JP4209312B2 - 周波数変調レーダ装置 - Google Patents

Description

この発明は、主に車両に搭載されて車間距離を測定するための周波数変調レーダ装置に関し、特に送信波生成用の電圧制御発振器の変調特性が変化した場合に、変調波形の線形性を良好に保ちながら周波数変調幅を補正することのできる周波数変調レーダ装置に関するものである。

一般に、車間距離測定装置などに適用されるＦＭＣＷ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｗａｖｅ）レーダは、よく知られている。
ＦＭＣＷレーダを用いた周波数変調レーダ装置においては、送信波と反射波とで形成されるビート信号に基づいて、目標物体に関する距離情報（自車両から目標物体までの車間距離、自車両に対する目標物体の相対速度）を算出している。

通常、距離測定値Ｒは、検出されたビート信号の周波数（以下、「ビート周波数」という）ｆｂと、定数Ｋと、変調周波数幅Ｂとを用いて、以下の式により算出される。
Ｒ＝ｆｂ・Ｋ／Ｂ
ここで、定数Ｋおよび変調周波数幅Ｂは、あらかじめ所定値に設計されているので、ビート周波数ｆｂの検出と同時に距離測定値Ｒの算出が可能な反面、送信波を生成する電圧制御発振器の温度変化や経年変化などの理由により、周波数変調幅Ｂが所定値から変化することが知られている。

そこで、温度変化や経年変化などの問題を解決するために、周波数変調幅Ｂの変化を検出して、電圧制御発振器に印加される電圧波形を補正できるように構成した周波数変調レーダ装置が提案されている（たとえば、特許文献１参照）。
この場合、ビート信号から算出された距離測定値Ｒを距離変化検出手段に入力し、あらかじめ設定された一定時間における距離測定値Ｒの変化量ΔＲ１を算出するようになっている。

このとき、前述のように、距離測定値Ｒは、周波数変調幅Ｂの変化時に実際とは異なる値になるので、距離測定値Ｒに基づく変化量ΔＲ１も、周波数変調幅Ｂの変化にともない、実際の値とは異なる値となる場合がある。
一方、ビート信号に基づいて算出された自車両と目標物体との相対速度測定値Ｓは、相対速度積分手段に入力され、上記一定時間と同一の時間における相対速度測定値Ｓの積分値ΔＲ２を算出する。ここで、相対速度測定値Ｓは、周波数変調幅Ｂに依存せずに算出することができる。

したがって、従来の周波数変調レーダ装置においては、自車両から目標物体までの距離の変化量として、周波数変調幅Ｂの変化に依存する変化量ΔＲ１と、周波数変調幅Ｂの変化に依存しない積分値ΔＲ２との２通りの方法で算出し、各変化量の差分値（ΔＲ１−ΔＲ２）を算出し、差分値が「０」となるように変調電圧を制御することにより、周波数変調幅Ｂを補正している。

特開２００２−８２１６４号公報

従来の周波数変調レーダ装置では、自車両に対する目標物体の相対速度が「０」の場合には、周波数変調幅Ｂの変化にかかわらず、ΔＲ１＝ΔＲ２＝０となり、差分値（ΔＲ１−ΔＲ２）が常に「０」となるので、周波数変調幅Ｂを補正することができないという課題があった。
また、温度変化や経年変化などの理由により電圧制御発振器の変調特性の線形性が変化した場合には、変調特性の線形性が変化しても、必ずしも周波数変調幅Ｂが変化するとは限らないので、従来の周波数変調レーダ装置では、変調特性の線形性を補正することができず、特にビート信号の周波数を解析した場合には、目標物体の検出結果を表す周波数スペクトルが尖鋭でなくなることから、周波数スペクトルの尖頭レベルが低下するので、周波数の検知性能を悪化させるという課題があった。

この発明は、上記のような問題を解決するためになされたものであり、電圧制御発振器の変調特性が変化した場合に、変調波形の線形性を良好に保ちながら周波数変調幅を補正することのできる周波数変調レーダ装置を得ることを目的とする。

この発明による周波数変調レーダ装置は、送信波を生成する電圧制御発振器と、送信波を送信するとともに目標物体からの反射波を受信するためのアンテナと、送信波および反射波を混合してビート信号を形成するためのミキサと、電圧制御発振器に印加される制御電圧を指示する変調電圧生成手段と、ビート信号に基づいて目標物体に関する距離情報を算出する距離情報算出手段と、ビート信号および距離情報に基づいて送信波の変調波形を推定する変調波形推定手段と、変調波形推定手段により推定された変調波形に基づいて、変調電圧生成手段から電圧制御発振器に出力される制御電圧を補正する変調電圧補正手段とを備え、変調波形推定手段は、ビート信号を所定数の区間に分割して、各区間について周波数解析を行い、周波数解析の結果に基づいて、ビート信号を時間関数として表し、一方で、実際の変調波形を時間に対する多項式で表し、多項式および距離情報から時間関数として受信波形を推定し、推定された受信波形と変調波形との差として推定ビート信号を算出し、推定ビート信号と、時間関数として表されたビート信号との係数を比較することにより、実際の変調波形を推定するものである。

この発明によれば、電圧制御発振器の変調特性が変化した場合に、変調波形の線形性を良好に保ちながら周波数変調幅を補正することができる。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１に係る周波数変調レーダ装置を示すブロック図である。
図１において、周波数変調レーダ装置は、変調電圧生成手段１と、電圧制御発振器２と、方向性結合器３と、送信アンテナ４と、受信アンテナ５と、ミキサ６と、距離情報算出手段７と、変調波形推定手段８と、変調電圧補正手段９とを備えている。

変調電圧生成手段１は、電圧制御発振器２に印加される変調電圧（制御電圧）Ｖ０（ｔ）を指示し、電圧制御発振器２は、制御電圧Ｖ０（ｔ）に基づいて変調された送信波信号を生成する。
方向性結合器３は、電圧制御発振器２から生成された送信波信号を、送信アンテナ４およびミキサ６に電力分配する。

送信アンテナ４は、送信波信号に基づいて送信波Ｗ１を放射し、受信アンテナ５は、目標物体（図示せず）からの反射波Ｗ２を受信する。なお、各アンテナ４、５は、送受信アンテナとして一体構成されてもよく、この場合、装置全体を小型化することができる。
ミキサ６は、送信波Ｗ１および反射波Ｗ２を混合してビート信号Ｗｂを形成する。
距離情報算出手段７は、ビート信号Ｗｂに基づいて、目標物体に関する距離情報を算出する。

距離情報としては、各アンテナ４、５から目標物体までの距離測定値（以下、単に「距離」ともいう）Ｒと、各アンテナ４、５に対する目標物体の相対速度測定値Ｓ（以下、単に「相対速度」ともいう）とがあげられる。

変調波形推定手段８は、ビート信号Ｗｂおよび距離情報Ｒ、Ｓに基づいて、送信波Ｗ１の変調波形を推定する。
変調電圧補正手段９は、変調波形推定手段８により推定された変調波形に基づいて、変調電圧生成手段１から電圧制御発振器２に出力される制御電圧Ｖ０（ｔ）を補正する。

具体的には、変調波形推定手段８は、ビート信号Ｗｂを所定数の区間に分割して、各区間について周波数解析を行い、周波数解析の結果に基づいて変調波形を推定する。
また、変調波形推定手段８は、変調波形の時間微分値を多項式により近似するようになっている。

なお、あらかじめ、変調電圧生成手段１には、電圧制御発振器２の変調特性に応じた時刻ｔ毎の変調電圧Ｖ０（ｔ）が記憶されており、変調電圧補正手段９には、変調電圧Ｖ０（ｔ）の時間微分値ｄＶ０／ｄｔが記憶されていてもよい。
また、変調電圧補正手段９に対して変調電圧Ｖ０（ｔ）の時間微分値ｄＶ０／ｄｔを記憶させておくことのみで、変調電圧生成手段１においては、変調電圧Ｖ０（ｔ）を記憶させずに、時間微分値ｄＶ０／ｄｔの積分動作を行うことにより、変調電圧Ｖ０（ｔ）を生成させてもよい。

次に、図２を参照しながら、図１に示したこの発明の実施の形態１による動作について説明する。
図２は送信波Ｗ１の発振周波数ｆ（ｔ）の時間変化を示す説明図である。
図２に示すように、変調電圧Ｖ０（ｔ）は、変調時間Ｔの間に、変調周波数幅がＢとなるように、且つ、発振周波数ｆ（ｔ）が直線的に変化するように設定されている。すなわち、以下の式（１）で表されるような変調特性に設定されているものとする。

ただし、式（１）および図２において、時刻ｔ０は、発振周波数ｆ（ｔ）が時間ｔの経過に応じて上昇する変調の開始時刻である。
なお、発振周波数ｆ（ｔ）が時間ｔに応じて下降する変調期間（ｔ０＋Ｔ≦ｔ≦ｔ０＋２Ｔ）に関しては、式（１）の右辺を「−Ｂ／Ｔ」に置換することにより、以下、全く同様に考えることができるので、詳細な説明は省略する。

まず、変調電圧生成手段１により生成された変調電圧Ｖ０（ｔ）は、電圧制御発振器２に印加され、電圧制御発振器２から、図２に準じた変調波形の送信波信号が出力される。
ただし、前述のように、電圧制御発振器２の温度変化や経年変化などの理由により、式（１）で表される所望の変調波形とはならない可能性があることに注意する。
すなわち、各時刻ｔにおける実際の発振周波数（送信周波数）ｆ１（ｔ）は、設定した直線状の発振周波数ｆ（ｔ）とは、一般的にはわずかに異なるものと考える。また、実際に出力される周波数変調幅Ｂ１に関しても、所望の周波数変調幅Ｂとは一般的には異なるものと考える。

電圧制御発振器２によって出力された送信波信号（変調波）は、方向性結合器３によって電力分配され、一方は、送信波Ｗ１として送信アンテナ４に入力され、他方は、局部信号としてミキサ６に入力される。
送信アンテナ４に入力された送信波Ｗ１は、目標物体に向けて放射され、目標物体で反射された後、反射波（受信波）Ｗ２として受信アンテナ５により受信され、さらにミキサ６に入力される。

ミキサ６は、送信波（局部信号）Ｗ１と反射波Ｗ２とを混合してビート信号Ｗｂを生成し、これを距離情報算出手段７および変調波形推定手段８に入力する。
なお、ミキサ６には、低域通過フィルタなどが設けられてもよく、これにより、送信波Ｗ１および反射波Ｗ２の混合作用で生成される不要な高周波成分を抑制してもよい。

続いて、距離情報算出手段７は、まず、ビート信号Ｗｂに対するＦＦＴ（高速フーリエ変換）などの周波数解析処理を行い、これにより、各変調期間でのビート周波数ｆｂｕ、ｆｂｄを検出する。
ここで、ｆｂｕは、時間ｔの経過に応じて周波数ｆｂ（ｔ）が上昇する変調期間（ｔ０≦ｔ≦ｔ０＋Ｔ）におけるビート周波数であり、ｆｂｄは、時間ｔの経過に応じて周波数ｆｂ（ｔ）が下降する変調期間（ｔ０＋Ｔ≦ｔ≦ｔ０＋２Ｔ）におけるビート周波数である。

こうして検出されたビート周波数ｆｂｕ、ｆｂｄに基づいて、距離情報算出手段７は、一般的なＦＭＣＷレーダにおける距離Ｒおよび相対速度Ｓの算出方法（たとえば、特開平１１−２７１４２９号公報参照）にしたがい、目標物体に対する距離情報（距離Ｒおよび相対速度Ｓ）を算出する。
すなわち、距離測定値Ｒは、以下の式（２）により算出される。

ただし、式（２）において、ｃは光速、ｔｄは送信波Ｗ１が目標物体により反射されてから受信されるまでの遅延時間である。
また、遅延時間ｔｄは、変調時間Ｔ、周波数変調幅Ｂ、ビート周波数ｆｂｕ、ｆｂｄを用いて、以下の式（３）のように表される。

一方、相対速度測定値Ｓは、以下の式（４）により算出される。

ただし、式（４）において、ｆｄは目標物体との相対速度Ｓによって生じるドップラ周波数、ｆｃは送信波Ｗ１の中心周波数である。
また、ドップラ周波数ｆｄは、ビート周波数ｆｂｕ、ｆｂｄを用いて、以下の式（５）のように表される。

なお、相対速度測定値Ｓおよびドップラ周波数ｆｄは、目標物体が相対的に接近している場合には「負の値」で表されるものとする。
こうして算出された距離測定値Ｒおよび相対速度測定値Ｓは、それぞれ、目標物体に関する距離情報信号（距離信号および速度信号）として、距離情報算出手段７から外部機器（図示せず）に出力される。
また、遅延時間ｔｄおよびドップラ周波数ｆｄは、変調電圧Ｖ０（ｔ）の補正処理（後述する）に寄与するために、変調波形推定手段８に入力される。

次に、図３および図４を参照しながら、変調波形推定手段８による変調波形の推定動作について、具体的に説明する。
図３はビート信号Ｗｂの変調電圧Ｖ０（ｔ）を示す波形図であり、図４はビート周波数ｆｂ（ｔ）の時間変化を示す説明図である。

図３において、ミキサ６により生成された変調時間Ｔのビート信号Ｗｂは、所定数（たとえば、４個）に分割されている。
図４においては、４分割されたビート信号の各ビート周波数ｆｂ１〜ｆｂ４が示されている。また、図４において、各ビート周波数ｆｂ１〜ｆｂ４を結ぶ直線（一点鎖線参照）は、ビート周波数ｆｂ（ｔ）を多項式で近似した結果であり、ここでは、直線近似（１次多項式）を用いた場合を示している。

変調波形推定手段８は、まず、ビート信号Ｗｂを、図３のように時間Ｔ／４毎に４等分した後、分割されたビート信号のそれぞれに対して周波数解析を行う。
このとき、図４に示すように、変調時間（観測時間）Ｔ内におけるビート周波数ｆｂ（ｔ）の時間変化が算出される。
ここで、図４内の一点鎖線のように導出されたビート周波数ｆｂ（ｔ）の時間変化が、傾きα、切片βを用いて、以下の式（６）で表されているものと定義する。

ただし、式（６）において、傾きα、切片βは、各ビート周波数ｆｂ１〜ｆｂ４に基づいて、最小二乗法などにより算出される。
このとき、実際の送信波Ｗ１の変調波形が直線性を失うことなく変調されていれば、ビート周波数Ｗｂは、変調時間Ｔ内において傾きを持たず、傾きαが「０」、且つ、切片βが一定値、となることは言うまでもない。

また、実際の発振周波数（送信周波数）ｆ１（ｔ）は、時刻ｔに関する２次多項式として、以下の式（７）のように示されるものと仮定する。

ただし、式（７）において、ａ２、ａ１は、次数毎に係る定数である。
また、式（７）で表される多項式の次数は、上記式（６）の「右辺の次数」＋「１」、すなわち「２」とする。
このとき、送信波Ｗ１が直線性を失うことなく変調されていれば、定数ａ２が「０」であることは言うまでもない。

一方、目標物体からの反射波Ｗ２の受信周波数ｆ２（ｔ）は、発振周波数ｆ１（ｔ）の送信波Ｗ１が放射されてから、目標物体で反射されて再び受信されるまでの遅延時間ｔｄだけ遅れた信号となっており、且つ、目標物体との相対速度Ｓによって生じるドップラ周波数ｆｄが加算された周波数となっている。
したがって、反射波Ｗ２の受信周波数ｆ２（ｔ）は、以下の式（８）のように表される。

また、ビート周波数ｆｂ（ｔ）は、送信周波数ｆ１（ｔ）と受信周波数ｆ２（ｔ）との差で表されるので、式（７）および式（８）を用いて、以下の式（９）のように、容易に算出される。

また、式（９）を上記式（６）と比較することにより、傾きαおよび切片βに関して、以下の式（１０）の関係が成立する。

式（１０）を連立して解くことにより、定数ａ２、ａ１は、以下の式（１１）のように算出される。

すなわち、変調波形推定手段８は、分割されたビート信号に基づいて推定されたビート周波数ｆｂ（ｔ）の時間変化情報（α，β）と、距離情報算出手段７により算出された遅延時間ｔｄと、ドップラ周波数ｆｄとを用いて、上記式（１１）のように、実際の送信周波数ｆ１（ｔ）の変調波形の定数ａ２、ａ１を算出する。
こうして算出された定数ａ２、ａ１は、推定された変調波形情報として、変調電圧補正手段９に入力される。

次に、変調電圧補正手段９による変調電圧の補正動作について、具体的に説明する。
変調電圧補正手段９は、変調波形推定手段８で推定された変調波形情報（ａ２，ａ１）に基づいて、変調波形の直線性および周波数変調幅Ｂを適正に保つように、変調電圧を補正する。

前述のように、変調電圧補正手段９には変調電圧Ｖ０（ｔ）の時間微分値ｄＶ０／ｄｔが記憶されており、時間微分値ｄＶ０／ｄｔを積分した変調電圧Ｖ０（ｔ）が、変調電圧補正手段１から電圧制御発振器２に印加されることにより、送信波信号（変調波）が発振するようになっている。

ここで、電圧制御発振器２の持つ変調特性をｄｆ／ｄＶで表すと、実際に発振された送信周波数ｆ１（ｔ）の時間微分値ｄｆ１／ｄｔは、以下の式（１２）の関係で記述される。

したがって、電圧制御発振器２の変調特性ｄｆ／ｄＶは、式（１２）および上記式（７）を用いて、以下の式（１３）のように表される。

これにより、前述の式（１）で与えられる所望の変調特性ｄｆ／ｄｔを得るための、適切な変調電圧Ｖ１（ｔ）の時間微分値ｄＶ１／ｄｔは、以下の式（１４）の関係を満たす。

この結果、電圧制御発振器２の変調特性に応じた適切な変調電圧Ｖ１（ｔ）の時間微分値ｄＶ１／ｄｔは、上記式（１３）および式（１４）を用いて、以下の式（１５）により算出される。

このように、変調電圧補正手段９は、変調波形情報（ａ２，ａ１）と、所望の周波数変調幅Ｂと、変調時間（観測時間）Ｔとを用いて、上記式（１５）のように、あらかじめ記憶された変調電圧Ｖ０（ｔ）の時間微分値ｄＶ０／ｄｔを、補正後の新たな変調電圧Ｖ１（ｔ）の時間微分値ｄＶ１／ｄｔに更新する。

なお、ここでは、ビート周波数ｆｂ（ｔ）の時間変化を１次多項式として近似したが、変調感度の複雑な変化に対する精度向上の観点などから、２次以上の多項式を用いてビート周波数ｆｂ（ｔ）の時間変化を近似してもよい。

また、ビート信号Ｗｂを４分割してビート周波数ｆｂ（ｔ）の時間変化を検出したが、ビート信号Ｗｂの分割数は、ビート周波数ｆｂ（ｔ）の時間変化を近似する多項式の次数よりも多い数であれば任意に設定することができる。
また、ビート信号Ｗｂを等分割したが、ビート信号Ｗｂの分割方法は、変調時間（観測時間）Ｔを等分割する方法に限定されるものではない。

また、ビート周波数ｆｂ（ｔ）が時間ｔの経過に応じて上昇する変調期間に対するビート信号Ｗｂを用いて説明したが、ビート周波数ｆｂ（ｔ）が時間ｔの経過に応じて下降する変調期間に対するビート信号Ｗを用いても、同様に変調電圧Ｖ０（ｔ）の補正に適用することができ、同等の作用効果を奏することは言うまでもない。

また、ＦＭＣＷレーダに対する変調電圧Ｖ０（ｔ）の補正について説明したが、ＦＭＣＷレーダに限定されることはなく、送信波Ｗ１をパルス状に放射しながら、同様の周波数変調を用いて距離Ｒおよび相対速度Ｓを検出する方式のレーダに対しても適用することができ、同等の作用効果を奏することは言うまでもない。

以上のように、ビート周波数ｆｂ（ｔ）の時間変化を検出して、実際の変調波形を推定し、推定された変調波形を用いて変調電圧Ｖ０（ｔ）を補正することにより、相対速度Ｓが「０」の場合にも、変調電圧Ｖ０（ｔ）を補正することができ、良好に目標物体を検知することができる。
また、変調波形の直線性が変化した場合にも、良好に変調電圧Ｖ０（ｔ）を補正することが可能となり、高精度に且つ検出性能の悪化を招くことなく、目標物体に関する距離情報（目標物体までの距離Ｒおよび目標物体の相対速度Ｓ）を検出することができる。

また、ビート信号Ｗｂを所定数の区間に分割して各区間について周波数解析を行い、周波数解析結果に基づいて変調波形を推定することにより、変調特性が直線性を失った場合でも、直線性を保持するための補正が可能となり、検出性能を損なうことなく目標物体を検出することができる。

また、変調波形の時間微分値ｄＶ０／ｄｔを多項式により近似することにより、雑音の影響を排除して変調特性を推定することが可能となり、且つ、変調電圧Ｖ０（ｔ）の補正が解析的手法によってなされるので、さらに高精度に変調電圧Ｖ０（ｔ）を補正することができる。

この発明の実施の形態１に係る周波数変調レーダ装置を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１による送信波の発振周波数の時間変化を示す説明図である。 この発明の実施の形態１によるミキサから生成されるビート信号を示す波形図である。 この発明の実施の形態１によるビート周波数の時間変化を示す説明図である。

符号の説明

１ 変調電圧生成手段、２ 電圧制御発振器、３ 方向性結合器、４ 送信アンテナ、５ 受信アンテナ、６ ミキサ、７ 距離情報算出手段、８ 変調波形推定手段、９ 変調電圧補正手段、Ｃ ビート周波数の時間変化の近似曲線、ｆ（ｔ） 発振周波数、ｆｂ１〜ｆｂ４ 分割されたビート信号の各ビート周波数、Ｒ 距離測定値、Ｓ 相対速度測定値、Ｖ０（ｔ） 変調電圧（制御電圧）、Ｗ１ 送信波、Ｗ２ 反射波（受信波）、Ｗｂ ビート信号。

Claims (4)

1. 送信波信号を生成する電圧制御発振器と、
   前記送信波信号に基づいて送信波を放射するとともに目標物体からの反射波を受信するためのアンテナと、
   前記送信波および前記反射波を混合してビート信号を形成するためのミキサと、
   前記電圧制御発振器に印加される制御電圧を指示する変調電圧生成手段と、
   前記ビート信号に基づいて前記目標物体に関する距離情報を算出する距離情報算出手段と、
   前記ビート信号および前記距離情報に基づいて前記送信波の変調波形を推定する変調波形推定手段と、
   前記変調波形推定手段により推定された変調波形に基づいて、前記変調電圧生成手段から前記電圧制御発振器に出力される制御電圧を補正する変調電圧補正手段とを備え、
   前記変調波形推定手段は、
   前記ビート信号を所定数の区間に分割して、前記各区間について周波数解析を行い、前記周波数解析の結果に基づいて、前記ビート信号を時間関数として表し、
   一方で、実際の変調波形を時間に対する多項式で表し、前記多項式および前記距離情報から時間関数として受信波形を推定し、
   推定された前記受信波形と前記変調波形との差として推定ビート信号を算出し、
   前記推定ビート信号と、前記時間関数として表された前記ビート信号との係数を比較することにより、前記実際の変調波形を推定することを特徴とする周波数変調レーダ装置。
2. 前記変調波形推定手段は、前記変調波形の時間微分値を多項式により近似することを特徴とする請求項１に記載の周波数変調レーダ装置。
3. 前記アンテナは、
   前記送信波信号に基づいて送信波を放射する送信アンテナと、
   前記目標物体からの反射波を受信するための受信アンテナと
   により構成されたことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の周波数変調レーダ装置。
4. 前記アンテナは、一体構成の送受信アンテナにより構成されたことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の周波数変調レーダ装置。

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