JP4202405B2 - 可変減衰器及び集積回路 - Google Patents

Description

本発明は、広帯域特性を有する可変減衰器、及びそれを用いた集積回路に関する。

高度情報社会の発展に伴い、マイクロ波帯の開拓が進められており、高性能なマイクロ波コンポーネンツに対する需要が増大している。その１つに、高周波領域で広い帯域を有するとともに減衰量を調整可能な広帯域可変減衰器がある。

例えば、マイクロ波帯で使用される広帯域可変減衰器としては、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）をＴ字状に接続して構成されるＴ型可変減衰器やπ字状に接続して構成されるπ型可変減衰器が知られている。さらには、ＦＥＴのゲート電圧等を制御することでＴ型とπ型を切り替え可能にした可変減衰器が提案されている（例えば、特許文献１参照。）。

広帯域可変減衰器は、良好な入出力特性及び大きな減衰量が要求される。しかしながら、従来の広帯域可変減衰器において、良好な入出力特性と大きな減衰量という２つの特性を同時に得ることは非常に困難であった。

図１０は、従来の可変減衰器の回路構成を示す図である。可変減衰器１００は、入力端子１と出力端子２との間に直列に接続された伝送線路３ａ、３ｂ、３ｃ、及び３ｄを有する。伝送線路３ａ〜３ｄは、その線路長が４分の１波長（λ／４）の伝送線路である。

また、可変減衰器１００は、可変抵抗素子として機能し、可変減衰器１００におけるインピーダンス（交流抵抗）、すなわち可変減衰器１００による減衰量を調節するためのＦＥＴ４ａ、４ｂ、及び４ｃを有する。ＦＥＴ４ａ〜４ｃは、伝送線路の各相互接続点（３ａ−３ｂ間、３ｂ−３ｃ間、及び３ｃ−３ｄ間）に対応するように設けられている。

ＦＥＴ４ａ、４ｃのドレインは、抵抗素子１０１、１０２を介して伝送線路３ａ−３ｂ間、３ｃ−３ｄ間の相互接続点に接続され、ＦＥＴ４ｂのドレインは伝送線路３ｂ−３ｃ間の相互接続点に接続されている。また、ＦＥＴ４ａ〜４ｃのソースはグランドに接続され（接地され）、ＦＥＴ４ａ〜４ｃのゲートはそれぞれ抵抗素子５ａ〜５ｃを介して制御端子６に接続されている。

ここで、抵抗素子１０１、１０２は、可変減衰器１００にて入出力反射特性を改善して良好な入出力特性を得るために挿入されたものであり、その抵抗値（インピーダンス）はＺ０（例えばそれぞれ約５０オーム）である。

図１１は、図１０に示した従来の可変減衰器１００の最大減衰時における等価回路を示す図である。最大減衰時には、制御端子６を介して供給される制御電圧によりＦＥＴ４ａ〜４ｃがオンされる（オン抵抗値をＲＯＮとする。）。

このとき、図１１に示したように伝送線路３ａ〜３ｄで構成される信号線とグランドとの間にはＦＥＴのオン抵抗ＲＯＮに加えて抵抗素子１０１、１０２の抵抗値Ｚ０が加わる。そのため、信号線においてノードＮ１１から見たインピーダンスは十分大きくなるが、ノードＮ１２から見たインピーダンスは抵抗素子１０２の影響により大きくはならず、減衰量を十分に大きくすることができなかった。

すなわち、図１０に示したように、良好な入出力特性を得るために信号線とグランドとの間に抵抗素子を直列に挿入して可変減衰器を構成すると、その挿入した抵抗素子が、信号線におけるインピーダンスの増加を抑制する。その結果、可変減衰器における減衰量（減衰性能）を悪化させ、大きな減衰量が得られなかった。

特開平６−１１２７６７号公報

本発明は、良好な入出力特性を有し、かつ最大減衰量を向上させた可変減衰器を提供することを目的とする。

本発明に係る可変減衰器は、入力端子と出力端子との間に直列接続された複数の４分の１波長伝送線路と、複数の伝送線路間の各相互接続点に対応して設けられたトランジスタと、入出力特性を改善するための第１及び第２の抵抗素子とを有する。トランジスタは、ドレインが伝送線路の相互接続点に接続され、ソースが接地され、ゲートに制御電圧が供給される。また、入力端子に接続される伝送線路に第１の抵抗素子が並列接続されるとともに、出力端子に接続される伝送線路に第２の抵抗素子が並列接続される。

本発明によれば、伝送線路に並列接続された第１及び第２の抵抗素子により入出力における反射を抑制して良好な入出力特性を得ることができるとともに、最大減衰時に第１及び第２の抵抗素子により抑制されることなく信号線におけるインピーダンスが増加し大きな減衰量が得られるようになる。

本発明によれば、入出力反射特性を改善するための抵抗素子を、入力端子、出力端子に接続される伝送線路に対して並列に接続する。これにより、可変減衰器における入出力特性を悪化させることなく、減衰量を従来と比較して大きくすることができ、良好な入出力特性を有しながらも最大減衰量を向上させることができる。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明の実施形態による可変減衰器の回路構成例を示す図である。本実施形態による可変減衰器１０は、高周波領域で広帯域な特性を有するとともに減衰量を調整可能な広帯域可変減衰器であり、図１に示すように、伝送線路３ａ、３ｂ、３ｃ、及び３ｄと、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）４ａ、４ｂ、及び４ｃと、抵抗素子７、８とを有する。

複数の伝送線路３ａ〜３ｄは、信号が入力される入力端子（ＩＮ）１と、減衰された当該信号を出力する出力端子（ＯＵＴ）２との間に直列接続される。伝送線路３ａ〜３ｄは、それぞれ４分の１波長（λ／４）の線路長（電気長）を有しており、各伝送線路３ａ〜３ｄにおいて、その入力端での反射と、伝送線路を伝送し出力端で反射され入力端に戻ってきたものとが打ち消しあい反射が見かけ上なくなるように構成されている。

また、ＦＥＴ４ａ〜４ｃは、伝送線路３ａ〜３ｄの各相互接続点に対応して設けられる。各ＦＥＴ４ａ〜４ｃは、そのドレイン、ソース間が伝送線路３ａ〜３ｄの相互接続点とグランド（接地）との間に直列接続される。

具体的には、ＦＥＴ４ａのドレインが、伝送線路３ａ、３ｂの相互接続点に接続され、ソースがグランドに接続される（接地される）。同様に、ＦＥＴ４ｂのドレインが伝送線路３ｂ、３ｃの相互接続点に接続され、ＦＥＴ４ｃのドレインが伝送線路３ｃ、３ｄの相互接続点に接続され、ＦＥＴ４ｂ、４ｃのソースがグランドに接続される。また、ＦＥＴ４ａ〜４ｃのゲートは、制御電圧が供給される制御端子（ＣＯＮＴ）６に、それぞれ抵抗素子５ａ〜５ｃを介して接続される。この制御端子６より供給される制御電圧に応じて、ＦＥＴ４ａ〜４ｃの抵抗値が制御される。

言い換えれば、ＦＥＴ４ａ〜４ｃは、伝送線路３ａ〜３ｄの相互接続点とグランドとの間に直列接続され、可変減衰器１０におけるインピーダンス、すなわち可変減衰器１０による信号の減衰量を調節するための可変抵抗素子として機能する。なお、本実施形態では、可変減衰器１０にて信号の減衰量を調節するための可変抵抗素子としてＦＥＴを用いた場合を一例として示しているが、抵抗値を電気的に調整可能な可変抵抗素子であれば良く、これに限定されるものではない。

抵抗素子７、８は、入出力の整合を取り、入出力反射特性を改善するためのものであり、その抵抗値（インピーダンス）はＺ０（例えばそれぞれ約５０オーム）である。抵抗素子７は、入力端子１に一端が接続された伝送線路３ａに並列接続され、抵抗素子８は、出力端子２に一端が接続された伝送線路３ｄに並列接続される。

より詳細には、抵抗素子７は、その一端が入力端子１と伝送線路３ａとの相互接続点に接続され、他端が伝送線路３ａと３ｂの相互接続点に接続される。また、抵抗素子８は、その一端が伝送線路３ｃと３ｄの相互接続点に接続され、他端が伝送線路３ｄと出力端子２との相互接続点に接続される。

図１に示した可変減衰器１０は、制御端子６より印加するＦＥＴ４ａ〜４ｃのゲート電圧（制御電圧）を基にＦＥＴ４ａ〜４ｃの抵抗値を制御することで、可変減衰器１０における信号線のインピーダンスが調整される。つまり、可変減衰器１０は、所望の減衰量で信号が減衰されるように、制御端子６から印加される制御電圧により可変減衰器１０での減衰量が制御され、入力端子１から入力される信号を減衰して出力端子２より出力する。

次に、本実施形態による可変減衰器１０の最大減衰時における回路機能について説明する。図２は、図１に示した可変減衰器１０の最大減衰時における等価回路を示す図である。可変減衰器１０は、最大減衰時には、制御端子６より印加される制御電圧によりＦＥＴ４ａ〜４ｃがオンされ、その抵抗値（オン抵抗）がＲＯＮとなる。

この最大減衰時において、図１０及び図１１に示した従来の可変減衰器１００とは異なり、本実施形態による可変減衰器１０では、図２に示すように伝送線路３ａ〜３ｄで構成される信号線とグランドとの間におけるインピーダンスはＦＥＴのオン抵抗ＲＯＮだけになる。

これにより、入出力特性を改善するために抵抗素子７、８を設けたことにより良好な入出力特性が得られるとともに、抵抗素子７、８にはかかわらず、信号線においてノードＮ１から見たインピーダンス及びノードＮ２から見たインピーダンスの両方とも十分大きくすることが可能となる。したがって、可変減衰器１０は、入出力特性を悪化させることなく、従来よりも最大減衰量を向上させることができる。

次に、図１に示した本実施形態による可変減衰器の各特性について説明する。
まず、マイクロ波帯（周波数が例えば３ＧＨｚ）における減衰特性（最大減衰量）について、図３Ａ及び図３Ｂを参照して説明する。図３Ａは、本実施形態による可変減衰器の特性（最大減衰量）を示す図であり、図３Ｂは、比較参照するための従来の可変減衰器の特性（最大減衰量）を示す図である。

図３Ａ及び図３Ｂにおいて、横軸は信号の入力パワーであり、縦軸は信号の出力パワー及び減衰量（出力パワーと入力パワーとの差分）である。また、図３Ａにおいて、ＯＰ１は入力パワーに応じた出力パワーを示しており、ＭＡ１は入力パワーに応じた最大減衰量を示している。同様に、図３Ｂにおいて、ＯＰ２及びＭＡ２は、入力パワーに応じた出力パワー及び最大減衰量をそれぞれ示している。

図３Ａ及び図３Ｂから明らかなように信号の入力パワーにかかわらず、本実施形態による可変減衰器の最大減衰量（−１２ｄＢ程度）は、従来の可変減衰器の最大減衰量（−８ｄＢ程度）よりも大きく、可変減衰器の最大減衰量は向上している。

次に、本実施形態による可変減衰器の反射特性について、図４Ａ及び図４Ｂを参照して説明する。図４Ａ、図４Ｂは、本実施形態による可変減衰器の反射特性を示す図であり、図４Ａに最小減衰時の場合を示し、図４Ｂに最大減衰時の場合を示している。

図４Ａ、図４Ｂにおいて、横軸は信号の周波数であり、縦軸は反射量（右軸）及び損失量（左軸）である。また、図４Ａ、図４Ｂにおいて、Ｓ１１が反射量を示しており、Ｓ２１が損失量を示している。

図４Ａ及び図４Ｂに示されるように、本実施形態による可変減衰器は、最小減衰時及び最大減衰時とも反射量が少なく、良好な入出力特性が得られることがわかる。また、可変減衰器では、一般に反射量は（−１０ｄＢ）以下が望ましいとされているが、本実施形態による可変減衰器は、マイクロ波帯（約３ＧＨｚ以上）において反射量が（−１０ｄＢ）以下であり、非常に良好な入出力特性を有する。

図５は、本実施形態による可変減衰器のレイアウト例を示す図である。
図５において、５１は入力端子、５２は出力端子、５６は制御端子であり、それぞれ図１に示した入力端子１、出力端子２、制御端子６に相当する。また、５３ａ〜５３ｄは４分の１波長伝送線路であり、図１に示した伝送線路３ａ〜３ｄに相当する。

５４ａ〜５４ｃはＦＥＴであり、図１に示したＦＥＴ４ａ〜４ｃに相当する。ＦＥＴ５４ａ〜５４ｃとしては、例えば窒化ガリウム（ＧａＮ）を用いた高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ：high electron mobility transistor）が適用される。また、後述するようにＦＥＴ５４ａ〜５４ｃとして、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ：hetero-junction bipolar transistor）を適用しても良い。

５７及び５８は５０オームの抵抗値を有する抵抗であり、図１に示した抵抗素子７、８に相当する。なお、図５においては、ＦＥＴ５４ａ〜５４ｃのゲートと制御端子５６との間の配線等については省略し図示していない。

ここで、上述した本実施形態による可変減衰器は、例えば図６に模式的な断面図を示すＭＭＩＣ（microwave monolithic integrated circuit）のような、同一の半導体基板上に回路素子をモノリシックに集積したモノリシック集積回路として構成可能である。

図６は、本実施形態による可変減衰器を構成可能なＭＭＩＣの一部の模式的な断面図を示す図である。図６においてはＧａＮ ＨＥＭＴを一例として示しており、６１は基板（例えばＳｉＣ）、６２は（高純度）チャネル層（例えばＧａＮ）、６４はキャリア供給層（動作層）、６３は絶縁層（例えばＳｉＯ₂）である。また、６５はドレイン電極Ｄに接続される配線、６６はソース電極Ｓに接続される配線（例えばグランド配線）、６７は任意の配線である。図６においてはゲート電極Ｇに接続される配線については図示していない。

なお、図６においては、窒化ガリウムを用いたモノリシック集積回路を一例として示したが、これに限定されず、例えばインジウムリン（ＩｎＰ）、ガリウム砒素（ＧａＡｓ）、珪素（Ｓｉ）の何れかを用いたモノリシック集積回路としても本実施形態による可変減衰器は構成可能である。

また、本実施形態による可変減衰器は、ＧａＮ、ＩｎＰ、ＧａＡｓ、Ｓｉなどを用いてＦＥＴなどの能動素子を半導体基板上に集積し、受動素子をアルミナ基板などの絶縁基板上に集積し、能動素子を集積した半導体基板と受動素子を集積した絶縁基板とを実装したマルチチップ集積回路としても構成可能である。

図７は、本実施形態による可変減衰器の他の回路構成例を示す図である。この図７において、図１に示した構成要素と同一の機能を有する構成要素には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

図７に示す可変減衰器７０は、図１に示した可変減衰器１０と同様に構成され、入出力の整合を取り入出力反射特性を改善するための抵抗素子として、抵抗素子７、８に替えて可変抵抗素子７１、７２を用いている。可変抵抗素子７１、７２は、例えばＦＥＴなどのトランジスタにより構成される。可変抵抗素子７１は、入力端子１に一端が接続された伝送線路３ａに並列接続され、可変抵抗素子７２は、出力端子２に一端が接続された伝送線路３ｄに並列接続される。

なお、動作原理等については、図１に示した可変減衰器１０と同様であるので説明は省略する。

図７に示した可変抵抗素子７１、７２や、図１及び図７に示した可変減衰器１０、７０において可変抵抗素子として機能するＦＥＴ４ａ〜４ｃに適用可能なトランジスタの一例を図８に示している。図８において、例示したトランジスタに付してある記号は、丸、三角、バツの順に適性が低くなるものとする。

図９は、上述した本実施形態による可変減衰器を用いて構成したＲＦトランシーバー装置の構成例を示す図である。

図９において、８１は高出力電圧制御発振器（ＶＣＯ）、８２はミキサ（アップコンバータ）、８３はドライバ、８４はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、８５は可変減衰器、８６は高出力増幅器（ＡＭＰ）、８７はアンテナである。また、８８は低雑音増幅器（ＬＮＡ）、８９はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、９０は可変減衰器、９１はミキサ（ダウンコンバータ）、ＳＷ１及びＳＷ２はＳＰＤＴ（単極双投）スイッチである。ここで、可変減衰器８５、９０は、上述した本実施形態による可変減衰器が用いられる。

送信信号入力端子ＳＳより入力される送信ＩＦ信号（中間周波信号）は、スイッチＳＷ１を介して供給される高出力ＶＣＯ８１の発振信号を基に、アップコンバータ８２にて送信ＲＦ信号（高周波信号）に変換される。アップコンバータ８２から出力された送信ＲＦ信号は、ドライバ８３を介してＢＰＦ８４にてフィルタ処理が施され不要な周波数成分がカットされる。

そして、ＢＰＦ８４から出力された送信ＲＦ信号は、可変減衰器８５にて所定の減衰量で減衰されて出力レベル調整され、さらにＡＭＰ８６にて増幅される。ＡＭＰ８６で増幅された送信ＲＦ信号は、スイッチＳＷ２を介してアンテナ８７に供給され、アンテナ８７より送信される。

ここで、図９に示すようなＲＦトランシーバー装置の出力を大きくするには、ＡＭＰ８６の出力を大きくすることが不可欠である。しかしながら、送信に要する出力は、そのときの天候や環境などによっても左右され、常に装置としての最大出力を要するとは限らない。そこで、上述した本実施形態による可変減衰器を送信側に設けることで、出力レベルの調整を行うことができる。

また、アンテナ８７で受信された受信ＲＦ信号は、スイッチＳＷ２を介してＬＮＡ８８に供給され、ＬＮＡ８８にて増幅される。ＬＮＡ８８で増幅された受信ＲＦ信号は、ＢＰＦ８４にてフィルタ処理が施された後、ダウンコンバータ９１に供給される。

ダウンコンバータ９１に供給された受信ＲＦ信号は、高出力ＶＣＯ８１の発振信号に基づくローカル発振信号を基に、ダウンコンバータ９１にて受信ＩＦ信号に変換され、受信信号出力端子ＲＳより出力される。なお、ダウンコンバータ９１に供給されるローカル発振信号は、高出力ＶＣＯ８１の発振信号を可変減衰器８５にて所定の減衰量で減衰した信号である。

ここで、ＲＦトランシーバー装置の出力を大きくするには、高出力のＶＣＯを使用することも必要である。しかしながら、高出力ＶＣＯ８１の発振信号は、受信ＲＦ信号をダウンコンバータ９１でダウンコンバートするためにも使用されるので出力が大きすぎると受信側処理で不都合が生じる場合がある。そこで、本実施形態による可変減衰器を高出力ＶＣＯ８１とダウンコンバータ９１との間に設けることで、ダウンコンバータ９１に供給するローカル発振信号のレベル調整を行うことができる。

なお、図９においては、送信側及び受信側の両方に本実施形態による可変減衰器を用いたＲＦトランシーバー装置を示しているが、送信側又は受信側の何れか一方に本実施形態による可変減衰器を適用するようにしても良い。

また、上記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化のほんの一例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその技術思想、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。

（付記１）入力端子と出力端子との間に直列接続された複数の４分の１波長伝送線路と、
上記複数の伝送線路間の各相互接続点に対応して設けられ、ドレインが上記伝送線路の相互接続点に接続され、ソースが接地され、ゲートに制御電圧が供給されるトランジスタと、
上記入力端子に接続された上記伝送線路に並列接続された第１の抵抗素子と、
上記出力端子に接続された上記伝送線路に並列接続された第２の抵抗素子とを備えることを特徴とする可変減衰器。
（付記２）上記第１の抵抗素子及び第２の抵抗素子の少なくとも一方が可変抵抗素子であることを特徴とする付記１記載の可変減衰器。
（付記３）上記可変抵抗素子は、トランジスタを用いて構成されることを特徴とする付記４記載の可変減衰器。
（付記４）上記可変抵抗素子は、ＨＥＭＴ（high electron mobility transistor）を用いて構成されていることを特徴とする付記４記載の可変減衰器。
（付記５）上記可変抵抗素子は、ＨＢＴ（hetero-junction bipolar transistor）を用いて構成されていることを特徴とする付記４記載の可変減衰器。
（付記６）中間周波信号を高周波信号に変換する送信側ミキサと、
減衰量が調整可能であるとともに、上記送信側ミキサより出力された上記高周波信号を減衰し出力する送信側可変減衰器と、
上記送信側可変減衰器より出力された上記高周波信号を増幅しアンテナに出力する送信側増幅器とを備え、
上記送信側可変減衰器は、入力端子と出力端子との間に直列接続された複数の４分の１波長伝送線路と、上記複数の伝送線路間の各相互接続点に対応して設けられ、ドレインが上記伝送線路の相互接続点に接続され、ソースが接地され、ゲートに制御電圧が供給されるトランジスタと、上記入力端子に接続された上記伝送線路に並列接続された第１の抵抗素子と、上記出力端子に接続された上記伝送線路に並列接続された第２の抵抗素子とを有することを特徴とする集積回路。
（付記７）アンテナで受信した高周波信号が供給され、当該高周波信号を増幅して出力する受信側増幅器と、
減衰量が調整可能であるとともに、ローカル発振信号を減衰し出力する受信側可変減衰器と、
上記受信側可変減衰器より出力された上記ローカル発振信号を基に、上記受信側増幅器より出力された高周波信号を中間周波信号に変換する受信側ミキサとを備え、
上記受信側可変減衰器は、入力端子と出力端子との間に直列接続された複数の４分の１波長伝送線路と、上記複数の伝送線路間の各相互接続点に対応して設けられ、ドレインが上記伝送線路の相互接続点に接続され、ソースが接地され、ゲートに制御電圧が供給されるトランジスタと、上記入力端子に接続された上記伝送線路に並列接続された第１の抵抗素子と、上記出力端子に接続された上記伝送線路に並列接続された第２の抵抗素子とを有することを特徴とする付記６記載の集積回路。
（付記８）アンテナで受信した高周波信号が供給され、当該高周波信号を増幅して出力する受信側増幅器と、
減衰量が調整可能であるとともに、ローカル発振信号を減衰し出力する受信側可変減衰器と、
上記受信側可変減衰器より出力された上記ローカル発振信号を基に、上記受信側増幅器より出力された高周波信号を中間周波信号に変換する受信側ミキサとを備え、
上記受信側可変減衰器は、入力端子と出力端子との間に直列接続された複数の４分の１波長伝送線路と、上記複数の伝送線路間の各相互接続点に対応して設けられ、ドレインが上記伝送線路の相互接続点に接続され、ソースが接地され、ゲートに制御電圧が供給されるトランジスタと、上記入力端子に接続された上記伝送線路に並列接続された第１の抵抗素子と、上記出力端子に接続された上記伝送線路に並列接続された第２の抵抗素子とを有することを特徴とする集積回路。
（付記９）付記１記載の可変減衰器の能動素子を集積した半導体基板と当該可変減衰器の受動素子を集積した絶縁基板とを備えることを特徴とする集積回路。
（付記１０）付記１記載の可変減衰器を構成する各回路素子を同一の半導体基板上にモノリシックに集積したことを特徴とする集積回路。

図１は、本発明の実施形態による可変減衰器の回路構成例を示す図である。 図２は、図１に示す可変減衰器の最大減衰時における等価回路図である。 図３Ａは、本実施形態による可変減衰器の特性（最大減衰量）を示す図である。 図３Ｂは、従来の可変減衰器の特性（最大減衰量）を示す図である。 図４Ａは、本実施形態による可変減衰器の反射特性（最小減衰時）を示す図である。 図４Ｂは、本実施形態による可変減衰器の反射特性（最大減衰時）を示す図である。 図５は、本実施形態による可変減衰器のレイアウト例を示す図である。 図６は、本実施形態による可変減衰器を構成可能な集積回路の構成例を模式的に示す断面図である。 図７は、本実施形態による可変減衰器の他の回路構成例を示す図である。 図８は、本実施形態による可変減衰器に適用可能なトランジスタの一例を示す図である。 図９は、本実施形態による可変減衰器を用いたトランシーバー装置の構成例を示す図である。 図１０は、従来の可変減衰器の回路構成を示す図である。 図１１は、図１０に示す従来の可変減衰器の最大減衰時における等価回路図である。

Claims (8)

1. 入力端子と出力端子との間に直列接続された複数の４分の１波長伝送線路と、
   上記複数の伝送線路間の各相互接続点に対応して設けられ、ドレインが上記伝送線路の相互接続点に接続され、ソースが接地され、ゲートに制御電圧が供給されるトランジスタと、
   上記入力端子に接続された上記伝送線路に並列接続された第１の抵抗素子と、
   上記出力端子に接続された上記伝送線路に並列接続された第２の抵抗素子とを備えることを特徴とする可変減衰器。
2. 上記第１の抵抗素子及び第２の抵抗素子の少なくとも一方が可変抵抗素子であることを特徴とする請求項１記載の可変減衰器。
3. 上記可変抵抗素子は、ＨＥＭＴ（high electron mobility transistor）を用いて構成されていることを特徴とする請求項２記載の可変減衰器。
4. 中間周波信号を高周波信号に変換する送信側ミキサと、
   減衰量が調整可能であるとともに、上記送信側ミキサより出力された上記高周波信号を減衰し出力する送信側可変減衰器と、
   上記送信側可変減衰器より出力された上記高周波信号を増幅しアンテナに出力する送信側増幅器とを備え、
   上記送信側可変減衰器は、入力端子と出力端子との間に直列接続された複数の４分の１波長伝送線路と、上記複数の伝送線路間の各相互接続点に対応して設けられ、ドレインが上記伝送線路の相互接続点に接続され、ソースが接地され、ゲートに制御電圧が供給されるトランジスタと、上記入力端子に接続された上記伝送線路に並列接続された第１の抵抗素子と、上記出力端子に接続された上記伝送線路に並列接続された第２の抵抗素子とを有することを特徴とする集積回路。
5. アンテナで受信した高周波信号が供給され、当該高周波信号を増幅して出力する受信側増幅器と、
   減衰量が調整可能であるとともに、ローカル発振信号を減衰し出力する受信側可変減衰器と、
   上記受信側可変減衰器より出力された上記ローカル発振信号を基に、上記受信側増幅器より出力された高周波信号を中間周波信号に変換する受信側ミキサとを備え、
   上記受信側可変減衰器は、入力端子と出力端子との間に直列接続された複数の４分の１波長伝送線路と、上記複数の伝送線路間の各相互接続点に対応して設けられ、ドレインが上記伝送線路の相互接続点に接続され、ソースが接地され、ゲートに制御電圧が供給されるトランジスタと、上記入力端子に接続された上記伝送線路に並列接続された第１の抵抗素子と、上記出力端子に接続された上記伝送線路に並列接続された第２の抵抗素子とを有することを特徴とする請求項４記載の集積回路。
6. アンテナで受信した高周波信号が供給され、当該高周波信号を増幅して出力する受信側増幅器と、
   減衰量が調整可能であるとともに、ローカル発振信号を減衰し出力する受信側可変減衰器と、
   上記受信側可変減衰器より出力された上記ローカル発振信号を基に、上記受信側増幅器より出力された高周波信号を中間周波信号に変換する受信側ミキサとを備え、
   上記受信側可変減衰器は、入力端子と出力端子との間に直列接続された複数の４分の１波長伝送線路と、上記複数の伝送線路間の各相互接続点に対応して設けられ、ドレインが上記伝送線路の相互接続点に接続され、ソースが接地され、ゲートに制御電圧が供給されるトランジスタと、上記入力端子に接続された上記伝送線路に並列接続された第１の抵抗素子と、上記出力端子に接続された上記伝送線路に並列接続された第２の抵抗素子とを有することを特徴とする集積回路。
7. 請求項１記載の可変減衰器の能動素子を集積した半導体基板と当該可変減衰器の受動素子を集積した絶縁基板とを備えることを特徴とする集積回路。
8. 請求項１記載の可変減衰器を構成する各回路素子を同一の半導体基板上にモノリシックに集積したことを特徴とする集積回路。

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