶部に事前に書き込まれていてもよい。

次に、除算器２５ｂの出力信号ΔＫは、加減算器２５ｃの一方に入力される。また、加減算器の他方の入力には、ＣＰＵ３０から出力されるＰＬＬ選局用のプリセットデータが入力される。プリセットデータは、ＰＬＬ１０の整数分周比「Ｍ」と分数分周比「Ｋ」である。

加減算器２５ｃは、これらの入力信号のうち、整数分周比「Ｍ」には演算を行わず入力信号をそのまま出力し、分数分周比「Ｋ」には補正値「ΔＫ」を加減算した「Ｋ^＊」（Ｋ^＊＝Ｋ±ΔＫ）を出力する。

ここで、加算もしくは減算のどちらを行うかは、混合器６で周波数混合する高周波信号と局部発振信号との周波数関係によって決定される。周波数関係が、高周波信号周波数より局部周波数が高く設計されているいわゆる「アッパーローカル（Ｕｐｐｅｒ Ｌｏｃａｌ）」の場合は、ＩＦ周波数＝局部周波数−高周波信号周波数となる。また、ＩＦ周波数と局部周波数Ｆｖｃｏの周波数のずれ方向は同一となる。この場合には、加減算器２５ｃは、ＩＦ周波数の差を示す補正値「ΔＫ」を減算した「Ｋ^＊」（Ｋ^＊＝Ｋ−ΔＫ）を出力する。

一方、周波数関係が、高周波信号周波数より局部周波数が低く設計されているいわゆる「ローアーローカル（Ｌｏｗｅｒ Ｌｏｃａｌ）」の場合は、ＩＦ周波数＝高周波信号周波数−局部周波数となる。また、ＩＦ周波数と局部周波数Ｆｖｃｏの周波数のずれ方向は逆方向となる。例えば、ＩＦ周波数が５５０ｋＨｚであり期待値５００ｋＨｚに対して５０ｋＨｚ高くずれている場合では、局部周波数Ｆｖｃｏ^＊は期待値Ｆｖｃｏよりも５０ｋＨｚ低い方向にずれていることになる。この場合では、加減算器２５ｃは、ＩＦ周波数の差を示す補正値「ΔＫ」を加算した「Ｋ^＊」（Ｋ^＊＝Ｋ＋ΔＫ）を出力する。

このように、周波数制御器２５は、周波数誤差検出器２４から入力された周波数誤差ΔｆｃからＰＬＬ選局用データの補正値「ΔＫ」を導出し、ＣＰＵ３０から入力されたＰＬＬ選局用プリセットデータ（Ｍ、Ｋ）を（Ｍ、Ｋ±ΔＫ）として受信部１のＰＬＬ１０に供給する。

次に、本実施の形態における受信装置の具体的な受信状況を想定した周波数制御の一例を説明する。

受信部１の入力端子４に入力された地上デジタル放送の受信信号は、ＩＦ信号周波数として出力端子９から出力される。例えば、入力端子４には、デジタル放送信号のチャンネル周波数であるｆＲＦ（７６７．１４３ＭＨｚ）が入力される。そして、出力端子９からＩＦ周波数であるｆＩＦ（５００ｋＨｚ）を出力するために、局部発振器７は局部周波数Ｆｖｃｏの期待値として、７６６．６４３ＭＨｚ（Ｆｖｃｏ＝ｆＲＦ−ｆＩＦ）を出力する。ここで、局部発振器７から出力される局部周波数Ｆｖｃｏは、ＰＬＬ１０で選局制御された周波数である。ＰＬＬ１０を構成する各回路の条件、およびＣＰＵ３０により予めプリセットされた設定値の組み合わせが「Ｆｘｔａｌ＝１８ＭＨｚ（期待値）、ＮＲ＝３分周、Ｎ＝２分周、ｍ＝２０、Ｍ＝６３、Ｋ＝９２９９８７」とすれば、（数７）に示したように、局部発振器７は期待値Ｆｖｃｏ＝７６６．６４３ＭＨｚを出力する。

しかしながら、ＰＬＬ１０の基準信号Ｆｘｔａｌの信号源である水晶振動子１１は、出力周波数Ｆｘｔａｌ＝１８ＭＨｚ（期待値）に対して＋１００ｐｐｍの周波数精度で誤差を生じることがある。したがって、実際には、Ｆｘｔａｌ^＊＝１８ＭＨｚ＋１．８ｋＨｚなる周波数を出力する。このＦｘｔａｌ^＊に基づいて、局部発振器７は期待値からの周波数誤差７６．６６４ｋＨｚを有するＦｖｃｏ^＊を出力する（数１０）。

（数１０）で示す周波数誤差を有した局部周波数Ｆｖｃｏ^＊が混合器６に入力されると、混合器６は入力された高周波周波数ｆＲＦと局部周波数Ｆｖｃｏ^＊より周波数誤差を有したＩＦ周波数であるｆＩＦ^＊を出力する。このとき、ＩＦ周波数ｆＩＦ^＊は４２３．３３６ｋＨｚ（ｆＩＦ^＊＝ｆＲＦ−Ｆｖｃｏ^＊）となる。このようにして、周波数変換されたＩＦ信号は、帯域制限フィルタ８等を介して出力端子９から出力され、復調部２の入力端子１９へ入力される。

次に、復調部２では、ＡＤ変換器２０は入力されたＩＦ信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する。そして、乗算器２１は入力されたデジタル信号を複素形式の信号にするとともにベースバンド周波数の信号に変換する。また、フーリエ変換器２２は入力された時間領域のデータ列を周波数領域のデータ列に変換する。乗算器２１の出力、およびフーリエ変換器２２の出力はともに周波数誤差検出器２４へ入力され、周波数誤差検出器２４で検出されたＩＦ信号の周波数誤差Δｆｃが−７６．６６４ｋＨｚとして得られ、周波数制御器２５に周波数誤差データとして出力される。

周波数制御器２５は、入力された周波数誤差Δｆｃ（−７６．６６４ｋＨｚ）に相当する周波数誤差データと、予めプリセットされた設定値の組み合わせである「Ｆｘｔａｌ＝１８ＭＨｚ、ＮＲ＝３分周、Ｎ＝２分周、ｍ＝２０」とを用いて、（数９）の演算を行い、可変分周器１０２の分数分周比の補正値であるΔＫ＝−６６９９の結果を得る。さらに、ΔＫ（−６６９９）と、ＣＰＵ３０から入力されるＰＬＬ選局用のプリセットデータである（Ｍ、Ｋ）＝（６３、９２９９８７）のＫである９２９９８７との、加減算が行われる。ここでは、混合器６で周波数混合する高周波信号と局部発振器７からの局部周波数との周波数関係がローアーローカルの場合であることから、加減算器２５ｃの演算は加算である。したがって、周波数制御器２５は、補正値ΔＫをＫに加算してＰＬＬ用に新規の選局データ（Ｍ、Ｋ^＊）＝（６３、９２３２８８）を出力する。新規の選局データ（Ｍ、Ｋ^＊）は、データ出力端子１５および、受信部１のデータ入力端子１４を介して、可変分周器１０２および累積加算器１０３に供給される。

次に、受信部１のＰＬＬ１０はＰＬＬの選局データを更新する。更新前の選局データはＣＰＵ３０に予めプリセットされた（Ｍ、Ｋ）＝（６３、９２９９８７）であったが、更新後の選局データは、周波数制御器２５で算出した新規の選局データ（Ｍ、Ｋ^＊）＝（６３、９２３２８８）である。ＰＬＬ１０は、新規の選局データ（Ｍ、Ｋ^＊）と、＋１００ｐｍｍの周波数精度で誤差を生じた基準信号Ｆｘｔａｌ^＊＝１８ＭＨｚ＋１．８ｋＨｚを用いて、（数１１）で示す局部周波数の周波数誤差を取り除いた局部周波数であるＦｖｃｏ^＊＊を局部発振器７から出力させることが可能となる。

このようにして、本実施の形態における受信装置は、局部発振信号の周波数誤差を小さくすることができる。これにより、混合器６から出力されるＩＦ信号における周波数誤差が小さくなる。したがって、フィルタ８における希望信号を通過させる通過帯域幅は、従来に比べて、より小さい帯域幅を有するように設計することができる。その結果、フィルタ８の減衰特性が急峻になり、希望信号の近傍周波数に存在する不要な非希望信号の減衰量を増加させることができるという効果が得られる。

また、混合器６から出力されるＩＦ信号における周波数誤差が小さくなることから、フィルタ次数を小さくすることもでき、回路が小型になり、能動素子で構成したアクティブフィルタでは消費電流が低減される。また、前述したように、受信部１における基準周波数信号には大きな周波数誤差を許容できることから、基準周波数の信号源は、温度補償型水晶発振器（Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｅｄ Ｃｒｙｓｔａｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）といった高価な発振器でなく、安価かつ小型な水晶振動子１１で構成できるという効果が得られる。

なお、受信部１、復調部２およびＣＰＵ３０を各々個別の半導体部品で構成した場合には、周波数誤差の補正を目的としたＰＬＬ１０の選局データの更新には専用端子を設ける必要はない。受信部１のデータ入力端子１４や復調部２のデータ出力端子１５およびＣＰＵ接続端子５０は、各々の半導体部品間でデータのやりとりを行うが、これらの端子は半導体部品間で一般的に制御される汎用端子としても問題はない。したがって、半導体部品のチップサイズを大きくする原因である専用の端子を用いることなく周波数誤差の補正が達成される。

また、本実施の形態においては、ＰＬＬ１０を一般的に知られる分数分周方式としたが、整数分周方式であってもよい。ただし、分数分周方式とした場合には、局部発振器７の局部周波数を微小な間隔で選局制御できるため、より高い精度で周波数誤差を補正することができる。

さらにまた、本実施の形態においては、受信信号は地上デジタル放送で採用されるＯＦＤＭ変調方式である。そして、周波数誤差検出器２４は、狭帯域周波数誤差検出器２７にてＯＦＤＭ変調信号で特徴付けられたガードインターバル期間の信号を用いて周波数誤差を検出し、さらに広帯域周波数誤差検出器２８にてパイロット信号と呼ばれる基準シンボルを用いて周波数誤差を検出する構成としたが、広帯域周波数誤差検出器２８だけを用いて周波数誤差を補正してもよい。すなわち、周波数誤差検出器２４は、フーリエ変換器２２からの信号の周波数誤差を検出するようにしてもよい。このようにしても、地上デジタル放送では、キャリア間隔単位は約１ｋＨｚ程度であり、局部発振器７で発生する出力周波数の誤差に対しては十分に小さいので、誤差の補正に利用しても問題は生じない。

また、本実施の形態においては、受信信号が地上デジタル放送で採用されるＯＦＤＭ変調方式としたが、他の放送方式や通信方式であっても、周波数誤差を検出できる復調部２を用いて本実施の形態に示すＩＦ周波数の周波数誤差の補正を実施することができる。

また、本実施の形態において、受信部１と復調部２とが同一の半導体部品に集積化された構成としてもよい。このようにしても、本実施の形態で述べたＩＦ周波数の周波数誤差の補正は同様に、実施することができる。

（実施の形態２）
以下、本発明の実施の形態２について図３、図４Ａおよび図４Ｂを用いて説明する。なお、特に説明しない限りは実施の形態１と同様である。

実施の形態２は、実施の形態１における帯域制限フィルタ８を通過帯域の範囲が可変制御可能な可変帯域制限フィルタ２０８としたことを特徴とする。

図３は本発明の実施の形態２における受信装置のブロック図である。本実施の形態における受信装置の受信部１は、図３に示すように、入力端子４側から復調部２側に向かって、高周波増幅器５と、混合器６と、ＩＦ信号が通過する可変帯域制限フィルタ２０８とがこの順に接続されている。また、可変帯域制限フィルタ２０８には通過帯域の範囲を制御するための制御信号はデータ入力端子１４より入力される。また、データ入力端子１４は、データ出力端子１５および周波数制御器２５を介してＣＰＵ３０に接続されている。また、実施の形態１で説明したように、周波数制御器２５は周波数検出器２４からの周波数誤差データを受ける。このような構成により、周波数帯域を制限するために接続されたフィルタとしての通過帯域の範囲を可変制御可能な可変帯域制限フィルタ２０８は、周波数検出器２４からの信号に基づいて、混合器６からの信号の通過帯域範囲を変更可能である。

ここで、可変帯域制限フィルタ２０８は、混合器６で選局されたＩＦ信号のうち、希望信号を通過させて、希望信号の近傍周波数に存在する不要な非希望信号を抑圧させるため、より急峻な減衰特性を有することが好ましい。

このため、本実施の形態における受信装置は、ＩＦ信号の周波数誤差が補正される前の受信動作状態には、可変帯域制限フィルタ２０８の通過帯域幅を広くし、希望信号の帯域幅に周波数誤差に相当する帯域幅を加えた範囲のＩＦ信号を通過させるようにＣＰＵ３０から制御を行う。一方、受信装置は、ＩＦ信号の周波数誤差が補正され、誤差が取り除かれた後の受信動作状態には、可変帯域制限フィルタ２０８の通過帯域幅を狭くし、希望信号の帯域幅だけの範囲のＩＦ信号を通過させるようにＣＰＵ３０から制御を行う。

次に、図４Ａと図４Ｂを用いて、可変帯域制限フィルタ２０８のフィルタ特性例について説明する。図４Ａは本発明の実施の形態２における通過帯域幅が制御されるフィルタの特性図であり、図４Ｂは本発明の実施の形態２における通過帯域幅と減衰特性の傾きが制御されるフィルタの特性図である。

なお、本実施の形態において、可変帯域制限フィルタ２０８は、通過帯域をＩＦ信号周波数＝５００ｋＨｚ、希望信号帯域幅＝４３０ｋＨｚとし、フィルタ形式はバンドパスフィルタとしている。また、ＩＦ信号の周波数誤差は最大で±８０ｋＨｚであるものとし、妨害信号（抑圧すべき非希望信号）が１．５ＭＨｚに存在すると想定している。

図４Ａと図４Ｂに示すように、破線は、ＩＦ信号の周波数誤差が補正される前の動作状態における希望信号とフィルタ特性とを示し、実線は、ＩＦ信号の周波数誤差が補正された後の動作状態における希望信号とフィルタ特性を示している。

図４Ａで示す可変帯域制限フィルタ２０８のフィルタ特性例はその通過帯域幅のみが制御され、ＩＦ信号の周波数誤差が補正される前と補正された後で、減衰特性の傾きが変化しないように制御される例を示している。この場合では、ＩＦ信号の周波数誤差が補正された後は、通過帯域幅を狭くするとともに妨害信号の抑圧量を大きくすることが可能である。したがって、特に、大きな妨害信号を含む受信環境でも受信特性が良好になるという効果を得られる。また、受信部１の出力と復調部２のＡＤ変換器２１の間にアンチエイリアスフィルタを受動部品で構成する場合には、アンチエイリアスフィルタがより低次数な小規模の回路により実現できるという効果を得られる。

図４Ｂで示す可変帯域制限フィルタ２０８のフィルタ特性例は、ＩＦ信号の周波数誤差が補正される前と補正された後で、通過帯域幅と減衰特性の傾きが制御される例を示している。この場合では、ＩＦ信号の周波数誤差が制御された後は、通過帯域幅を狭く制御される。すなわち、カットオフ周波数はＩＦ周波数へ近づき、妨害信号が存在する１．５ＭＨｚは減衰量を変化しないように制御されるため、減衰特性の傾きは緩くなる。したがって、特に能動素子を用いたフィルタではフィルタ次数を下げることにより消費電流が低減されるという効果を得られる。

なお、本実施の形態２においては、フィルタ形式をバンドパスフィルタとしたが、低域通過型フィルタを用いても同様の効果を得ることは可能であり、通過帯域を可変に制御すれば、受信特性の良化および消費電流の低減の効果が得られる。

また、本実施の形態では特定をしていないが、周波数帯域を制限するためのフィルタをＳＡＷフィルタで構成した場合でも同様の効果を得ることは可能である。特に、高い周波数となる第１の中間周波数を有した構成の受信装置では、中間周波帯において周波数帯域を制限するためのフィルタに減衰特性の急峻なＳＡＷフィルタを用いることにより、受信特性が良好になるという効果を得られる。

（実施の形態３）
以下、本発明の実施の形態３について図５、図６を用いて説明する。なお、特に説明しない限りは実施の形態１と同様である。

実施の形態３は、復調部２で構成する周波数誤差検出器２４および周波数制御器２５の構成が実施の形態１と異なっている。そして、ＩＦ信号の周波数誤差Δｆｃの検出や、周波数誤差から導出する周波数補正値ΔＫの演算処理が常時行われないようにしたことを特徴とする。

図５は本発明の実施の形態３における受信装置のブロック図である。図５に示すように、受信装置の復調部２は、データを一次記憶するメモリー６０を除算器２５ｂと加減算器２５ｃとの間に備え、周波数制御器２５がＩＦ信号の周波数誤差からＰＬＬ１０の補正値ΔＫを導出し、その補正値ΔＫをメモリー６０が一次記憶する。

次に、本実施の形態における受信装置の詳細な動作について説明する。

本実施の形態における受信装置は、地上デジタル放送を受信するためにあるチャンネルを選局すると、復調部２の周波数誤差検出器２４でＩＦ信号の周波数誤差Δｆｃを検出する。そして、周波数制御器２５の乗算器２５ａおよび、除算器２５ｂは、演算処理したＰＬＬ１０の補正値ΔＫをメモリー６０に出力し、メモリー６０は補正値ΔＫを一次記憶する。また、加減算器２５ｃは、メモリー６０から補正値ΔＫを読み出すことで、ＣＰＵ３０から出力されるＰＬＬ１０選局用のプリセットデータと補正値ΔＫを用いて加減算処理を行い、その演算結果をＰＬＬ１０へ出力する。

このため、本実施の形態における受信装置は、補正値ΔＫを一度導出した後、乗算器２５ａおよび除算器２５ｂをオフして、それらの動作を停止することが可能である。そして、ＣＰＵ３０の制御により乗算器２５ａおよび除算器２５ｂをオフした後でも、加減算器２５ｃは、メモリー６０から一次記憶された補正値ΔＫを読み出すことにより、ＣＰＵ３０から出力されるＰＬＬ１０選局用のプリセットデータと補正値ΔＫを用いた加減算処理を行い、演算結果をＰＬＬ１０へ出力することができる。

なお、図６に示すように、本実施の形態における受信装置の復調部２は、乗算器２１の入力側であって周波数誤差検出器２４の出力側にスイッチ３９を有するようにしてもよい。このような構成により、スイッチ３９がオン時には、乗算器２１と周波数誤差検出器２４とはループ接続される。また、スイッチ３９がオフ時には、乗算器２１により周波数誤差を取り除く動作が行われないため、周波数誤差検出器２４は水晶振動子１１に起因する周波数誤差をそのまま検出する。

すなわち、メモリー６０に一次記憶される補正値ΔＫは、スイッチ３９がオフされた状態で導出されるため、周波数誤差が乗算器２１により取り除かれないままで、メモリー６０に一次記憶される。補正値ΔＫがメモリー６０に一次記憶されると、乗算器２５ａおよび除算器２５ｂはオフされる。そして、加減算器２５ｃは、ＣＰＵ３０から出力されるＰＬＬ１０選局用のプリセットデータと、メモリー６０から読み出す補正値ΔＫを用いて加減算処理を行い、演算結果がＰＬＬ１０へ出力される。

ここで、ＰＬＬ１０は分数分周方式であり、局部発振器７の出力周波数を微小な間隔で選局制御する。そのため、局部発振信号、およびＩＦ信号の周波数誤差が高い精度で補正される。したがって、乗算器２１における周波数誤差の補正はあまり必要でなくなり、周波数誤差検出器２４、乗算器２５ａおよび除算器２５ｂは、オフしてもよい。

このようにして、本実施の形態の受信装置は、ＩＦ信号の周波数誤差の検出、周波数誤差から導出する周波数補正値ΔＫの演算処理、および復調部２における周波数補正を常時行わず、これに該当する回路をオフすることで消費電流を低減する効果を得ることができる。

なお、本実施の形態の受信装置は、周波数補正値ΔＫをメモリー６０に一次記憶させるタイミングを一度導出した後と限定して述べたが、メモリー６０に一次記憶される回数やタイミングを変更しても、同様の効果を得ることができる。例えば、補正値ΔＫをメモリー６０に一次記憶する指示をＣＰＵ３０が行い、ＣＰＵ３０は一次記憶の指示をタイマーで管理しながら定期的に実施するようにしてもよい。また、急な温度変動といった動作環境の変化で、ＰＬＬ１０の基準信号周波数に周波数シフトが発生した場合には、メモリー６０に一次記憶した補正値ΔＫが瞬間的に適正値でなくなる。そのために、受信特性の悪化する状況が想定される。このような状況では、復調後の受信特性を示すビット誤り率（以下、ＢＥＲ（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）と略記する）を監視し、ＢＥＲの悪化に応じて、メモリー６０に記憶する補正値ΔＫが更新されるようにしてもよい。

（実施の形態４）
以下、本発明の実施の形態４について図７を用いて説明する。なお、特に説明しない限りは実施の形態１と同様である。

本実施の形態は、実施の形態１における復調部２の周波数制御器２５（図２）で実施する演算処理（前述の（数９））をＣＰＵ３０上のソフトウェア等で行うことが特徴である。

図７は本発明の実施の形態４における受信装置のブロック図である。図７に示すように受信装置の復調部２は、周波数誤差検出器２４で検出したＩＦ信号の周波数誤差Δｆｃは、ＣＰＵ接続端子５０を介してＣＰＵ３０に読み込まれる。ＣＰＵ３０は、読み出した周波数誤差Δｆｃと、ＰＬＬ１０の回路構成で決定され、ＣＰＵ３０により予めプリセットされた基準信号周波数「Ｆｘｔａｌ」、リファレンス分周器１０５の分周比「ＮＲ」、およびプリスケーラ１０１の分周比「Ｎ」、累積加算器１０３のビット数「ｍ」を用いて、補正値ΔＫ（前述の（数９））を算出する。そして、ＣＰＵ３０は、ＰＬＬ１０の選局プリセットデータである（Ｍ、Ｋ）と、補正値ΔＫから新規の選局データである（Ｍ、Ｋ±ΔＫ）を算出し、新規の選局データを受信部１のデータ入力端子１４を介して、ＰＬＬ１０へ出力する。

ＰＬＬ１０は、新規の選局データを用いることにより、局部発振器７から出力する局部発振信号から周波数誤差を取り除き、ＩＦ信号周波数からも周波数誤差を取り除くことができる。

このようにして、本実施の形態における受信装置は、周波数制御器２５で行う前述の（数９）に示す演算をＣＰＵ３０のソフトウェアで行うものであるが、ＣＰＵ３０で演算する補正値ΔＫは、瞬時の変動が起こりにくい基準信号周波数の精度により決定されるため、ＣＰＵ３０のソフトウェアでも対応可能な低い計算速度で実現することが容易である。また、ＣＰＵ３０で演算する（数９）は、復調部２で算出するΔｆｃを除き、ＰＬＬ１０を構成する各回路の条件、およびＣＰＵから設定される設定値を用いる。このため、演算をソフトウェアで実現することにより、例えば、受信部１のＰＬＬ１０の回路変更が容易になるという効果が得られる。

本発明の受信装置は、上記構成により局部発振信号の周波数誤差を小さくすることができる。これにより、フィルタの減衰特性が急峻になり、希望信号の近傍周波数に存在する不要な非希望信号の減衰量を増加させることができ、自動車に搭載されるテレビや携帯端末などに利用できる。

本発明の実施の形態１における受信装置およびそれを用いた電子機器のブロック図 本発明の実施の形態１における受信装置の詳細なブロック図 本発明の実施の形態２における受信装置のブロック図 本発明の実施の形態２における通過帯域幅が制御されるフィルタの特性図 本発明の実施の形態２における通過帯域幅と減衰特性の傾きが制御されるフィルタの特性図 本発明の実施の形態３における受信装置のブロック図 本発明の実施の形態３における受信装置のブロック図 本発明の実施の形態４における受信装置のブロック図 従来例における受信装置のブロック図

符号の説明

１ 受信部
２ 復調部
３ アンテナ
４ 入力端子
５ 高周波増幅器
６ 混合器
７ 局部発振器
８ 帯域制限フィルタ
１０ 位相同期ループ（ＰＬＬ）
１１ 水晶振動子
１２ 水晶発振器
１３ ループフィルタ
２０ ＡＤ変換器
２１ 乗算器
２２ フーリエ変換器
２３ 復調器
２４ 周波数誤差検出器
２５ 周波数制御器
２６ 数値制御発振器（ＮＣＯ）
３０ ＣＰＵ
４０ 出力端子
６０ メモリー
１０２ 可変分周器
１０４ 位相比較器
２００ 信号処理部
２０１ 表示部

Claims (7)

1. ＯＦＤＭ信号を受信するための受信装置において、
   入力端子と、
   前記入力端子に接続された受信部と、
   前記受信部の出力側に接続されたＯＦＤＭ信号復調部と、
   前記ＯＦＤＭ信号復調部の出力側に接続された出力端子とを備え、
   前記受信部は、分数分周ＰＬＬと、
   前記分数分周ＰＬＬからの局部発振信号と前記入力端子からの信号とを混合する混合器と、
   前記混合器の出力側に接続されたフィルタとを有し、
   前記ＯＦＤＭ信号復調部は、前記フィルタの出力側に接続された乗算器と、
   前記乗算器の出力側に接続され、前記乗算器からの信号の周波数誤差を検出する周波数誤差検出器と、
   前記周波数誤差検出器の出力側に接続された数値制御発振器とを有し、
   前記乗算器は、前記数値制御発振器の出力信号が入力され、周波数誤差を取り除く動作を行い、
   前記分数分周ＰＬＬは、前記局部発振信号を前記混合器に供給する局部発振器と、
   所望チャンネルを選局するタイミングにおいて前記乗算器が周波数誤差を取り除く動作を行わずに前記周波数誤差検出器が検出した周波数誤差を基に導出された補正値と、ＣＰＵから出力される前記分数分周ＰＬＬ選局用のプリセットデータと、が加減算処理されて定められた分数分周比で前記局部発振器からの前記局部発振信号を分周することができる可変分周器と、
   発振器と、
   前記局部発振器の入力側に接続され、前記可変分周器からの信号と前記発振器からの信号とを比較する位相比較器とを有する受信装置。
2. 前記ＯＦＤＭ信号復調部は、前記フィルタの出力側に接続されたＡＤ変換器と、
   前記ＡＤ変換器の出力側に接続された乗算器と、
   前記乗算器と前記出力端子との間に接続されたフーリエ変換器とを有し、
   前記周波数誤差検出器は、
   前記フーリエ変換器からの信号の周波数誤差を検出する請求項１に記載の受信装置。
3. 前記ＯＦＤＭ信号復調部は、前記フィルタの出力側に接続されたＡＤ変換器と、
   前記ＡＤ変換器の出力側に接続された乗算器と、
   前記乗算器と前記出力端子との間に接続されたフーリエ変換器とを有し、
   前記周波数誤差検出器は、
   前記フーリエ変換器によってフーリエ変換される前の前記乗算器からの信号と前記フーリエ変換器によってフーリエ変換された後の信号とによって周波数誤差を検出する請求項１に記載の受信装置。
4. 前記フィルタは、
   前記周波数誤差検出器からの信号に基づいて、前記混合器からの信号の通過帯域範囲を変更可能である請求項１に記載の受信装置。
5. 前記周波数誤差検出器と前記可変分周器との間に配置され、前記周波数誤差を記憶するメモリーを備えた請求項１に記載の受信装置。
6. 前記ＯＦＤＭ信号復調部は、前記フィルタの出力側に接続された乗算器と、
   前記乗算器の出力側に接続され、前記乗算器からの信号の周波数誤差を検出する周波数誤差検出器と、
   前記周波数誤差検出器の出力側に接続されたスイッチと、
   前記スイッチの出力側に接続された前記数値制御発振器とを有し、
   前記数値制御発振器の出力信号は前記乗算器に入力される請求項１に記載の受信装置。
7. ＯＦＤＭ信号を受信するための電子機器において、
   入力端子と、
   前記入力端子に接続された受信部と、
   前記受信部の出力側に接続されたＯＦＤＭ信号復調部と、
   前記ＯＦＤＭ信号復調部の出力側に接続された出力端子と、
   前記出力端子に接続された信号処理部と、
   前記信号処理部に接続された表示部とを備え、
   前記受信部は、分数分周ＰＬＬと、
   前記分数分周ＰＬＬからの局部発振信号と前記入力端子からの信号とを混合する混合器と、
   前記混合器の出力側に接続されたフィルタとを有し、
   前記ＯＦＤＭ信号復調部は、前記フィルタの出力側に接続された乗算器と、
   前記乗算器の出力側に接続され、前記乗算器からの信号の周波数誤差を検出する周波数誤差検出器と、
   前記周波数誤差検出器の出力側に接続された数値制御発振器とを有し、
   前記乗算器は、前記数値制御発振器の出力信号が入力され、周波数誤差を取り除く動作を行い、
   前記分数分周ＰＬＬは、前記局部発振信号を前記混合器に供給する局部発振器と、
   所望チャンネルを選局するタイミングにおいて前記乗算器が周波数誤差を取り除く動作を行わずに前記周波数誤差検出器が検出した周波数誤差を基に導出された補正値と、ＣＰＵから出力される前記分数分周ＰＬＬ選局用のプリセットデータと、が加減算処理されて定められた分数分周比で前記局部発振器からの前記局部発振信号を分周することができる可変分周器と、
   発振器と、
   前記局部発振器の入力側に接続され、前記可変分周器からの信号と前記発振器からの信号とを比較する位相比較器とを有する電子機器。

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