WO2006100726A1

WO2006100726A1 - 可変減衰器及び集積回路

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Publication number: WO2006100726A1
Application number: PCT/JP2005/004986
Authority: WO
Inventors: Yusuke Inoue
Original assignee: Fujitsu Limited
Priority date: 2005-03-18
Filing date: 2005-03-18
Publication date: 2006-09-28
Also published as: US7453329B2; JPWO2006100726A1; JP4202405B2; US20080032653A1

Abstract

　入力端子と出力端子との間に直列接続された複数の伝送線路により入力端子に入力された信号を減衰して出力端子から出力する可変減衰器にて、入出力特性を改善するための第１及び第２の抵抗素子を、入力端子に接続される伝送線路及び出力端子に接続される伝送線路にそれぞれ並列接続するようにして、第１及び第２の抵抗素子により入出力における反射を抑制して良好な入出力特性を得るとともに、第１及び第２の抵抗素子により抑制されることなく最大減衰時に信号線におけるインピーダンスを増加させ大きな減衰量が得られるようにする。

Description

可変減衰器及び集積回路

技術分野

[0001] 本発明は、広帯域特性を有する可変減衰器、及びそれを用いた集積回路に関する。

背景技術

[0002] 高度情報社会の発展に伴い、マイクロ波帯の開拓が進められており、高性能なマイクロ波コンポ一ネンッに対する需要が増大している。その 1つに、高周波領域で広い帯域を有するとともに減衰量を調整可能な広帯域可変減衰器がある。

[0003] 例えば、マイクロ波帯で使用される広帯域可変減衰器としては、電界効果トランジスタ (FET)を T字状に接続して構成される T型可変減衰器や π字状に接続して構成される π型可変減衰器が知られている。さらには、 FETのゲート電圧等を制御することで Τ型と π型を切り替え可能にした可変減衰器が提案されてヽる（例えば、特許文献 1参照。）。

[0004] 広帯域可変減衰器は、良好な入出力特性及び大きな減衰量が要求される。しかしながら、従来の広帯域可変減衰器において、良好な入出力特性と大きな減衰量という 2つの特性を同時に得ることは非常に困難であった。

[0005] 図 10は、従来の可変減衰器の回路構成を示す図である。可変減衰器 100は、入力端子 1と出力端子 2との間に直列に接続された伝送線路 3a、 3b、 3c、及び 3dを有する。伝送線路 3a— 3dは、その線路長が 4分の 1波長（ λ /4)の伝送線路である。

[0006] また、可変減衰器 100は、可変抵抗素子として機能し、可変減衰器 100におけるィンピーダンス（交流抵抗）、すなわち可変減衰器 100による減衰量を調節するための FET4a、 4b、及び 4cを有する。 FET4a— 4cは、伝送線路の各相互接続点（3a— 3b 間、 3b-3c間、及び 3c-3d間）に対応するように設けられている。

[0007] FET4a、 4cのドレインは、抵抗素子 101、 102を介して伝送線路 3a— 3b間、 3c— 3 d間の相互接続点に接続され、 FET4bのドレインは伝送線路 3b— 3c間の相互接続点に接続されている。また、 FET4a— 4cのソースはグランドに接続され (接地され）、 FET4a— 4cのゲートはそれぞれ抵抗素子 5a— 5cを介して制御端子 6に接続されている。

[0008] ここで、抵抗素子 101、 102は、可変減衰器 100にて入出力反射特性を改善して良好な入出力特性を得るために挿入されたものであり、その抵抗値 (インピーダンス）は ZO (例えばそれぞれ約 50オーム）である。

[0009] 図 11は、図 10に示した従来の可変減衰器 100の最大減衰時における等価回路を示す図である。最大減衰時には、制御端子 6を介して供給される制御電圧により FE T4a— 4cがオンされる（オン抵抗値を RONとする。 )₀

[0010] このとき、図 11に示したように伝送線路 3a— 3dで構成される信号線とグランドとの間には FETのオン抵抗 RONにカ卩えて抵抗素子 101、 102の抵抗値 Z0が加わる。そのため、信号線においてノード Ni lから見たインピーダンスは十分大きくなる力ノード N12から見たインピーダンスは抵抗素子 102の影響により大きくはならず、減衰量を十分に大きくすることができな力つた。

[0011] すなわち、図 10に示したように、良好な入出力特性を得るために信号線とグランドとの間に抵抗素子を直列に挿入して可変減衰器を構成すると、その挿入した抵抗素子力信号線におけるインピーダンスの増加を抑制する。その結果、可変減衰器における減衰量 (減衰性能)を悪化させ、大きな減衰量が得られなカゝつた。

[0012] 特許文献 1 :特開平 6— 112767号公報

発明の開示

[0013] 本発明は、良好な入出力特性を有し、かつ最大減衰量を向上させた可変減衰器を提供することを目的とする。

[0014] 本発明の可変減衰器は、入力端子と出力端子との間に直列接続された複数の伝送線路と、入出力特性を改善するための第 1及び第 2の抵抗素子とを有する。そして、入力端子に接続される伝送線路に第 1の抵抗素子が並列接続されるとともに、出力端子に接続される伝送線路に第 2の抵抗素子が並列接続される。

[0015] 本発明によれば、伝送線路に並列接続された第 1及び第 2の抵抗素子により入出力における反射を抑制して良好な入出力特性を得ることができるとともに、最大減衰時に第 1及び第 2の抵抗素子により抑制されることなく信号線におけるインピーダンスが増加し大きな減衰量が得られるようになる。

図面の簡単な説明

[0016] [図 1]図 1は、本発明の実施形態による可変減衰器の回路構成例を示す図である。

[図 2]図 2は、図 1に示す可変減衰器の最大減衰時における等価回路図である。

[図 3A]図 3Aは、本実施形態による可変減衰器の特性 (最大減衰量)を示す図である

[図 3B]図 3Bは、従来の可変減衰器の特性 (最大減衰量)を示す図である。

[図 4A]図 4Aは、本実施形態による可変減衰器の反射特性 (最小減衰時)を示す図である。

[図 4B]図 4Bは、本実施形態による可変減衰器の反射特性 (最大減衰時)を示す図である。

[図 5]図 5は、本実施形態による可変減衰器のレイアウト例を示す図である。

[図 6]図 6は、本実施形態による可変減衰器を構成可能な集積回路の構成例を模式的に示す断面図である。

[図 7]図 7は、本実施形態による可変減衰器の他の回路構成例を示す図である。

[図 8]図 8は、本実施形態による可変減衰器に適用可能なトランジスタの一例を示す図である。

[図 9]図 9は、本実施形態による可変減衰器を用いたトランシーバー装置の構成例を示す図である。

[図 10]図 10は、従来の可変減衰器の回路構成を示す図である。

[図 11]図 11は、図 10に示す従来の可変減衰器の最大減衰時における等価回路図である。

発明を実施するための最良の形態

[0017] 以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。

図 1は、本発明の実施形態による可変減衰器の回路構成例を示す図である。本実施形態による可変減衰器 10は、高周波領域で広帯域な特性を有するとともに減衰量を調整可能な広帯域可変減衰器であり、図 1に示すように、伝送線路 3a、 3b、 3c、及び 3dと、電界効果トランジスタ (FET) 4a、 4b、及び 4cと、抵抗素子 7、 8とを有する [0018] 複数の伝送線路 3a— 3dは、信号が入力される入力端子 (IN) 1と、減衰された当該信号を出力する出力端子 (OUT) 2との間に直列接続される。伝送線路 3a— 3dは、それぞれ 4分の 1波長（ λ /4)の線路長（電気長）を有しており、各伝送線路 3a— 3d において、その入力端での反射と、伝送線路を伝送し出力端で反射され入力端に戻つてきたものとが打ち消しぁ、反射が見かけ上なくなるように構成されて、る。

[0019] また、 FET4a— 4cは、伝送線路 3a— 3dの各相互接続点に対応して設けられる。

各 FET4a— 4cは、そのドレイン、ソース間が伝送線路 3a— 3dの相互接続点とグランド (接地)との間に直列接続される。

[0020] 具体的には、 FET4aのドレイン力伝送線路 3a、 3bの相互接続点に接続され、ソースがグランドに接続される（接地される)。同様に、 FET4bのドレインが伝送線路 3b 、 3cの相互接続点に接続され、 FET4cのドレインが伝送線路 3c、 3dの相互接続点に接続され、 FET4b、 4cのソースがグランドに接続される。また、 FET4a— 4cのゲートは、制御電圧が供給される制御端子 (CONT) 6に、それぞれ抵抗素子 5a— 5c を介して接続される。この制御端子 6より供給される制御電圧に応じて、 FET4a-4c の抵抗値が制御される。

[0021] 言い換えれば、 FET4a— 4cは、伝送線路 3a— 3dの相互接続点とグランドとの間に直列接続され、可変減衰器 10におけるインピーダンス、すなわち可変減衰器 10による信号の減衰量を調節するための可変抵抗素子として機能する。なお、本実施形態では、可変減衰器 10にて信号の減衰量を調節するための可変抵抗素子として FE Tを用いた場合を一例として示しているが、抵抗値を電気的に調整可能な可変抵抗素子であれば良ぐこれに限定されるものではない。

[0022] 抵抗素子 7、 8は、入出力の整合を取り、入出力反射特性を改善するためのものであり、その抵抗値 (インピーダンス）は Z0 (例えばそれぞれ約 50オーム)である。抵抗素子 7は、入力端子 1に一端が接続された伝送線路 3aに並列接続され、抵抗素子 8 は、出力端子 2に一端が接続された伝送線路 3dに並列接続される。

[0023] より詳細には、抵抗素子 7は、その一端が入力端子 1と伝送線路 3aとの相互接続点に接続され、他端が伝送線路 3aと 3bの相互接続点に接続される。また、抵抗素子 8 は、その一端が伝送線路 3cと 3dの相互接続点に接続され、他端が伝送線路 3dと出力端子 2との相互接続点に接続される。

[0024] 図 1に示した可変減衰器 10は、制御端子 6より印加する FET4a— 4cのゲート電圧

(制御電圧）を基に FET4a— 4cの抵抗値を制御することで、可変減衰器 10における信号線のインピーダンスが調整される。つまり、可変減衰器 10は、所望の減衰量で信号が減衰されるように、制御端子 6から印加される制御電圧により可変減衰器 10での減衰量が制御され、入力端子 1から入力される信号を減衰して出力端子 2より出力する。

[0025] 次に、本実施形態による可変減衰器 10の最大減衰時における回路機能について説明する。図 2は、図 1に示した可変減衰器 10の最大減衰時における等価回路を示す図である。可変減衰器 10は、最大減衰時には、制御端子 6より印加される制御電圧により FET4a— 4cがオンされ、その抵抗値 (オン抵抗）が RONとなる。

[0026] この最大減衰時において、図 10及び図 11に示した従来の可変減衰器 100とは異なり、本実施形態による可変減衰器 10では、図 2に示すように伝送線路 3a— 3dで構成される信号線とグランドとの間におけるインピーダンスは FETのオン抵抗 RONだけになる。

[0027] これにより、入出力特性を改善するために抵抗素子 7、 8を設けたことにより良好な入出力特性が得られるとともに、抵抗素子 7、 8にはかかわらず、信号線においてノード N1から見たインピーダンス及びノード N2から見たインピーダンスの両方とも十分大きくすることが可能となる。したがって、可変減衰器 10は、入出力特性を悪化させることなぐ従来よりも最大減衰量を向上させることができる。

[0028] 次に、図 1に示した本実施形態による可変減衰器の各特性について説明する。

まず、マイクロ波帯 (周波数が例えば 3GHz)における減衰特性 (最大減衰量）について、図 3A及び図 3Bを参照して説明する。図 3Aは、本実施形態による可変減衰器の特性 (最大減衰量)を示す図であり、図 3Bは、比較参照するための従来の可変減衰器の特性 (最大減衰量)を示す図である。

[0029] 図 3A及び図 3Bにおいて、横軸は信号の入力パワーであり、縦軸は信号の出力パヮー及び減衰量（出力パワーと入力パワーとの差分)である。また、図 3Aにおいて、 OP1は入力パワーに応じた出力パワーを示しており、 MAIは入力パワーに応じた最大減衰量を示している。同様に、図 3Bにおいて、 OP2及び MA2は、入力パワーに応じた出力パワー及び最大減衰量をそれぞれ示して、る。

[0030] 図 3A及び図 3Bから明らかなように信号の入力パワーにかかわらず、本実施形態による可変減衰器の最大減衰量 (一 12dB程度）は、従来の可変減衰器の最大減衰量 (一 8dB程度)よりも大きぐ可変減衰器の最大減衰量は向上して、る。

[0031] 次に、本実施形態による可変減衰器の反射特性について、図 4A及び図 4Bを参照して説明する。図 4A、図 4Bは、本実施形態による可変減衰器の反射特性を示す図であり、図 4Aに最小減衰時の場合を示し、図 4Bに最大減衰時の場合を示している。

[0032] 図 4A、図 4Bにおいて、横軸は信号の周波数であり、縦軸は反射量 (右軸)及び損失量 (左軸）である。また、図 4A、図 4Bにおいて、 S11が反射量を示しており、 S21 が損失量を示している。

[0033] 図 4A及び図 4Bに示されるように、本実施形態による可変減衰器は、最小減衰時及び最大減衰時とも反射量が少なぐ良好な入出力特性が得られることがわかる。また、可変減衰器では、一般に反射量は (-10dB)以下が望ましいとされている力本実施形態による可変減衰器は、マイクロ波帯 (約 3GHz以上）において反射量が (一 1 OdB)以下であり、非常に良好な入出力特性を有する。

[0034] 図 5は、本実施形態による可変減衰器のレイアウト例を示す図である。

図 5において、 51は入力端子、 52は出力端子、 56は制御端子であり、それぞれ図 1に示した入力端子 1、出力端子 2、制御端子 6に相当する。また、 53a— 53dは 4分の 1波長伝送線路であり、図 1に示した伝送線路 3a— 3dに相当する。

[0035] 54a— 54cは FETであり、図 1に示した FET4a— 4cに相当する。 FET54a— 54cとしては、例えば窒化ガリウム (GaN)を用いた高電子移動度トランジスタ (HEMT: high electron mobility transistor)が適用される。また、後述するように FET54a— 54 cとして、ヘテロ接合ノイポーラトランジスタ (HBT:hetero— junction bipolar transistor )を適用しても良い。

[0036] 57及び 58は 50オームの抵抗値を有する抵抗であり、図 1に示した抵抗素子 7、 8 に相当する。なお、図 5においては、 FET54a— 54cのゲートと制御端子 56との間の配線等にっヽては省略し図示してヽな、。

[0037] ここで、上述した本実施形態による可変減衰器は、例えば図 6に模式的な断面図を示す MMIC (microwave monolithic integrated circuit)のよつな、同一の半導体せ板上に回路素子をモノリシックに集積したモノリシック集積回路として構成可能である。

[0038] 図 6は、本実施形態による可変減衰器を構成可能な MMICの一部の模式的な断面図を示す図である。図 6においては GaN HEMTを一例として示しており、 61は基板 (例えば SiC)、 62は（高純度)チャネル層（例えば GaN)、 64はキャリア供給層 ( 動作層）、 63は絶縁層（例えば SiO )である。また、 65はドレイン電極 Dに接続される

2

配線、 66はソース電極 Sに接続される配線 (例えばグランド配線）、 67は任意の配線である。図 6におヽてはゲート電極 Gに接続される配線にっ、ては図示してヽな、。

[0039] なお、図 6においては、窒化ガリウムを用いたモノリシック集積回路を一例として示したが、これに限定されず、例えばインジウムリン (InP)、ガリウム砒素（GaAs)、珪素（ Si)の何れかを用いたモノリシック集積回路としても本実施形態による可変減衰器は構成可能である。

[0040] また、本実施形態による可変減衰器は、 GaN、 InP、 GaAs, Siなどを用いて FET などの能動素子を半導体基板上に集積し、受動素子をアルミナ基板などの絶縁基板上に集積し、能動素子を集積した半導体基板と受動素子を集積した絶縁基板とを実装したマルチチップ集積回路としても構成可能である。

[0041] 図 7は、本実施形態による可変減衰器の他の回路構成例を示す図である。この図 7 において、図 1に示した構成要素と同一の機能を有する構成要素には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

[0042] 図 7に示す可変減衰器 70は、図 1に示した可変減衰器 10と同様に構成され、入出力の整合を取り入出力反射特性を改善するための抵抗素子として、抵抗素子 7、 8に替えて可変抵抗素子 71、 72を用いている。可変抵抗素子 71、 72は、例えば FETなどのトランジスタにより構成される。可変抵抗素子 71は、入力端子 1に一端が接続された伝送線路 3aに並列接続され、可変抵抗素子 72は、出力端子 2に一端が接続された伝送線路 3dに並列接続される。

[0043] なお、動作原理等については、図 1に示した可変減衰器 10と同様であるので説明は省略する。

[0044] 図 7に示した可変抵抗素子 71、 72や、図 1及び図 7に示した可変減衰器 10、 70において可変抵抗素子として機能する FET4a— 4cに適用可能なトランジスタの一例を図 8に示している。図 8において、例示したトランジスタに付してある記号は、丸、三角、バッの順に適性が低くなるものとする。

[0045] 図 9は、上述した本実施形態による可変減衰器を用いて構成した RFトランシーバ一装置の構成例を示す図である。

[0046] 図 9において、 81は高出力電圧制御発振器 (VCO)、 82はミキサ（アップコンパ一タ）、 83はドライノく、 84はバンドパスフィルタ（BPF)、 85は可変減衰器、 86は高出力増幅器 (AMP)、 87はアンテナである。また、 88は低雑音増幅器 (LNA)、 89はバンドパスフィルタ（BPF)、 90は可変減衰器、 91はミキサ（ダウンコンバータ）、 SW1及び SW2は SPDT (単極双投)スィッチである。ここで、可変減衰器 85、 90は、上述した本実施形態による可変減衰器が用いられる。

[0047] 送信信号入力端子 SSより入力される送信 IF信号（中間周波信号）は、スィッチ SW 1を介して供給される高出力 VC081の発振信号を基に、アップコンバータ 82にて送信 RF信号 (高周波信号）に変換される。アップコンバータ 82から出力された送信 RF 信号は、ドライバ 83を介して BPF84にてフィルタ処理が施され不要な周波数成分がカットされる。

[0048] そして、 BPF84から出力された送信 RF信号は、可変減衰器 85にて所定の減衰量で減衰されて出力レベル調整され、さらに AMP86にて増幅される。 AMP86で増幅された送信 RF信号は、スィッチ SW2を介してアンテナ 87に供給され、アンテナ 87より送信される c

[0049] ここで、図 9に示すような RFトランシーバー装置の出力を大きくするには、 AMP86 の出力を大きくすることが不可欠である。しかしながら、送信に要する出力は、そのときの天候や環境などによっても左右され、常に装置としての最大出力を要するとは限らない。そこで、上述した本実施形態による可変減衰器を送信側に設けることで、出カレベルの調整を行うことができる。

[0050] また、アンテナ 87で受信された受信 RF信号は、スィッチ SW2を介して LNA88に供給され、 LNA88にて増幅される。 LNA88で増幅された受信 RF信号は、 BPF84 にてフィルタ処理が施された後、ダウンコンバータ 91に供給される。

[0051] ダウンコンバータ 91に供給された受信 RF信号は、高出力 VC081の発振信号に基づくローカル発振信号を基に、ダウンコンバータ 91にて受信 IF信号に変換され、受信信号出力端子 RSより出力される。なお、ダウンコンバータ 91に供給されるローカル発振信号は、高出力 VC081の発振信号を可変減衰器 85にて所定の減衰量で減衰した信号である。

[0052] ここで、 RFトランシーバー装置の出力を大きくするには、高出力の VCOを使用することも必要である。しカゝしながら、高出力 VC081の発振信号は、受信 RF信号をダウンコンバータ 91でダウンコンバートするためにも使用されるので出力が大きすぎると受信側処理で不都合が生じる場合がある。そこで、本実施形態による可変減衰器を高出力 VC081とダウンコンバータ 91との間に設けることで、ダウンコンバータ 91に供給するローカル発振信号のレベル調整を行うことができる。

[0053] なお、図 9においては、送信側及び受信側の両方に本実施形態による可変減衰器を用いた RFトランシーバー装置を示して、るが、送信側又は受信側の何れか一方に本実施形態による可変減衰器を適用するようにしても良ヽ。

[0054] また、上記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化のほんの一例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその技術思想、またはその主要な特徴力も逸脱することなぐ様々な形で実施することができる。

産業上の利用可能性

[0055] 以上のように、本発明によれば、入出力反射特性を改善するための抵抗素子を、入力端子、出力端子に接続される伝送線路に対して並列に接続する。これにより、可変減衰器における入出力特性を悪化させることなぐ減衰量を従来と比較して大きくすることができ、良好な入出力特性を有しながらも最大減衰量を向上させることができる。

Claims

請求の範囲

[1] 入力端子に入力された信号を減衰して出力端子力出力する可変減衰器であって上記入力端子と上記出力端子との間に直列接続された複数の伝送線路と、上記入力端子に接続された上記伝送線路に並列接続された第 1の抵抗素子と、上記出力端子に接続された上記伝送線路に並列接続された第 2の抵抗素子とを備えることを特徴とする可変減衰器。

[2] 上記直列接続された伝送線路間の各相互接続点に、当該相互接続点と接地との間に直列に接続され、信号の減衰量を調整するための可変抵抗素子をそれぞれ備えることを特徴とする請求項 1記載の可変減衰器。

[3] 上記可変抵抗素子は、ドレインが上記伝送線路の相互接続点に接続され、ソースが接地され、ゲートに供給される制御電圧に応じて抵抗値が制御されるトランジスタであることを特徴とする請求項 2記載の可変減衰器。

[4] 上記第 1の抵抗素子及び第 2の抵抗素子の少なくとも一方が可変抵抗素子であることを特徴とする請求項 1記載の可変減衰器。

[5] 上記可変抵抗素子は、トランジスタを用いて構成されることを特徴とする請求項 4記載の可変減衰器。

[6] 入力端子と出力端子との間に直列接続された複数の 4分の 1波長伝送線路と、上記複数の伝送線路間の各相互接続点に対応して設けられ、ドレインが上記伝送線路の相互接続点に接続され、ソースが接地され、ゲートに制御電圧が供給されるトランジスタと、

上記入力端子に接続された上記伝送線路に並列接続された第 1の抵抗素子と、上記出力端子に接続された上記伝送線路に並列接続された第 2の抵抗素子とを備えることを特徴とする可変減衰器。

[7] 上記抵抗素子は、可変抵抗素子であることを特徴とする請求項 6記載の可変減衰

[8] 上記可変抵抗素子は、 HEMT (high electron

mobility transistor)を用いて構成されてヽることを特徴とする請求項 7記載の可変減衰器。

[9] 上記可変抵抗素子は、 HBT (hetero- junction

bipolar transistor)を用いて構成されてヽることを特徴とする請求項 7記載の可変減衰器。

[10] 中間周波信号を高周波信号に変換する送信側ミキサと、

減衰量が調整可能であるとともに、上記送信側ミキサより出力された上記高周波信号を減衰し出力する送信側可変減衰器と、

上記送信側可変減衰器より出力された上記高周波信号を増幅しアンテナに出力する送信側増幅器とを備え、

上記送信側可変減衰器は、入力端子と出力端子との間に直列接続された複数の伝送線路と、上記入力端子に接続された上記伝送線路に並列接続された第 1の抵抗素子と、上記出力端子に接続された上記伝送線路に並列接続された第 2の抵抗素子とを有することを特徴とする集積回路。

[11] アンテナで受信した高周波信号が供給され、当該高周波信号を増幅して出力する受信側増幅器と、

減衰量が調整可能であるとともに、ローカル発振信号を減衰し出力する受信側可変減衰器と、

上記受信側可変減衰器より出力された上記ローカル発振信号を基に、上記受信側増幅器より出力された高周波信号を中間周波信号に変換する受信側ミキサとを備え上記受信側可変減衰器は、入力端子と出力端子との間に直列接続された複数の伝送線路と、上記入力端子に接続された上記伝送線路に並列接続された第 1の抵抗素子と、上記出力端子に接続された上記伝送線路に並列接続された第 2の抵抗素子とを有することを特徴とする請求項 10記載の集積回路。

[12] アンテナで受信した高周波信号が供給され、当該高周波信号を増幅して出力する受信側増幅器と、

減衰量が調整可能であるとともに、ローカル発振信号を減衰し出力する受信側可変減衰器と、上記受信側可変減衰器より出力された上記ローカル発振信号を基に、上記受信側増幅器より出力された高周波信号を中間周波信号に変換する受信側ミキサとを備え上記受信側可変減衰器は、入力端子と出力端子との間に直列接続された複数の伝送線路と、上記入力端子に接続された上記伝送線路に並列接続された第 1の抵抗素子と、上記出力端子に接続された上記伝送線路に並列接続された第 2の抵抗素子とを有することを特徴とする集積回路。

[13] 請求項 1記載の可変減衰器の能動素子を集積した半導体基板と当該可変減衰器の受動素子を集積した絶縁基板とを備えることを特徴とする集積回路。

[14] 請求項 1記載の可変減衰器を構成する各回路素子を同一の半導体基板上にモノリシックに集積したことを特徴とする集積回路。